CN105281766B - 模数转换器和校准其的方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及模数转换器和校准其的方法。模数转换器(ADC)包括具有选择性地连接至中频(IF)信号输入的输入和连接至加法器的输出的积分器。加法器具有连接到量化器的输入的输出，量化器输出可操作地连接到信号强度指示器。积分器包括可编程增益反馈组件。加法器具有合成校准信号输入，该可编程增益反馈组件的值被配置成当中频的合成校准信号被应用到加法器时发生改变。信号强度指示器被配置为当信号强度最小化时检测可编程增益反馈组件的值并相应地校正ADC。

Description

模数转换器和校准其的方法

技术领域

本发明涉及一种模数转换器(ADC)和校准其的方法。

背景技术

低功率射频(RF)收发器对于包括无线计量、家庭自动化、无线报警和传感器网络的各种无线通信网络正变得日益重要。

这种系统的一个特征是对于在网络上的各种无线传感器和传感器节点的低带宽要求。例如，在这些系统进行操作的射频接收通道期望从任何地方开始的窄带操作，例如5kHz至50kHz，同时保持高性能的灵敏度、相邻通道的抑制和低活性功率规格。

在这些系统中使用的常见的接收器类型包括中频(IF)接收器和这些典型地包括在接收路径中的模数转换器(ADC)。

术语“噪声传递函数”(noise transfer function，简称NTF)可用于量化ADC噪声的传递函数。如果在传递函数中NTF具有陷波，那么ADC噪声的量化在陷波频率周围区域中的ADC输出将经历衰减，并且最大衰减处出现在陷波频率本身。

已知的是将NTF陷波放置在中频增加了信号与量化噪声比(SQNR)而不需要增加例如ADC过采样率、采样时钟频率或调制顺序。准确在中频定位NTF陷波，特别是在连续时间Σ-Δ(CT-ΔΣ)ADC中，受制于制造和温度变化，因此自主地校准的方法是被期望的。

发明内容

本发明的实施方案提供了一种模数转换器(ADC)，它包括具有选择性地连接至中频(IF)信号输入的输入和连接至加法器的输出的积分器。加法器具有连接到量化器输入的输出，量化器输出可操作地连接到信号强度指示器。该积分器包括可编程增益反馈组件。加法器具有合成校准信号输入，当中频合成校准信号被应用到加法器该可编程增益反馈组件的值被配置以发生改变。当信号强度最小化时信号强度指示器被配置以检测可编程增益反馈组件的值并相应地校准ADC。

在ADC NTF中的陷波可用于过滤带内量化噪声来提高ADC的SQNR并且在IF接收器通道中最大化ADC的性能。在f_IF放置NTF陷波可在f_IF周围的窄频带中显著改善ADC性能。

在一些实施方案中，ADC包括连续时间Σ-Δ(CT-ΔΣ)ADC。

通过校准，ADC可以容纳由于电路的非理想性、错配和其他可能显著降低ADC性能的PVT变化导致的陷波频率变化。

校准可以定位NTF陷波尽可能接近f_IF。使用被注入到量化器输入的校准信号，搜索算法可以定位陷波在ADC启动的f_IF上，同时分辨率提供在NTF系数调整范围内。

另一个方面，根据本发明的实施方案提供了校准模数转换器的方法。

又一个方面，根据本发明的实施方案提供了包括模数转换器的中频(IF)接收器。

优选地，该接收器是窄带(5kHz至50kHz)、低中频(80kHz至200kHz)的接收器。

更进一步的方面，根据本发明的实施方案提供了装有中频接收器的收发器。

附图说明

本发明的实施方案现参考附图通过举例的方式将被描述，其中：

图1示出了对于增加距离理想状态的陷波位置误差的输出SQNR对应IF频率；

图2示出了根据本发明实施方案的中频I/Q接收器；

图3详细示出了使用在图2的接收器中的具有陷波滤波器的CT-ΔΣADC；

图4和5示出了允许图6的反馈路径参数进行调整的电路；

图6示出了改变图2的接收器中反馈路径参数的量化器NTF的效果；和

图7示出了用于在图2中所示类型的接收器中使用的基于校准方法的互相关。

具体实施方式

在ADC的NTF中陷波频率距离理想状态的任何偏差可引起在ADC输出SQNR的显著损失并因此整体降低接收器性能。图1示出了在5kHz带宽的对于从±5％到±20％的NTF陷波位置相对于f_IF的理想陷波位置误差的ADC的SQNR影响。很显然即使在陷波频率相对小的±5％的偏差ADC的SQNR的3dB降低正经历f_IF＝200kHz。对于所有的f_IF>170kHz陷波频率±10％的偏差大约有4dB的输出SQNR损失被测量。

有许多因素会影响陷波在NTF中的最终位置并且这些中的许多在最终电路实现中不一定很好地被控制。将要理解的是保证陷波内的位置，例如被给出的5％这样电路的非理想性、错配和工艺、电压和温度(PVT)的变化是极其困难的。

尽管有非理想性、错配和变化本发明的目的是提供陷波可以定位在中间频率的给定范围内的ADC以改善ADC的性能。

现在参考图2，示出了根据本发明实施方案的带有同相位(I)和正交相位(Q)信号路径的中频(IF)接收器10的框图。

接收器10包括低噪声放大器(LNA)后面跟随I/Q混频器12、14、16，其使用本地振荡器18下变频输入的RF信号进入I和Q信号路径。实时带通模拟滤波器(FILT)被用于选择IF频带，随后是可编程增益放大器(PGA)和连续时间Δ-Σ(CT-ΔΣ)模数转换器(ADC)，其在进一步数字滤波之前数字化IF信号，下采样和转换至方框20内的基带而后在控制器22中解调。

图3更详细地示出了图2的中频接收器10的示例二阶低通CT-ΔΣADC。二阶结构包括两个积分器24、26、有源加法器28，ADC量化器30和提供反馈路径的电流数模转换器(IDAC)32。术语“噪声传递函数”(NTF)可以参考从量化器输入(q_in)到ADC输出(out_i)的ADC量化器30的传递函数。如果NTF在传递函数中具有陷波，那么在q_in的注入信号可以因此在ADC输出端围绕陷波频率周围区域经历衰减同时最大衰减量处出现在陷波频率本身。在图3所示的二阶结构中NTF零点通过插入带有可编程增益反馈组件(增益)'-g'的从第二积分器26的输出到第一积分器24的输入的额外反馈路径34从其直流缺省位置被转移。第一积分器24、第二积分器26和反馈路径34一起可以被称为积分器。

在图示的实施方案中，每个ADC量化器30的NTF中陷波的位置是使用设置增益-g以移位NTF中的零从0Hz(直流)到期望的陷波频率的反馈参数的可编程值进行调节。

I通道ADC和Q通道ADC的每个具有许多附加输入连接相应的ADC到接收器控制器22：

Sel_i从接收器IF前端断开ADC输入in_i_0和in_i_1，所以校准期间解耦从任何射频信号输入的ADC。同样Sel_q(未示出)被提供用于Q通道ADC。这种方法特别的优点是它允许接收器前端PLL部分的校准与ADC陷波校准平行执行。在本实施方案中，I通道ADC和Q通道ADC的每个分别被校准和依次被校准，但当然如果校准速度是优先于处理资源校准可以并行执行。

在该实施方案中，Tune_wav<2：0>是通过输入的有源加法器28注入到ADC量化器30的8级(3位)合成准正弦校准信号。通过在输入注入该校准信号到ADC量化器30，它可以同ADC的量化噪声即NTF经历大约相同的传递函数。选择的频率是接收器的IF频率并且它容易由控制器22产生作为ADC的f_s采样率的一部分。在该实施方案的变型中，其他形式的准正弦校准信号都可以使用。

在图示的实施方案中，tune<3：0>是4位总线允许陷波的位置通过改变增益-g的值进行调整。在其他实施方案中，调谐数据可以包括任何适当的数目的位。图4示出了用于实现增益-g的无源实施方案，以及它如何在第二积分器26的输出和第一积分器24的输入之间通过调整反馈路径34的电阻值被调整的，在这种情况下使用tone<3：0>的总线值通电改变电阻R1、R2和R3的值。图5示出的数字解决方案其中tone<3：0>用于在连接积分器24和26的电阻网络中控制4个开关。电阻值或电阻器R1和/或R1、R2和R3可以被选择使得覆盖整个tone<3：0>的范围，当校准tune_wav施加到加法器28时ADC将提供最小输出。其他实施方案中存在用于实现增益项-g，包括数字控制的有源电路。

在图示的实施方案中，增益-g位于第一积分器24的输出和第二积分器26的输入之间的反馈路径34上。在其他实施方案中，可编程增益反馈组件可在积分器24或26的仅仅一个输入和输出之间延伸；或单独的可编程增益反馈组件可以在相应的积分器24和26的输入和输出之间延伸。在所示实施方案中，notch_en被提供以允许陷波定位在IF以启用或禁用从而允许多个ADC的SQNR被优化，当notch_en启用时在接收操作过程中数字化IF处的下变频信号，或者对于优化的SQNR允许零被放置在0Hz，而当notch_en禁用时在其它使用模式的收发器内数字化直流(DC)信号。

图6示出了当校准调谐Tune_wav被注入时ADC的输出功率。由NTF绘形的量化噪声功率也表明了跟随ADC的固有电子电路噪声。NTF陷波的位置根据tone<3：0>的值的变化被调整。该图显示的区域中，围绕频率f_NTF，其中所注入校正调谐的功率由于陷波位置接近校准调谐频率f_IF而显著衰减。

查找产生最小值的tone<3：0>从0...15的特定值可使用一些算法的任何一种如详尽的、线性、二进制或逐次逼近的搜索算法来执行。线性、二进制或成功的近似搜索算法可以减少校准时间。控制器22可被配置以执行这些搜索算法的一个或更多。搜索可以放置陷波在f_IF期望的范围内这取决于陷波调整电路的粒度，如图4和5所示。例如，在图2和3中示出的对于典型的中频类型的接收器，使用4位调寄存器，陷波可以置于f_IF的约2％内而不管电路非理想、错配和上面所述的PVT变化。

当增益-g进行调整时存在许多技术用于评估ADC的输出。

在一个实现中，控制器22为被校准的ADC执行输出信号的离散傅立叶变换(DFT)。控制器22可以测量在IF频率下DFT。提供了最小中频DFT功率(信号强度)的tone<3：0>值(代码)可以被选为最佳定位陷波。

另一种实现利用了通常被提供在收发器的通道功率估算功能-接收信号强度指示(RSSI)。通道功率估计器功能可以通过控制器22被实现。这通常通过计算在通道输出选择的滤波器20的I通道和Q通道信号的平方和被执行的。同样，在Tune_wav的应用过程中最小化所测量功率的tone<3：0>值(代码)可以被选择。

图7示出了基于确定发现最佳调谐值时机的技术的进一步互相关。这里，控制器22”可以由处理器实现，其生成如上所述的输入调谐Tune_wav并在调谐处注入此输入(in_i_0、in_i_1)到I通道ADC同时输入到Q通道ADC中的量化器(通过如图3中的有源加法器)。开关(未示出)等同于在图3中由sel_i<1：0>控制的开关可用于从接收器前端解耦ADC并且设置在I通道输入到Tune_wav和Q通道ADC输入到共模零。Tune_wav可以如预期地显示在I通道输出端的数字域中并且由Q通道的输出端的NTF进行衰减。由于在如图3中所示的实施方案中陷波位置是通过改变tone<3：0>值被调谐，在Q通道输出信号内容的量可以变化，信号的最大衰减发生在陷波频率最匹配f_{I F}时。互相关的这种衰减可以通过监测的I和QADC输出的累积产物而被检测。如果人们认为这可能从不同的校准比Q通道获益，该方法可以颠倒目的是校准I通道ADC。

一旦校准完成，图3的控制器22或图7的控制器22”可写所选调谐值以备用电池供电的存储器(未示出)。因此，ADC调谐可任选地进行一次，接收器功率高的期间来自备用电池供电存储器中的调谐值随后被恢复。

在另一方面，如果接收器功能覆盖在工作温度的大范围，当调谐之前被执行时当环境温度通过多于温度阈值量被确定为已经转移时理想的状态是安排重新调谐。在这种情况下，用于tone<3：0>所存储的值可以用作起点用来细分搜索以考虑温度变化。

用于校正的系统、装置和方法参照上文某些实施方案被描述。但是熟练的技术人员应当理解实施方案的原理和优点可用于任何其他有需要校准以避免量化噪声的系统、装置或方法。

这样的系统、装置和/或方法可以在各种电子设备中被实现。电子设备的示例可以包括但不限于消费电子产品、消费者电子产品的部件、电子测试设备、无线通信基础设施等。电子设备的示例还可以包括存储器芯片、存储器模块、光网络或其它通信网络的电路和磁盘驱动器电路。消费电子产品可包括但不限于测量仪器、医疗设备、无线设备、移动电话(例如，智能电话)、蜂窝基站、电话、电视机、计算机监视器、计算机、手持式计算机、平板计算机、个人数字助理(PDA)、微波炉、冰箱、立体声系统、盒式磁带录音机或播放器、DVD播放器、CD播放器、数字视频录像机(DVR)、VCR、MP3播放器、收音机、摄像机、照相机、数码相机、便携式存储器芯片、洗衣机、干衣机、洗衣机/干衣机、复印机、传真机、扫描仪、多功能外围设备、手表、时钟等。此外，电子设备可以包括未完成的产品。

除非上下文清楚地要求，否则遍及说明书和权利要求中的词语“包括”、“包括”、“包含”、“包含”和类似词汇等将被解释为包含的意义，而不是排他性或穷尽感；也就是说，是“包括但不限于”的意思。通常在此使用的词语“耦合”或“连接”指的是两个或多个元件可以直接连接，或通过一个或多个中间元件的方式连接。另外，单词“本文中”、“以上”、“以下”和类似含义的单词，当在本发明中使用时应指本发明的整体而不是此发明的任何特定部分。如果上下文允许，分别在优选实施方案的描述词中使用单数或复数数字也可以包括复数或单数数字。词语“或”参照两个或多个项目的列表，意在覆盖以下所有单词的解释：该列表中的任何项目、在列表中的所有项目和列表中项目的任何组合。本文所提供的所有数值均意在包括在测量误差内相似的值。

本文所提供的本发明的教导可以应用于其它系统，而不一定上述系统。上述的各种实施方案的元件和行为可以被组合以提供进一步的实施方案。本文所讨论的方法的行为可以以任何顺序酌情执行。此外，本文所讨论的方法的行为可以被恰当地串行或并行地执行。

尽管对本发明的某些实施方案进行了描述，这些实施方案仅通过举例的方式被呈现，并不是意在限制本发明的范围。的确，这里所描述的新颖的方法和系统可以以其他各种的形式体现。此外，可以进行本文所描述的方法和系统形式上的各种省略、替代和改变，而不脱离本发明的精神。所附权利要求及其等价物意在在本发明的范围和精神内覆盖这些形式或修改。因此，本发明的范围通过参考权利要求书限定。

Claims (22)

1.一种模数转换器，包括：积分器、加法器和量化器，所述积分器具有选择性连接至中频处的信号输入的输入和连接到加法器的输出，所述加法器具有连接到量化器输入的输出，量化器输出可操作地连接到控制器，所述积分器包括可编程增益反馈组件，所述加法器具有合成校准信号输入，所述可编程增益反馈组件的值被配置成当所述中频处的合成校准信号被施加给所述加法器时发生改变，所述控制器被配置为当信号强度最小化时检测所述可编程增益反馈组件的值以及相应地校准所述模数转换器。

2.根据权利要求1所述的模数转换器，其中所述控制器包括离散傅立叶变换组件，所述离散傅立叶变换组件被配置为输出所述中频处的离散傅立叶变换值。

3.根据权利要求1所述的模数转换器，其中所述控制器包括通道功率估计器。

4.根据权利要求1所述的模数转换器，其中所述可编程增益反馈组件包括连接在所述积分器输出和所述积分器输入之间的电阻器的网络。

5.根据权利要求4所述的模数转换器，其中所述电阻器根据可编程值选择性地切换。

6.根据权利要求4所述的模数转换器，其中所述电阻器是可变电阻，所述可变电阻的值根据可编程值设置。

7.根据权利要求1所述的模数转换器，其中所述可编程增益反馈组件包括连接在所述积分器输出和所述积分器输入之间的至少一个数字控制的有源组件。

8.根据权利要求1所述的模数转换器，其中所述合成校准信号包括具有多于两个信号电平的多电平离散值信号。

9.根据权利要求1所述的模数转换器，其中所述合成校准信号包括准正弦信号。

10.根据权利要求1所述的模数转换器，其中所述模数转换器包括连续时间∑-△模数转换器，所述连续时间∑-Δ模数转换器还包括连接在所述量化器输出和所述积分器输入之间的电流数模转换器。

11.根据权利要求1所述的模数转换器，其中所述积分器包括二阶积分器，所述二阶积分器包括串联连接的第一积分器和第二积分器，所述第一积分器的输入被连接到所述加法器的输入，并且其中第二积分器的输出经由所述可编程增益反馈组件连接到第一积分器的输入。

12.根据权利要求1所述的模数转换器，其中所述可编程增益反馈组件被配置为选择性地断开。

13.一种用于校准根据权利要求1所述的模数转换器的方法，所述方法包括：

从所述积分器输入断开所述中频处的所述信号输入；

注入所述合成校准信号到所述加法器；

改变所述可编程增益反馈组件的所述值；

当所述可编程增益反馈组件的所述值改变时测量所述量化器输出；和

识别当所述量化器输出最小化时可编程增益反馈组件的所述值。

14.一种中频接收器，包括：连接到低噪声放大器的天线，所述低噪声放大器具有连接到混频器的输出，所述混频器被配置为混合接收的射频信号与本地振荡器信号以提供比所述接收的射频信号处于更低的频率的中频信号；和根据权利要求1所述的模数转换器，被配置为将所述中频信号转换为数字信号。

15.根据权利要求14所述的中频接收器，还包括正交本地振荡器和相应的IQ中频通道。

16.一种收发器，包括根据权利要求14所述的中频接收器和可操作地连接到所述天线的发射器路径。

17.一种接收装置，包括：

模数转换器，包括：

积分器，具有从所述积分器的输出到所述积分器的输入的反馈路径，其中所述积分器的增益是能够基于提供给反馈路径的调谐信号被编程的；和

量化器，与所述积分器进行通信，所述量化器被配置为量化模拟输入并提供数字输出；和

控制器，与所述模数转换器通信，所述控制器被配置为：

提供校准信号到所述模数转换器；

当提供校准信号到所述模数转换器时，调整提供给反馈路径的调谐信号，并基于所述模数转换器的输出确定提供给所述反馈路径的调谐信号的选定值；和

提供所述调谐信号的选定值到模数转换器，以在模数转换器的噪声传递函数中设置陷波的期望位置。

18.根据权利要求17所述的接收装置，其中所述积分器被配置为通过基于所述调谐信号调整所述反馈路径中的阻抗来调整所述增益。

19.根据权利要求17所述的接收装置，其中所述模数转换器还包括加法器，所述加法器被配置成接收所述积分器的输出和所述校准信号并提供加法器输出到所述量化器。

20.根据权利要求17所述的接收装置，其中所述接收装置包括中频接收器，所述中频接收器包括所述模数转换器，所述积分器被配置为对中频信号进行积分。

21.根据权利要求20所述的接收装置，其中所述模数转换器被配置为选择性地从所述积分器解耦中频信号，并且其中所述控制器被配置为确定当所述中频信号从所述积分器解耦时所述调谐信号的选定值。

22.根据权利要求17所述的接收装置，其中所述控制器被配置为当所述校准信号被提供给所述模数转换器时基于所述模数转换器的输出的最小功率电平确定调谐信号的选定值。