CN105305827B - 次级侧动态负载检测及通信设备 - Google Patents

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Abstract

一种开关功率变换器，其向负载提供经调节的电压。开关功率变换器包括变压器，该变压器包括耦接至输入电压的初级绕组和耦接至开关功率变换器的输出的次级绕组。开关功率变换器还包括耦接至初级绕组的功率开关和耦接至次级绕组的整流器。响应于功率开关导通而生成初级绕组中的电流以及响应于功率开关关断而不生成初级绕组中的电流。检测电路测量整流器两端的电压。如果检测电路检测到消隐时段之外整流器两端的电压的降低，则检测电路在变压器的次级绕组中生成电流脉冲。

Description

次级侧动态负载检测及通信设备
技术领域
本公开内容大体涉及开关电源，并且更具体地涉及经由次级侧检测设备检测动态负载的开关功率变换器。
背景技术
包括智能电话、平板计算机和便携式计算机的许多电子设备采用在较宽操作条件上提供受控的且经调节的功率输出的电源。这些电源常常包括用于从电源向跨变压器的负载递送电力的功率级(power stage)。功率级中的开关将负载电耦接至电源或者使负载与电源解耦，并且耦接至该开关的开关控制器控制开关的导通时间和关断时间。除其他方式之外，还可以通过测量输出电流或输出电压并且将其反馈至初级侧开关控制器来实现对功率输出的调节。为了提高成本性能和减小尺寸，许多市场上可获得的隔离电源采用仅初级反馈和控制。通过感测初级侧信号，能够检测并且因此能够控制和调节次级输出和负载状况。
为了方便，在没有负载连接至电源输出的时候，终端用户通常会使电源留在连接至AC电源(AC mains)的状态。为了保持经调节的输出电压(甚至在无负载状况下)，控制器可能会在低负载或无负载状况下改变其调节模式。在无负载状况下，使开关功率变换器中的功率开关导通或关断的脉冲的速率被显著地减小，以便保持输出电压调节，导致开关功率变换器在导通周期和关断周期之间的时段较长。这对依赖于功率开关的导通周期和关断周期来获得反馈信号的初级侧感测控制方案提出了重大挑战。在开关的导通周期之间的时段期间，由于不生成反馈信号，因此控制器不知道输出电压的状态。如果在开关的较长关断周期中的一个关断周期期间电子设备被重新连接至电源——表示动态负载改变，则初级侧控制器直到开关的下一个导通周期才接收到关于次级侧输出电压的改变的反馈。在此期间，输出电压可能会因此显著地降低，超过开关功率变换器或电子设备的调节规范所规定的容许电压降。
发明内容
一种开关功率变换器，其使用次级侧检测设备来检测开关功率变换器的输出处的负载瞬变(load transient)。在一个实施方式中，开关功率变换器包括变压器，该变压器包括耦接至输入电压的初级绕组和耦接至开关功率变换器的输出电压的次级绕组。功率开关耦接至变压器的初级绕组，以及整流器耦接至变压器的次级绕组。响应于功率开关导通而在初级绕组中生成电流，以及响应于功率开关关断而不在初级绕组中生成电流。整流器在功率开关的关断周期期间向开关功率变换器的输出提供经整流的电流。
耦接在变压器的次级侧上的整流器两端的检测电路测量整流器两端的电压。在功率开关的关断周期期间，整流器两端的电压指示开关功率变换器的输出电压。如果在消隐时段之外整流器两端的电压下降到阈值之下，则检测电路检测到电压降，并且作为响应，在变压器的次级绕组中生成电流脉冲。
在一个实施方式中，开关控制器检测由变压器的次级侧的电流脉冲而引起的变压器的初级侧的电压改变。开关控制器响应于检测到该脉冲而使功率开关导通，以调节开关功率变换器的输出电压。因此，开关功率变换器基于由检测电路生成的电流脉冲来对功率开关的关断周期期间的动态负载状况进行补偿。
在说明书中描述的特征和优点并不是无所不包的，并且具体地，鉴于附图、说明书和权利要求书，许多另外的特征和优点对于本领域技术人员来说将是明显的。此外，应当指出的是，说明书中所使用的语言主要是为了易读和指导的目的而选择的，其不是被选择为描绘或限制发明主题的。
附图说明
通过结合所附附图考虑以下详细描述，可以容易地理解本发明的实施方式的教导。
图1A至图1D示出了开关功率变换器的各种实施方式。
图2A至图2B示出了检测电路的示例实施方式。
图3A至图3B是示出在电压振荡时段(voltage ringing period)期间检测电路中的信号的示例波形。
图4示出了与在轻负载或无负载操作期间的开关功率变换器相对应的示例波形。
图5示出了与具有施加的负载瞬变的开关功率变换器相对应的示例波形。
具体实施方式
附图和以下描述仅通过示例的方式涉及本发明的优选实施方式。应当注意的是，根据以下讨论，将容易认识到本文所公开的结构和方法的替选实施方式为在不背离所要求保护的发明的原理的情况下可以采用的可行替选方案。
现在将详细地参照在附图中示出其示例的本发明的若干实施方式。要注意的是，在任何可行的情况下，可以在附图中使用相似或相同的附图标记，并且其可以表示相似或相同的功能。附图仅出于说明的目的描绘了本发明的实施方式。本领域技术人员根据以下描述将容易认识到：在不背离本文所描述的发明的原理的情况下可以采用本文所示的结构和方法的替选实施方式。
本文所描述的开关功率变换器的实施方式被配置成在不影响反馈或调节控制回路并且因此不影响回路稳定性以及不增加空载功耗的情况下(1)使用次级侧检测设备来检测开关功率变换器的输出处的动态负载，以及(2)向初级侧控制器发信号通知出现动态负载。控制器通过基于指示动态负载的信号修改功率开关的导通时间和关断时间，来调节输出电压。
图1A至图1D示出了开关功率变换器100的示例实施方式。在一个实施方式中，除其他部件之外，开关功率变换器100包括：具有初级绕组102、偏置绕组103和次级绕组104的变压器；功率开关106；以及控制器110。
参照图1A至图1D，功率变换器100从交流(AC)电源(未示出)接收AC电力，该AC电力被整流以提供输入电容器C1两端的经调节的直流(DC)输入电压101。输入电压101耦接至初级绕组102。在功率开关106的导通周期期间，由于整流器D1反向偏置，所以能量被存储在初级绕组102中。在功率开关106的关断周期期间，由于整流器D1变为正向偏置，所以存储在初级绕组102中的能量被释放到次级绕组104并且被传递至跨电容器C2的负载120。在功率开关106关断之后，整流器D1将电流传导至开关功率变换器100的输出。在传导时段的末端，由于变压器的电感和寄生电容，因此整流器D1两端的电压谐振。包括例如二极管或同步整流器的整流器D1对次级绕组104的电压进行整流，并且电容器C2对次级绕组104的电压进行滤波，用于作为负载120两端的输出电压121而输出。
初级侧控制器110生成用于使功率开关106导通或关断的控制信号113。控制器110以感测电阻器Rs两端的电压115形式感测通过初级绕组102的电流I_sense。电流I_sense与通过负载120的电流通过变压器的匝数比而成比例。控制器110还接收可以以各种方式生成的、指示输出电压121的感测反馈电压V_sense。在一个实施方式中，在功率开关106的关断周期期间，次级绕组104两端的电压被反映在变压器的偏置绕组103的两端。在该情况下，偏置绕组103两端的电压由电阻分压器进行分压，并且输入至控制器110作为感测电压V_sense。可以使用任何各种其他反馈机构来感测输出电压121作为对于控制器110的反馈。控制器110控制功率开关106的切换，以基于V_sense来调节输出电压121或者以基于I_sense来调节通过负载120的输出电流。控制器110可以采用许多调制技术中的任一调制技术例如脉冲宽度调制(PWM)或脉冲频率调制(PFM)，来控制功率开关106的导通状态和关断状态以及占空比，以调节输出电压121和通过负载120的电流。
控制器110被配置成在各种负载状况期间(包括当负载(如电子设备)连接至电源时以及当负载未连接至电源时)，对开关功率变换器100进行操作。例如，在恒压模式下，控制器110提供处于规定容差范围内的固定电压的经调节的DC输出。恒压模式一般指示电子设备的内部电池被完全充电并且电源的固定电压输出为要正常工作的电子设备提供工作电力。在恒定电流模式下，电源提供固定电流输出。恒定电流模式一般指示电子设备的内部电池未被完全充电，并且电源的恒定电流输出使得能够对电子设备的内部电池进行有效充电。最后，在无负载状况下，电子设备从电源断开连接。在无负载状况下，在预期负载重新连接至电源的情况下，控制器100可以维持从功率变换器100输出的经调节的电压输出。
在轻负载或无负载状况下，控制器110可以以PFM工作并且减小功率开关106的开关频率，以便保持对输出电压121的调节。随着功率开关106的开关频率减小，归因于功率开关106的关断周期的、感测电压V_sense的测量之间的时间增加。如果负载120在测量间增加，则输出电压121下降，直到再次感测到V_sense并且控制器110对该负载改变做出响应为止。
检测电路130在功率开关106的每个关断周期中、在反馈电压的测量之间检测负载120的改变。检测电路130耦接至变压器的次级侧上的整流器D1的两端，并且测量整流器两端的电压V_REC。在以二极管作为整流器D1的开关功率变换器100的实施方式中，检测电路130包括耦接至整流器D1的阴极的第一引脚和耦接至整流器D1的阳极的第二引脚，并且检测电路130测量从整流器D1的阴极到的阳极的电压。在负载瞬变期间，由检测电路130所测量的、整流器D1两端的电压V_REC指示输出电压121的改变。如果检测电路130检测到负载瞬变，则检测电路130在其引脚间提供低阻抗，使得电流能够流过次级绕组104。控制器110检测作为次级绕组中的电流的指示的感测电压V_sense的改变，并且控制功率开关106的切换，以对负载瞬态做出响应。因此，检测电路130向控制器110通知在功率开关106的关断周期出现动态负载状况，使得控制器110能够在输出电压121显著地降低之前调节输出电压并且对动态负载进行补偿。
如图1A所示，功率变换器100的一个实施方式具有耦接在次级侧接地与次级绕组104之间的整流器D1，使得检测电路130耦接至次级侧接地与次级绕组104。然而，检测电路130相对于功率变换器100的其它部件的各种替选配置也是可以的。特别地，由于检测电路130检测整流器D1两端的电压，所以检测电路130不需要耦接至次级侧接地。因此，可以针对电磁干扰或其他考虑改变整流器D1和检测电路130的位置，以提高功率变换器100的性能。
例如，图1B示出了具有检测电路130的开关功率变换器100的替选配置。在图1B的示例中，整流器D1耦接在变压器的次级绕组104与输出电容器C2之间，并且检测电路130耦接在整流器D1的两端。
图1C示出了具有检测电路130的开关功率变换器100的另一替选配置。在图1C的示例中，整流器D1和检测电路130耦接在变压器的次级绕组104与第二次级绕组401之间。
图1D示出了具有检测电路130的开关功率变换器100的又一配置。在图1D的示例中，检测电路130和整流器(例如，整流器D1)集成在用作整流器同时提供动态负载检测的智能二极管140或单个IC芯片中。智能二极管140被放置在变压器的次级侧。例如，图1D示出了与变压器的次级绕组104和输出电容器C2串联的智能二极管140。然而，功率变换器100的其他实施方式可以具有智能二极管140相对于变压器的次级侧部件的不同配置。
图2A至图2B是示出检测电路130的示例实施方式的框图。在一个实施方式中，如图2A所示，检测电路130包括比较器210、消隐电路220和脉冲发生器230。检测电路130具有耦接至整流器的一侧的第一引脚STR和耦接至整流器的另一侧的第二引脚GND。检测电路130的其他实施方式可以包括另外的部件或不同的部件。
脉冲发生器230基于脉冲使能信号PL_EN使旁路开关235导通或关断。如果脉冲使能信号PL_EN为低，则使脉冲发生器230关闭并且使旁路开关235不导通。在该状态下，检测电路130的引脚之间的阻抗为高。如果脉冲使能信号PL_EN为高，则脉冲发生器230生成使旁路开关235导通一个或更多个短时脉冲(例如，每个脉冲持续500ns)的控制信号。当旁路开关235导通时，检测电路130的引脚STR与GND之间的阻抗等效于电阻R1及旁路开关235和导线内的任何内阻。在一个实施方式中，电阻器R1具有相对较小的电阻，导致在旁路开关235导通时检测电路130的两个引脚之间的阻抗低。由导通的旁路开关235提供的低阻抗路径使得电流能够绕过整流器D1，在次级绕组104中生成电流。在一些实施方式中，旁路开关235可以是MOSFET，例如图2A所示，或者可以是任何各种其它类型的开关。
脉冲使能信号PL_EN是基于比较器210和消隐电路220的输出而生成的。检测电路130的第一引脚STR与第二引脚GND之间的电压被电阻分压器215分压，并且经分压的电压被输入至比较器210。比较器210将经分压的电压与阈值电压(例如，1.25V)进行比较，并且在经分压的电压下降到阈值电压之下的情况下输出二进制高值。阈值电压例如由负载120的制造商设置为关于用于负载120的电压规范的下边界。
消隐电路220输出二进制高值或低值，以分别使能或禁用脉冲发生器230。特别地，由于在初级侧功率开关106的导通脉冲期间使旁路开关235导通将使电流能够绕过整流器D1并且因此会耦接输入电容器C1和输出电容器C2，因此在功率开关106导通时消隐电路220输出二进制低值以禁用脉冲发生器230。此外，为了减少检测电路130的误触发，消隐电路220还可以在其中变压器的电感和寄生电容谐振的谐振时段的至少一部分期间禁用脉冲发生器230。消隐电路220在功率开关106导通之后的指定量的时间内输出二进制高值，使能检测电路130以检测检测电路的引脚两端的电压的改变，直到功率开关106再次导通为止。
在一个实施方式中，消隐电路220包括比较器和延迟定时器。比较器检测检测电路130的第一引脚与第二引脚之间的电压的上升沿或者所述第一引脚与第二引脚之间的电压的下降沿，并且作为响应，启动延迟定时器。延迟定时器在预定义量的时间之后到期。在延迟定时器到期之前，消隐电路220的输出为低，从而将脉冲使能信号PL_EN设置成低值。在延迟定时器到期之后，消隐电路220的输出为高，从而在比较器210的输出也为高的情况下将脉冲使能信号PL_EN设置成高值。
如果消隐电路220和比较器210的输出均为二进制高值，则脉冲使能信号PL_EN变为二进制高值。也就是说，如果在功率开关106导通之后的指定时段以外检测电路130的第一引脚与第二引脚之间的电压下降到阈值电压之下，则脉冲使能信号PL_EN为高。否则，脉冲使能信号PL_EN为低。
由于变压器电感和寄生电容的振荡时段可能会显著地改变，所以消隐电路220使检测电路130关闭的时段也可能会显著地改变。较短的消隐时段使检测电路130能够检测在较大部分开关周期期间出现的动态负载。然而，如果消隐时段太短，则振荡可能会导致检测电路130的误触发。为了提供对动态负载状况的快速且可靠的检测，如图2B所示的检测电路130的另一实施方式包括耦接在比较器210与脉冲发生器230之间的抗尖峰脉冲(de-glitch)滤波器240。一般地，抗尖峰脉冲滤波器240减小变压器振荡对于输出电压121改变的可检测性的影响。抗尖峰脉冲滤波器240从比较器210接收到的信号COMP_DET中滤除具有阈值之上幅度和阈值之下宽度的脉冲。抗尖峰脉冲滤波器240生成经滤波的信号COMP_DET_DG。如果消隐电路220的输出和经滤波的信号COMP_DET_DG为高，则脉冲使能信号PL_EN为高。响应于高脉冲使能信号PL_EN，脉冲发生器230使旁路开关235导通。
图3A和3B是示出在电压V_REC的振荡时段期间图2B的检测电路130中的信号的示例波形。具体地，图3A是示出到比较器210的输入的示例波形。具体地，比较器210接收定义电压阈值的基准电压和由电阻分压器215输出的电压。由于变压器的谐振，电阻分压器215输出的电压在基准电压周围振荡。图3B是示出比较器210的输出(即，到抗尖峰脉冲滤波器240的输入)和抗尖峰脉冲滤波器240的输出的示例波形。如图3B所示，随着比较器210的输入在基准值周围振荡，比较器210的输出在高值与低值之间进行切换。抗尖峰脉冲滤波器240滤除比较器输出信号中的高频振荡，生成如图3B所示的平滑信号。在图3A和图3B所示的时刻A与时刻B之间，比较器输出在低值与高值之间振荡。抗尖峰脉冲滤波器240滤除高频振荡并且在时刻B之后输出低值。
图4示出了在恒定负载状况下开关功率变换器200的实施方式的示例波形。在时刻t0处，开关驱动信号113变为高，从而使初级侧功率开关106导通。由于整流器D1变为反向偏置，所以响应于功率开关106导通，次级侧整流器D1两端的电压V_REC增大。在时刻t1处，开关驱动信号113下降到低值以使功率开关106关断，从而使整流器D1正向偏置并且使所述电压V_REC下降到基本上零值。在时刻t1与时刻t2之间整流器D1向开关功率变换器100的输出传导电流，由于变压器的漏电感和寄生电容，从时刻t2到时刻t3，电压V_REC振荡。时刻t3表示振荡的幅度下降到阈值之下的时刻。在时刻t3与时刻t4之间，电压V_REC保持基本上恒定，在时刻t4处开关驱动信号113再次变为高以使功率开关106导通。因此，时刻t0与时刻t4之间的时段表示变压器的开关时段。负载两端的输出电压121在整个开关时段保持在基本上恒定值处。由于输出电压121没有显著地改变，所以在图4所示的开关周期中不启动检测电路130。
图5示出了在瞬态负载状况期间功率转换器100的实施方式的示例波形。类似于图4，在时刻t0与时刻t1之间，开关驱动信号113为高，从而导致功率开关106从t0到t1导通。电压V_REC在开关驱动信号113的上升沿处增加，并且在时刻t1处，电压V_REC在开关驱动信号113的下降沿处减小。从时刻t2到时刻t3，电压V_REC振荡，时刻t3表示振荡的幅度大于阈值幅度的时刻。在时刻t3_1处，由开关功率变换器100驱动的负载增加，导致输出电压121开始下降。由于输出电压121减小，所以电压V_REC也减小直到在时刻t3_2处其下降到(在图5中由水平虚线表示的)阈值之下为止。响应于电压V_REC下降到阈值之下，检测电路130启动旁路开关235，在检测电路130的两个引脚之间建立低阻抗路径。低阻抗路径使得电流能够绕过整流器D1，在变压器绕组上产生电压尖峰。控制器110检测在变压器的初级侧的电压尖峰。例如，控制器110检测变压器的初级绕组102或偏置绕组103两端的电压尖峰。响应于检测到电压尖峰，控制器110启动功率开关106。因此，在时刻t4处，功率开关106导通。
在一个实施方式中，如图5所示，消隐电路220在消隐时段502内或在t0之后的一段时间内使检测电路130关闭。也就是说，在消隐时段502期间，消隐电路220的输出为低，而在消隐时段502以外，消隐电路220的输出为高。因此，在消隐时段502期间，不启动检测电路130的旁路开关235并且检测电路130不向控制器110警告输出电压121的改变。消隐时段502包括功率开关106导通的时间，原因是在功率开关106的导通时间期间使能检测电路130的旁路开关235将会使输入电容器C1耦接至输出电容器C2并且因此在功率变换器100中生成较大电流。在一个实施方式中，消隐时段502还包括次级整流器传导电流的时间，如图4所示的从t1至t2，原因是次级整流器电压接近于零，这可能会错误地触发比较器210。在一个实施方式中，消隐时段502还包括功率开关106的每个关断周期的一部分。例如，图5示出了从t0(功率开关106导通的时刻)到t3(电压V_REC中的振荡下降到阈值幅度之下的时刻)延伸的消隐时段502。在其他实施方式中，消隐时段502可以更长或更短。例如，在包括抗尖峰脉冲滤波器240以对时刻t2与时刻t3之间的高频振荡进行补偿的检测电路130的实施方式中，消隐电路220从时刻t0至时刻t2可以输出低值而在其他时间输出高值。在该情况下，消隐时段502为时刻t0与t2之间的时间。
尽管在本文中已经示出并描述了特定实施方式和应用，但要理解的是，实施方式不限于本文所公开的确切结构和部件，并且在不背离如所附权利要求中限定的实施方式的精神和范围的情况下，可以对实施方式的方法和装置的布置、操作和细节做出各种修改、改变和变型。
在阅读本公开内容时，本领域技术人员将理解用于该系统的又一些另外的替选设计。因此，尽管已示出并描述了本发明的特定实施方式和应用，但要理解的是，本发明不限于本文所公开的确切结构和部件，并且在不背离加入从本文的主题的任何权利要求所限定的本发明的精神和范围的情况下，可以对本文所公开的本发明的方法和装置的布置、操作和细节做出对于本领域技术人员来说将是明显的各种修改、改变和变型。

Claims (20)

1.一种开关功率变换器，包括：
变压器，所述变压器包括耦接至输入电压的初级绕组和耦接至所述开关功率变换器的输出的次级绕组；
功率开关，所述功率开关耦接至所述变压器的所述初级绕组，响应于所述功率开关导通而生成所述初级绕组中的电流，以及响应于所述功率开关关断而不生成所述初级绕组中的电流；
整流器，所述整流器耦接至所述变压器的所述次级绕组，所述整流器在所述功率开关的关断周期期间向所述开关功率变换器的所述输出传导经整流的电流；以及
检测电路，所述检测电路测量仅在所述检测电路的消隐时段之外所述整流器两端的电压，所述检测电路检测仅在所述消隐时段之外所述整流器两端的所述电压的降低，以及响应于检测到所述电压的降低而在所述变压器的所述次级绕组中生成一个或更多个电流脉冲。
2.根据权利要求1所述的开关功率变换器，其中，所述检测电路包括：
两个引脚，所述两个引脚耦接至所述整流器的相应侧；以及
旁路开关，所述两个引脚之间的阻抗响应于所述旁路开关关断而为高以及响应于所述旁路开关导通而为低。
3.根据权利要求2所述的开关功率变换器，还包括耦接至所述旁路开关的脉冲发生器，所述脉冲发生器响应于所述两个引脚之间的电压下降到阈值电压以下而生成使所述旁路开关导通的控制信号。
4.根据权利要求2所述的开关功率变换器，其中，所述检测电路包括消隐电路，所述消隐电路在所述消隐时段期间关断所述旁路开关。
5.根据权利要求4所述的开关功率变换器，其中，所述消隐电路包括：
比较器，所述比较器检测所述功率开关的导通时间；以及
延迟定时器，所述延迟定时器适于响应于所检测到的所述功率开关的导通时间而开启并且在预设时间量之后关闭，其中，所述消隐电路响应于所述延迟定时器开启而关断所述旁路开关。
6.根据权利要求5所述的开关功率变换器，其中，所述检测电路包括抗尖峰脉冲滤波器，所述抗尖峰脉冲滤波器适于滤除由所述比较器输出的电压的高频振荡。
7.根据权利要求1所述的开关功率变换器，其中，所述消隐时段包括所述功率开关的导通时间。
8.根据权利要求7所述的开关功率变换器，其中，所述消隐时段还包括在所述整流器向所述开关功率变换器的所述输出传导电流时所述功率开关的关断时间的一部分。
9.根据权利要求1所述的开关功率变换器，其中，在所述整流器向所述开关功率变换器的所述输出传导电流之后，所述整流器两端的电压振荡，并且其中，所述消隐时段包括所述整流器两端的电压正在振荡的时间的至少一部分。
10.根据权利要求1所述的开关功率变换器，还包括：
开关控制器，所述开关控制器生成使所述功率开关导通和关断的控制信号，所述开关控制器适于检测作为所述检测电路生成的电流脉冲的指示的、所述变压器的所述初级绕组和偏置绕组之一两端的电压的改变，所述开关控制器适于响应于检测到所述电流脉冲而使所述功率开关导通。
11.一种用于控制开关功率变换器的方法，所述开关功率变换器包括：变压器，所述变压器具有耦接至输入电压的初级绕组和耦接至所述开关功率变换器的输出的次级绕组；耦接至所述变压器的所述初级绕组的功率开关；以及耦接至所述变压器的所述次级绕组的整流器，所述方法包括：
测量仅在消隐时段之外所述整流器两端的电压
检测仅在所述消隐时段之外所述整流器两端的所述电压的降低；以及
响应于检测到所述电压降低而在所述变压器的所述次级绕组中生成一个或更多个电流脉冲。
12.根据权利要求11所述的方法，还包括：
通过耦接至所述整流器的相应侧的两个引脚来检测所述整流器两端的电压；
其中，生成所述一个或更多个电流脉冲包括使旁路开关导通，所述旁路开关在导通时在所述两个引脚之间提供低阻抗路径。
13.根据权利要求12所述的方法，还包括：响应于所述两个引脚之间的电压下降到阈值以下而生成使所述旁路开关导通的控制信号。
14.根据权利要求12所述的方法，还包括：在所述消隐时段期间关断所述旁路开关。
15.根据权利要求14所述的方法，其中，在所述消隐时段期间关断所述旁路开关包括：
检测所述功率开关的导通时间；以及
响应于检测到所述功率开关的所述导通时间而开启具有预设到期时间的延迟定时器，其中，所述旁路开关响应于所述延迟定时器开启而被关断。
16.根据权利要求11所述的方法，还包括将抗尖峰脉冲滤波器施加于比较器的输出，所述比较器检测所述整流器两端的电压降，所述抗尖峰脉冲滤波器滤除由所述整流器两端的电压的振荡引起的所述比较器的所述输出中的高频脉冲。
17.根据权利要求11所述的方法，其中，所述消隐时段包括所述功率开关的导通时间和在所述整流器向所述开关功率变换器的所述输出传导电流时所述功率开关的关断时间的一部分。
18.根据权利要求11所述的方法，其中，所述整流器两端的电压响应于所述次级整流器停止传导电流而振荡，并且其中，所述消隐时段包括所述整流器两端的电压正在振荡的时间的至少一部分。
19.根据权利要求11所述的方法，其中，所述开关功率变换器还包括开关控制器，所述开关控制器生成使所述功率开关导通或关断的控制信号，所述方法还包括：
通过监视所述变压器的所述初级绕组和偏置绕组之一两端的电压来检测由所述检测电路生成的电流脉冲，以及
响应于检测到所述电流脉冲而使所述功率开关导通。
20.一种开关功率变换器，包括：
变压器，所述变压器包括耦接至输入电压的初级绕组和耦接至所述开关功率变换器的输出的次级绕组；
功率开关，所述功率开关耦接至所述变压器的所述初级绕组，响应于所述功率开关导通而生成所述初级绕组中的电流，以及响应于所述功率开关关断而不生成所述初级绕组中的电流；以及
智能二极管，所述智能二极管耦接至所述变压器的所述次级绕组，所述智能二极管包括：
整流器，所述整流器在所述功率开关的关断周期期间向所述开关功率变换器的所述输出传导经整流的电流；以及
检测电路，所述检测电路测量仅在所述检测电路的消隐时段之外所述整流器两端的电压，所述检测电路检测仅在所述消隐时段之外所述整流器两端的所述电压的降低，并且响应于检测到所述电压的降低而在所述变压器的所述次级绕组中生成一个或更多个电流脉冲。
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