CN105187350B - 一种基于滤波多音调制的时反水声通信方法 - Google Patents
一种基于滤波多音调制的时反水声通信方法 Download PDFInfo
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Abstract
本发明公开了一种基于滤波多音调制的时反水声通信方法。在发射端，将通信频带划分成带宽相同、通带互不重叠、阻带具有很强抑制性的多个子载波，并且子载波间并不设置保护频带，随后将信息序列进行串/并转换并调制到多个子载波上并行传输；在接收端，将接收信号解调到基带，然后利用时反和自适应均衡技术对基带信号中的码间干扰和噪声干扰进行抑制，自适应均衡输出的判决值经过并/串转换后即可得到信息序列的估值。本发明利用滤波多音调制技术扩展了码元符号的宽度，降低了多途扩展影响的码元范围，从而达到降低时反处理后的残余码间干扰，提高时反水声通信性能的目的。
Description
技术领域
本发明属于水声通信领域，尤其涉及一种具有高可靠性的基于滤波多音调制的时反水声通信方法。
背景技术
高速时反水声通信是近年来时反水声通信领域的研究热点。通信速率的提高降低了码元的宽度，增加了单载波时反水声通信中未压缩的多途所影响的码元范围，从而降低了通信性能、增加了自适应均衡的运算复杂度。为了降低多途扩展的影响，可以将多载波技术与时反技术相结合。中国专利CN201210008467.1提出了一种基于时反和OFDM联合处理的水声通信方法，然而在由于水声信道的多途效应比较严重，因此为了保证一个符号内子载波间的正交性，OFDM的子载波的带宽必须很窄，而过窄的子载波会导致基于OFDM技术的通信系统对频偏比较敏感，为了保证通信性能，该方法必须采用较为复杂频偏补偿技术。为了克服OFDM时反水声通信方法对频偏敏感的问题，Song A.等(Song A.and Badiey M.Timereversal acoustic communication for multiband transmission[J].JASA ExpressLetters,2012,131(4):EL283-EL288)提出了一种新的多载波TR水声通信方法，该方法子载波的带宽较宽，通带互不重叠，阻带具有很高的抑制性，并且在相邻子载波间还插入了保护频带，因此该方法抗频偏的能力较强，接收的子信号也可以采用单载波水声通信中常用的二阶锁相环技术进行频偏补偿，但是由于该方法中使用了保护带宽，因此与单载波时反水声通信方法相比，该方法的频带利用率会降低。
发明内容
本发明的目的是提供一种抗频偏性能强、频带利用率高的，基于滤波多音调制的时反水声通信方法。
一种基于滤波多音调制的时反水声通信方法，包括以下步骤，
步骤一：将通信频带B划分为带宽相同、通带互不重叠、阻带具有较强抑制性的M个子载波，每个子带的带宽为B/M，并且相邻子载波间并不设置保护频带；
步骤二：将信息序列a(nTb)进行串/并转换得到M个子序列{ai(nT)},i＝1,…,M，对M个子序列{ai(nT)}进行K倍的内插，内插后的M个子序列经过发射滤波器g(kTc)处理后，被分别调制到M个子载波上，得到各子载波上的调制信号
步骤三：将M个子载波上的调制信号xi(kTc)合并得到信息信号利用一个调频带宽等于通信带宽B并且时间带宽积大于100的线性调频信号构造探测信号，然后在探测信号和信息信号间插入保护间隔构成发射信号，保护间隔的时长大于信道多途扩展影响的最大码元范围，发射端将发射信号发射出去；
步骤四：接收端进行信号接收，利用接收的探测信号进行帧同步，从接收信号中提取信息信号r′(kTc)，利用M个子载波对接收的信息信号r′(kT)进行相干解调，从而得到M个基带信息信号rm(kTc),m＝1,…,M，M个基带信息信号经过接收滤波和K倍的抽取后得到M个码元序列{ym(kT)},m＝1,…,M；
步骤五：构造匹配滤波器h′m(kT),m＝1,…,M，分别对抽取后的码元序列{ym(kT)},m＝1,…,M进行时反处理，得到输出信号{zm(kT)},m＝1,…,M，匹配滤波器h′m(kT),m＝1,…,M的频域响等于各个子载波对应的传输子信道的共轭
步骤六：对时反处理的输出信号分别进行自适应均衡，M个均衡器的判决值经过并/串转换后得到信息序列的估值
本发明一种基于滤波多音调制的时反水声通信方法，还可以包括：
1、M个基带信息信号经过接收滤波和K倍的抽取后得到M个码元序列{ym(kT)},m＝1,…,M，
其中f(m,i)(l,n)为组合信道响应，ηm(λ)为噪声。
2、时反处理的输出信号{zm(kT)},m＝1,…,M为：
其中，q(m,i)(l,n)为时反处理后的组合信道响应，ζm(nK)为噪声。
有益效果：
利用滤波多音调制技术扩展了码元符号的宽度，降低了时反处理后未压缩的多途影响的码元范围，从而达到降低残余码间干扰，提高时反水声通信性能的目的；
由于划分的子载波通带互不重叠，阻带具有很强的抑制性，因此本发明比基于OFDM的时反水声通信方法具有更强的抗频偏性能；
由于子载波间并没有设置保护频带，因此本发明比Song A.等提出多载波水声通信方法具有更高的频带利用率。
附图说明
图1发射端信息信号的调制原理图；
图2信息信号的频谱结构图；
图3发射信号的结构图；
图4接收端信息信号处理的原理图；
图5试验中，发射信号的波形及信息信号的频谱图，图5(a)发射信号的波形，图5(b)发射的信息信号的频谱；
图6试验中，本发明与单载波时反水声通信方法时反处理后的组合信道响应的对比图，图6(a)单载波时反水声通信方法的组合信道响应，图6(b)本发明的组合信道响应；
图7试验中，本发明与单载波时反水声通信方法时反和自适应均衡处理后的性能对比图，图7(a)单载波时反水声通信方法时反处理后的性能，图7(b)单载波时反水声通信方法自适应均衡后的性能，图7(c)本发明时反处理后的性能，图7(d)本发明自适应均衡后的性能。
具体实施方式
下面将结合附图对本发明做进一步详细说明。
本发明提供了一种比OFDM时反水声通信方法具有更强的抗频偏性能，并且比SongA等提出的方法具有更高的频带利用率的滤波多音调制时反水声通信方法。
为了达到上述目的，本发明采用的技术方案如下：在发射端，首先基于滤波多音调制的原理将通信频带划分成带宽相同、通带互不重叠、阻带具有很强抑制性的多个子载波，但是子载波间并不设置保护频带，随后将信息序列进行串/并转换并且调制到多个子载波上并行传输；在接收端，首先根据滤波多音调制的原理将接收信号解调到基带，然后利用时反和自适应均衡对基带信号中的码间干扰和噪声干扰进行抑制，均衡器输出的判决值经过并/串转换后得到信息序列的估值。包括如下步骤：
(1)将通信频带B划分为带宽相同、通带互不重叠、阻带具有较强抑制性的M个子载波，每个子带的带宽为B/M，并且相邻子载波间并不额外的设置保护频带。
(2)将信息序列a(nTb)进行串/并转换得到M个子序列{ai(nT)},i＝1,…,M，然后对
M个子序列{ai(nT)},i＝1,…,M进行K倍的内插，内插后的M个信号经过发射滤波器g(kTc)处
理后，被分别调制到M个子载波上，从而得到各子载波上的调制信号
(3)将M个子载波上的调制信号xi(kTc)合并得到信息信号并利用一个调频带宽等于通信带宽B并且时间带宽积要大于100的线性调频信号构造探测信号，然后在探测信号和信息信号间插入保护间隔共同构成发射信号。保护间隔的时长要求大于信道多途扩展影响的最大码元范围，以避免在接收端探测信号对信息信号产生干扰。
(4)接收端利用接收的探测信号进行帧同步，进而从接收信号中提取信息信号r′(kTc)。然后利用M个子载波对接收的信息信号r′(kT)进行相干解调，从而得到M个基带信息信号rm(kTc),m＝1,…,M，M个基带信息信号rm(kTc),m＝1,…,M经过接收滤波和K倍的抽取后得到M个码元序列{ym(kT)},m＝1,…,M。
(5)利用估计的信道响应构造匹配滤波器h′m(kT),m＝1,…,M，分别对抽取后的码元序列{ym(kT)},m＝1,…,M进行时反处理。在没有信道估计误差的情况下，匹配滤波器h′m(kT),m＝1,…,M的频域响等于各个子载波对应的传输子信道的共轭
(6)对时反处理的输出信号{zm(kT)},m＝1,…,M分别进行自适应均衡，M个均衡器的判决值经过并/串转换后得到信息序列的估值
为了使本发明的技术内容、特征、优点更加明显易懂，以下实施例将结合附图对本发明作进一步的说明。
1.信息序列的调制
由于基带通信模型与频带通信模型是等价的，图1基于基带通信模型给出了本发明发射端信息信号的调制原理。由图1知，速率为1/Tb的信息序列a(nTb)经过串/并转换后得到M个并行的子序列am(nT),m＝1,…,M，所有子序列经过K倍的内插以及发射滤波后，被分别调制到M个子载波上，合并调制后的信号得到发射的信息信号
式中g(kTc)为的发射滤波器G(ω)的时域响应，Tc＝T/K为经过K倍的内插处理后的码元间隔，为了便于表达，以下分析中Tc均被省略。
理想情况下，发射滤波器应为理想低通滤波器，但是理想低通滤波器是无法实现的。实际应用考虑到频谱抑制度、频带利用率等问题本发明中使用的发射滤波器为平方根升余弦滤波器，其滚降系数a与内插倍数K以及子载波数M的关系为a＝K/M-1。
图2给出了信息信号的频谱结构图，由图可以看出与OFDM中子载波相互重叠不同，本发明中各子载波的通带是互不重叠的，因此具有更强的抗频偏性能，同时由图可以看到，由于相邻子载波间并不存在保护频带，因此其频带利用率与单载波时反水声通信方法相同，不会出现Song A.等提出的方法频带利用率降低的问题。
2.发射信号的组成
图3给出了发射信号的构成形式，由图可知，发射信号由探测信号、保护间隔和信息信号3部分组成。探测信号为线性调频信号，其调频带宽等于通信带宽B并且时间带宽积大于100，作用是用于帧同步；保护间隔的时长大于水声信道多途扩展的最大时长，其作用是为了保证在接收端探测信号不会对信息信号产生干扰；信息信号则为图2所示的多载波调制信号。
3.解调、时反和自适应均衡
图4基于基带通信模型给出了本发明发接收端信息信号的处理原理图。由图4可知，若水声信道的响应为h(k)，信道噪声为w(k)，则接收的信息信号可表示为
接收的信息信号的M副本经过载波解调后，被分别送入M个接收滤波器中，接收滤波器与发射滤波器相匹配，即其频谱为G*(ω)。第m个接收滤波器的输出信号经过K倍的抽取可得
式(3)中f(m,i)(l,n)表示组合信道响应，ηm(λ)为噪声，其表达式分为
由式(4)可以看出，子序列ai(nK)所经过的水声信道的响应可表示为
由式(6)知，不同子序列对应的水声信道的响应是不同的，因此接收端需要对抽取后的信号分别进行时反和自适应均衡处理。接收端，利用估计的信道响应构造匹配滤波器对ym(nK)进行时反处理可得
其中q(m,i)(l,n)表示时反处理后的组合信道响应，ζm(nK)为噪声，其表达式分别为
由式(7)可知，时反处理后的干扰分量由载波间干扰、码间干扰和噪声组成。结合图2和式(8)可知，由于子载波间具有很强的频谱抑制性，因此载波间干扰近似等于0，对通信性能的影响可以忽略。当发射信号的功率足够高，噪声对通信性能的影响可以忽略时，残余多途而产生的码间干扰成为影响时反水声通信性能的主要因素。由于本发明将通信带宽被划分成M子载波，因此与单载波时反通信方法相比，码元符号的宽度扩展M倍，残余多途而产生的码间干扰将显著降低。
为了进一步提高通信性能，本发明在接收端使用了自适应均衡器对时反处理后的信号进行后处理，均衡器输出的判决值经过并/串转换后就得到信息序列的估计值。
4.具体的水声通信计算实例
本发明提供的水声通信方法已经在哈尔滨工程大学信道水池的试验中的到了验证，下面给出一个具体的计算实例来说明本发明的有效性。
试验水池的长、宽和深分别为45m、5m和6m，池底铺满细沙，四周布满吸声尖劈。发射换能器放置于水下1.5m，接收换能器放置于水下1.5m，收发双方的水平距离为5.5m。通信频带为7.5-15.5kHz，基于滤波多音调制技术被划分成8个子载波，信息序列的码元总数为6400，使用BPSK映射，其中前800个用于训练。发射滤波器为平方根升余弦滤波器，其滚降系数为a＝0.5。探测信号是时长为50ms、调频带宽7.5-15.5kHz的hamming加窗线性调频信号。图5给出了试验条件下发射信号的波形和信息信号的频谱。
图6给出了试验条件下，本发明时反处理后的组合信道响应，并将其与单载波时反水声通信方法时反处理后的组合信道响应进行了对比，试验中信道估计基于LS算法。由图6可以看出时反处理后，单载波时反水声通信方法的多途影响的码元范围在60个左右，而本发明多途影响的码元范围大约在8个左右，出现了显著的降低。
图7给出了试验条件下，本发明时反和自适应均衡处理后的性能，并将其与单载波时反水声通信方法的性能进行了对比。本发明中用于时反后处理的自适应均衡器的数目为8，每个均衡器的抽头数为8，所有均衡器的总抽头数为64。单载波时反水声通信中用于时反后处理的自适应均衡器的数目为1，其抽头数为64。均衡器所用的自适应算法为RLS算法，遗忘因子λ＝0.999。由图7可知，本发明时反和自适应均衡处理后的误码率更低，星座图分布更好，并且由于本发明中RLS每次迭代的运算量为8×O(82)，而单载波时反水声通信中RLS每次迭代的运算量为O(642)，因此本发明时反后处理所用自适应均衡的运算复杂度也降低了7/8。
综上，本发明为水声通信平台提供了一种可靠的通信方法，它利用滤波多音调制技术扩展了码元符号的宽度，降低了水声信道的多途扩展影响的码元范围，从而达到降低时反处理后的残余码间干扰，提高时反水声通信性能的目的，由于本发明中相邻子载波的通带互不重叠并且没有设置保护频带，因此本发明的抗频偏能力较强，频带利用率较高。
本发明公开了一种基于滤波多音调制的时反水声通信方法。在发射端，首先基于滤波多音调制的原理将通信频带划分成带宽相同、通带互不重叠、阻带具有很强抑制性的多个子载波，并且子载波间并不设置保护频带，随后将信息序列进行串/并转换并调制到多个子载波上并行传输；在接收端，首先根据滤波多音调制的原理将接收信号解调到基带，然后利用时反和自适应均衡技术对基带信号中的码间干扰和噪声干扰进行抑制，自适应均衡输出的判决值经过并/串转换后即可得到信息序列的估值。本发明的有益效果：利用滤波多音调制技术扩展了码元符号的宽度，降低了多途扩展影响的码元范围，从而达到降低时反处理后的残余码间干扰，提高时反水声通信性能的目的。此外由于相邻子载波的通带互不重叠并且没有设置保护频带，因此本发明的抗频偏能力较强，频带利用率较高。
Claims (1)
1.一种基于滤波多音调制的时反水声通信方法，其特征在于：包括以下步骤，
步骤一：将通信频带B划分为带宽相同、通带互不重叠、阻带具有较强抑制性的M个子载波，每个子带的带宽为B/M，并且相邻子载波间并不设置保护频带；
步骤二：将信息序列a(nTb)进行串/并转换得到M个子序列{ai(nT)},i＝1,...,M，对M个子序列{ai(nT)}进行K倍的内插，内插后的M个子序列经过发射滤波器g(kTc)处理后，被分别调制到M个子载波上，得到各子载波上的调制信号Tc＝T/K为经过K倍的内插处理后的码元间隔，Tb为信息序列的周期，T为M个子序列的周期；
步骤三：将M个子载波上的调制信号xi(kTc)合并得到信息信号利用一个调频带宽等于通信频带B并且时间带宽积大于100的线性调频信号构造探测信号，然后在探测信号和信息信号间插入保护间隔构成发射信号，保护间隔的时长大于信道多途扩展影响的最大码元范围，发射端将发射信号发射出去；
步骤四：接收端进行信号接收，利用接收的探测信号进行帧同步，从接收信号中提取信息信号r′(kTc)，利用M个子载波对接收的信息信号r′(kT)进行相干解调，从而得到M个基带信息信号rm(kTc),m＝1,...,M，M个基带信息信号经过接收滤波和K倍的抽取后得到M个码元序列{ym(kT)},m＝1,...,M；
步骤五：构造匹配滤波器h′m(kT),m＝1,...,M，分别对抽取后的码元序列{ym(kT)},m＝1,...,M进行时反处理，得到输出信号{zm(kT)},m＝1,...,M，匹配滤波器h′m(kT),m＝1,...,M的频域响应等于各个子载波对应的传输子信道的共轭接收的信息信号的M副本经过载波解调后，被分别送入M个接收滤波器中，接收滤波器与发射滤波器相匹配，即其频谱为G*(ω)；第m个接收滤波器的输出信号经过K倍的抽取得
f(m,i)(l,n)表示组合信道响应，ηm(λ)为噪声，G(ω)为发射滤波器，其表达式分为
子序列ai(nK)所经过的水声信道的响应表示为
步骤六：对时反处理的输出信号分别进行自适应均衡，M个均衡器的判决值经过并/串转换后得到信息序列的估值
所述的M个基带信息信号经过接收滤波和K倍的抽取后得到M个码元序列{ym(kT)},m＝1,...,M，
其中f(m,i)(l,n)为组合信道响应，ηm(λ)为噪声；
所述的时反处理的输出信号{zm(kT)},m＝1,...,M为：
其中，q(m,i)(l,n)为时反处理后的组合信道响应，ζm(nK)为噪声，其表达式分别为
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant |