CN108123909A

CN108123909A - 一种fbmc-oqam系统中的原型滤波器实现方法

Info

Publication number: CN108123909A
Application number: CN201711392450.XA
Authority: CN
Inventors: 赵军辉; 宁勇强; 倪善金
Original assignee: Beijing Jiaotong University
Current assignee: Beijing Jiaotong University
Priority date: 2017-12-21
Filing date: 2017-12-21
Publication date: 2018-06-05

Abstract

本发明公开了一种FBMC‑OQAM系统中的原型滤波器实现方法，包括：S101：计算所述FBMC‑OQAM系统中ISI/ICI引起的原始复数信号的实部和虚部的输入输出之间的干扰功率；S103：根据所述干扰功率，设计满足奈奎斯特要求的原型滤波器，并限制所述ISI/ICI导致的干扰功率；S105：使用频率采样技术，计算所述原型滤波器的频率响应系数；S107：对所述原型滤波器进行最小化阻带能量优化。本发明能够最大化带内能量占总能量的百分比，同时控制ISI/ICI干扰在一定门限内，并通过频率取样技术获得原型滤波器的系数。本发明能够在5G多载波传输FBMC‑OQAM系统中使用，具有较强的实用性。

Description

一种FBMC-OQAM系统中的原型滤波器实现方法

技术领域

本发明涉及无线通信领域，特别是涉及一种FBMC-OQAM系统中的原型滤波器实现方法。

背景技术

第五代移动通信系统(5G)面临数据流量的指数增长、海量设备的连接和多样化的业务需求等严峻挑战。与第四代移动通信系统(4G)相比，5G不仅要支持更高的传输速率，还要支持低功耗大连接、低时延高可靠等更加多样化的场景。

由于具有频谱利用率高、实现复杂度低和对抗频率选择性衰落能力强等优势，正交频分复用(orthogonal frequency division multiplexing，OFDM)技术被广泛应用于各类移动通信系统，并成为4G的物理层核心调制技术。然而，一方面，OFDM技术需要使用循环前缀来对抗多径衰落，造成了频谱资源的浪费；另一方面，OFDM技术对同步要求很高，参数无法灵活配置，难以支持5G多样化的应用场景。交错正交幅度调制的多载波通信(FilterBank Multicarrier with Offset Orthogonal Amplitude Modulation，FBMC-OQAM)技术受到了学术界和工业界越来越广泛的重视。相比于OFDM技术，FBMC-OQAM具有良好频域聚焦特性的原型滤波器，能有效克服由多径效应引起的符号间干扰和载波间干扰。此外，FBMC-OQAM技术具有很低的带外干扰，各载波之间不需要严格同步，能够支持更多样化的业务需求。

FBMC已被列为中国第五代移动通信系统的物理层方案之一，并展现出取代OFDM技术的巨大潜力。与OFDM技术不同，FBMC各载波之间不需要正交，不需要插入循环前缀，对于零散的频谱资源利用更加有效。但由于FBMC中不相邻子载波之间的非正交性，导致子载波之间存在干扰；非矩形波形的利用，也使得符号间存在时域干扰，干扰问题的存在制约着FBMC技术的发展。

原型滤波器的设计决定了FBMC系统的理论性能，并对其他接收、检测技术具有根本性的影响，因此该技术的研究是FBMC系统设计的关键。

本文研究5G多载波传输方案FBMC中的原型滤波器设计。设计近似完美重建原型滤波器的方法是直接优化冲击响应系数，但是这种方法明显的缺点在于滤波器系数的个数随着子载波的数量急剧增加。另外，也可以采用频率取样技术或者加窗技术来设计原型滤波器，在这些技术中，原型滤波器系数可以用只包含了少数可调整的参数组成的闭合形式的公式来表示。

发明内容

本发明的目的在于提供一种FBMC-OQAM系统中的原型滤波器实现方法，能够实现最小化阻带能量，同时控制符号间干扰(Inter Symbol Interference，ISI)和载波间干扰(Inter Carrier Interference，ICI)的干扰功率在一定门限内，并通过频率取样技术获得原型滤波器的系数。本发明可以在5G多载波传输FBMC-OQAM系统中使用，具有较强的实用性。

为达到上述目的，本发明采用下述技术方案：

提供一种FBMC-OQAM系统中的原型滤波器实现方法，包括：

S101：计算所述FBMC-OQAM系统中ISI/ICI引起的原始复数信号的实部和虚部的输入输出之间的干扰功率；

S103：根据所述干扰功率，设计满足奈奎斯特要求的原型滤波器，并限制所述ISI/ICI导致的干扰功率；

S105：使用频率采样技术计算所述原型滤波器的频率响应系数；

S107：对所述原型滤波器进行最小化阻带能量优化。

进一步地，所述步骤S101包括：

S111：使用复频域信号表征FBMC-OQAM传输模型的输入信号；

S113：使用时域信号表征FBMC-OQAM传输模型的输入信号；

S115：根据理想传输系统的复频域输出信号推导出满足NPR条件的ISI/ICI对复频域信号的实部和虚部引起的干扰功率。

进一步地，所述FBMC-OQAM传输模型的实数和虚数符号使用子载波的上半个符号周期进行传输。

进一步地，所述FBMC-OQAM传输模型的输入信号是原始复数信号经过取实部和取虚部操作后的两个实数符号，且每个该实数符号持续时间是原始复数符号的一半。

进一步地，将所述实数符号通过OQAM进行预调制，对每个实数符号加上特定相位以形成虚实交错的结构。

进一步地，将所述虚实交错的数据经发送端的滤波器组分解为多个并行的子载波信号；接收端使用相同的滤波器组对多载波信号进行解调，在对该解调信号进行相位解调以抵消发射端的预调制处理。

进一步地，将所述相位解调后的数据经过信道均衡和取实部处理获得实数符号，并将该实数符号对应原始复数符号的实虚部以合成原始发送数据。

本发明的有益效果如下：

本发明提供的技术方案能够实现最大化带内能量占总能量的百分比(即最小化阻带能量)，同时将ISI/ICI干扰控制在一定门限内，并通过频率取样技术推导出原型滤波器的系数，本发明设计的原型滤波器具有良好的实用性。

附图说明

下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步详细的说明。

图1示出本发明所述FBMC-OQAM系统中的原型滤波器实现方法的流程图；

图2示出本发明所述FBMC-OQAM系统中发送端模型示意图；

图3示出本发明所述计算ISI/ICI引起的干扰的流程图；

图4示出本发明所述原型滤波器冲击响应仿真结果示意图；

图5示出本发明所述原型滤波器归一化频率响应示意图；

图6示出本发明所述功率谱密度对比仿真结果示意图。

具体实施方式

为了更清楚地说明本发明，下面结合优选实施例和附图对本发明做进一步的说明。附图中相似的部件以相同的附图标记进行表示。本领域技术人员应当理解，下面所具体描述的内容是说明性的而非限制性的，不应以此限制本发明的保护范围。

本发明的一个实施例提供一种FBMC-OQAM系统中的原型滤波器实现方法，如图1所示，包括：

S101：计算所述FBMC-OQAM系统中ISI/ICI引起的原始复数信号的实部和虚部的输入输出之间的干扰功率；如图2所示的FBMC-OQAM系统中，在发送端假设包含了M个子载波，子载波之间的间隔为1/T，其中T为复实数信号在时间域之间的间隔，子带之间的正交和完美重建条件保证了没有ISI和ICI。

并且FBMC具有较小的旁瓣的滤波器缓解了载波频率偏移对OFDM传输的影响，与偏移正交幅度调制结合可使频谱带外泄露非常低。同时由于未使用循环前缀，FBMC-OQAM的传输速率较高。FBMC-OQAM传输模型的实数和虚数符号能够在子载波上半符号周期来避免相邻子载波上的干扰，并且每个符号和K个符号是重叠的。综合滤波器组和分析滤波器组能够滤除每个子载波上的重叠信号。在接收端通过OQAM处理得到实部和虚部符号，FBMC-OQAM只使用了半个符号间隔，但是实数符号和虚数符号的符号间隔都是一个符号周期。

进一步地，如图2和图3所示，具体包括：

S111：使用复频域信号表征FBMC-OQAM传输模型的输入信号；

如图2所示在发送端，复输入符号可以表示为：

x_k(n)＝a_k(n)+jb_k(n) (1)

其中，a_k(n)和b_k(n)分别表示实数部分和虚数部分的第K个子载波上的第n个符号。在同向和正交部分是错开的在时间上，错开了半个符号周期T/2。在一个符号周期内取样数为N。

S113：使用时域信号表征FBMC-OQAM传输模型的输入信号；因此，时域输入信号可以表示为：

与OFDM系统不同的是，FBMC-OQAM的输入信号是原始复数信号经过取实部和取虚部操作后的两个实数符号，并且每个实数符号持续时间是原始复数符号的一半。将实数符号通过OQAM预调制，对每个实数符号加上一定的相位实现实虚交错的结构，该实虚交错数据通过发送端的滤波器组被分解为若干个并行的子载波信号。FBMC-OQAM系统接收端同样有一组滤波器用于多载波信号解调，解调后的信号还需要进行相位解调以抵消发射端的预调制处理。然后，再通过信道均衡和取实部处理，得到一组实数符号。最后，将实数符号对应上原始复数符号的实虚部，合成为原始发送数据s(t)。

进一步地，对于理想的传输系统，接收端的接收信号r(t)和发送端的发送信号s(t)是相等的。因此，输出信号表示为：

其中，和分别是接收端的实数部分和虚数部分的第K个子载波上的第n个符号。通过推导可以得到式(4)和式(5)，其中：

如果原型滤波器满足完美重建(Perfect Reconstruction，PR)条件，即式(6)(7)(8)(9)，则接收端的输出信号和发送端的输入信号是相等的，即：

设计原型滤波器可以实现完美重建或者近似完美重建特征。完美重建条件只有在理想信到中才能实现。对于实际的传输信道，只能满足近似完美重建(Near PerfectReconstruction，NPR)条件，在具有相同滤波器长度的情况下，NPR设计能够提供更低的阻带能量。

分别用I^a _k,n和I^b _k,n表示ISI/ICI对实部和虚部符号a_k(n)和b_k(n)造成的干扰，干扰功率可以表示为：

相似的，对b_k(n)的干扰功率可以表示为：

其中，I^a _k,n,k',n'表示x_k'(n')对接收到的实部信号的影响，而I^b _k,n,k',n'表示x_k'(n')对接收到的虚部信号的影响。

从式(4)x_k'(n')对接收到的实部信号的影响可以表示为：

I^a _k,n,k',n'＝a_k'(n')C'_k,n,k',n'-b_k'(n')C”_k,n,k',n' (13)

其中

为了设计离散时间的滤波器，我们用离散的h(l)，l＝0,1,...,L_P-1来表示h(t)，其中，h(l)对应滤波器冲击响应在时间lT/N处的系数。L_P表示离散时间滤波器的长度。则式(14)和(15)的离散时间表达式：

a_k'(n')和b_k'(n')的分布具有单位功率并且是对称的，原因是发送数据是随机信息比特，均值和方差分别满足：

E[(a_k'(n'))²]＝E[(b_k'(n'))²]＝1 (18)

E[a_k'(n')]＝E[b_k'(n')]＝0 (19)

同时，a_k'(n')和b_k'(n')的分布式独立的，因此，从式(13)，(18)和(19),I^a _k,n,k',n'的功率可以表示为：

令式(16)和式(17)中(k',n')＝(k,n)，我们可以得到和C”_k,n,k,n＝0。因此，x_k'(n')对接收到的实部信号的影响I^a _k,n,k',n'可以表示为：

进一步地，为满足奈奎斯特条件，则

将式(22)代入式(21)，然后可以得到：

I^a _k,n,k',n'＝a_k(n) (23)

从公式中能够看到a_k'(n')和b_k'(n')的分布对于不同的(k',n')是独立的，ISI/ICI对于a_k(n)的干扰功率可以计算表示为：

ISI/ICI对于b_k(n)的干扰功率Power(I^b _k,n)可以用相同的方法来计算，并且可以看到干扰功率Power(I^b _k,n)和干扰功率Power(I^a _k,n)是相等的。

S105：使用频率采样技术，计算所述原型滤波器的频率响应系数；

进一步的，由于需要计算的滤波器系数的数量太多，因此本文采用了频率取样技术。在需要的频率响应处，滤波器的冲击响应系数就取频谱点处的值。实值表达形式可以用对称的FIR滤波器来表示，如下：

式(25)中A[k]的值就是设计的原型滤波器的频率响应系数值，其中为了获得原型滤波器表达式，滤波器的幅度响应需要在ω＝0处取值1，并且在ω＝πM处取值另外，阻带衰减应该尽可能高，应满足如下公式的要求：

A[0]＝1

A[l]²+A[K-l]²＝1for l＝1,2,...,[K/2]

A[l]＝0for l＝K,K+1,...,U (26)

S107：对所述原型滤波器进行最小化阻带能量优化。本实施例设计FBMC-OQAM系统中的原型滤波器，设计目标是最大化带内能量占总能量的百分比(即最小化阻带能量)，原型滤波器的Fourier变换为H(e^jΩ)，在内可以定义为：

本实施例的最优化目标是最小化原型滤波器的阻带能量，同时限制ISI/ICI的干扰功率在一定范围以内，滤波器的设计问题可以转化为最优化问题：

Power(I^a _k,n)≤TH (29)

Power(I^b _k,n)≤TH (30)

其中，最低门限TH保证了发送端的输入和接收端的输出符号的错误足够小，因此设计的原型滤波器是近似完美重建滤波器。

参考传统的PHYDYAS滤波器，利用仿真对所设计的原型滤波器进行验证和比较，假设ISI/ICI门限为TH＝10^-3，子载波数量M＝64，重叠系数K＝4。因此最优化问题的滤波器长度为L_P＝KM-1。

如图4所示为参考滤波器和设计的NPR原型滤波器的冲击响应仿真，我们可以从仿真图中看出新设计的原型滤波器和参考滤波器的曲线大致是相同的，但是在阻带区(即图中放大区域)是具有一定提高的。

如图5所示为设计的最优化滤波器的归一化幅度响应，从图中可以看出第一旁瓣和第二旁瓣的归一化频谱阻带区占据了大部分能量，决定了全局阻带能量。在第一旁瓣出本文设计的原型滤波器和参考滤波器的幅度值分别是3.5481x10-5(-44.52dB)和1.0186x10-4(-39.92dB)，明显要比参考滤波器低。

如图6所示为本文设计的原型滤波器和参考滤波器的功率谱密度仿真，从信号功率谱密度仿真可以看出在第一旁瓣和第二旁瓣出的功率谱密度幅度要低于参考滤波器。通过与参考文献的原型滤波器对比，我们观察到本方案所设计的原型滤波器在时域冲击响应和频域响应方面都有明显的降低，同时很好地控制了ISI/ICI对信息传输的干扰，能够适用于FBMC-OQAM原型滤波器的传输要求。

本发明采用了频率取样技术来实现NPR原型滤波器的设计，首先，我们分别得到由ISI/ICI导致的实部和虚部的输入端和输出端之间的干扰功率，并将干扰功率控制在一定的门限内，来保证信息传输的质量。我们的目标函数是最小化阻带能量，并通过频率取样技术来获得滤波器系数。仿真结果表明，相比于传统的PHYDYAS原型滤波器的，本发明取得了较好的效果。

本发明紧密结合国内外该领域内的研究动态与成果，通过频率取样技术来获得原型滤波器的设计参数，采用了理论分析、可行性论证和计算机仿真结合的方法，从理论和实践方面验证了所提出的方案。

显然，本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定，对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动，这里无法对所有的实施方式予以穷举，凡是属于本发明的技术方案所引伸出的显而易见的变化或变动仍处于本发明的保护范围之列。

Claims

1.一种FBMC-OQAM系统中的原型滤波器实现方法，其特征在于，包括：

S107：对所述原型滤波器进行最小化阻带能量优化。

2.根据权利要求1所述的原型滤波器实现方法，其特征在于，所述步骤S101包括：

S111：使用复频域信号表征FBMC-OQAM传输模型的输入信号；

S113：使用时域信号表征FBMC-OQAM传输模型的输入信号；

3.根据权利要求1所述的原型滤波器实现方法，其特征在于，所述FBMC-OQAM传输模型的实数和虚数符号使用子载波的上半个符号周期进行传输。

4.根据权利要求1所述的原型滤波器实现方法，其特征在于，所述FBMC-OQAM传输模型的输入信号是原始复数信号经过取实部和取虚部操作后的两个实数符号，且每个该实数符号持续时间是原始复数符号的一半。

5.根据权利要求4所述的原型滤波器实现方法，其特征在于，将所述实数符号通过OQAM进行预调制，对每个实数符号加上特定相位以形成虚实交错的结构。

6.根据权利要求5所述的原型滤波器实现方法，其特征在于，将所述虚实交错的数据经发送端的滤波器组分解为多个并行的子载波信号；接收端使用相同的滤波器组对多载波信号进行解调，在对该解调信号进行相位解调以抵消发射端的预调制处理。

7.根据权利要求6所述的原型滤波器实现方法，其特征在于，将所述相位解调后的数据经过信道均衡和取实部处理获得实数符号，并将该实数符号对应原始复数符号的实虚部以合成原始发送数据。