CN105158564A - 根据正弦函数调制的电力信号全相位差检测方法和系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种根据正弦函数调制的电力信号全相位差检测方法和系统。本发明对于初相位变化范围较大的信号序列，通过正弦函数调制，得到零初相位或初相位在零附近的正弦函数调制序列。所述正弦函数调制序列避开了初相位变化范围较大问题的影响，同时正弦函数调制序列携带了数值较大的信号序列全相位差信息，可显著的提高电力信号全相位差计算的准确度、提高抗谐波和噪声干扰性。本发明得到的电力信号的全相位差准确度可以达到10^-10量级，全相位差计算的准确度较高。

Description

根据正弦函数调制的电力信号全相位差检测方法和系统

技术领域

本发明涉及电力技术领域，特别是涉及一种根据正弦函数调制的电力信号全相位差检测方法、根据正弦函数调制的电力信号全相位差检测系统。

背景技术

电力系统的正弦参数的测量包括频率测量、相位测量、幅值测量等。傅里叶变换是实现正弦参数测量的基本方法，在电力系统中有广泛的应用。但随着正弦参数测量技术的发展，傅里叶变换存在的问题也越显突出，其难以进一步满足电力系统对正弦参数高准确度计算的要求。

在电力系统正弦参数测量方面，还有一些改进的参数测量方法，如零交法、基于滤波的测量法、基于小波变换法、基于神经网络的测量法、基于DFT(DiscreteFourierTransform，离散傅里叶变换)变换的测量法等。电网运行额定工频在50Hz(赫兹)附近，属于频率较低的正弦频率。由于实际信号处理技术的局限性和信号构成的复杂性，如信号离散采样产生的数据量化背景噪声影响，信号序列截断引起的频谱泄漏问题客观上难以避免，信号任意初相位问题的影响，信号中的直流和分次谐波及次谐波问题的影响等，这些算法的测量精度也较低，且抗谐波和噪声干扰性差。

发明内容

基于此，有必要针对上述问题，提供一种根据正弦函数调制的电力信号全相位差检测方法和系统，能够提高全相位差计算的准确度、提高抗谐波和噪声干扰性。

为解决上述技术问题，本发明采用如下技术方案：

一种根据正弦函数调制的电力信号全相位差检测方法，包括步骤：

根据电力信号频率范围的下限、预设采样频率和预设整数信号周期数，得到初步采样序列长度；

根据所述初步采样序列长度对所述电力信号进行初步采样，获取所述电力信号的初步采样序列；

对所述初步采样序列进行频率初测，获取所述电力信号的初步频率，根据所述初步频率确定参考频率；

根据所述预设采样频率和所述参考频率，得到所述电力信号的单位周期序列长度；

根据所述预设整数信号周期数和所述单位周期序列长度，得到预设序列长度；

根据所述预设序列长度，从所述初步采样序列中获取正向序列；

将所述正向序列反向输出，获取所述正向序列的反褶序列；

将所述正向序列和所述反褶序列相减，得到零初相位的正弦函数调制序列；

将所述正弦函数调制序列进行截短，获得截短序列；

将所述参考频率的余弦函数和所述参考频率的正弦函数分别与所述正弦函数调制序列相乘，得到第一实频向量序列和第一虚频向量序列；

将所述参考频率的余弦函数和所述参考频率的正弦函数分别与所述截短序列相乘，得到第二实频向量序列和第二虚频向量序列；

分别对所述第一实频向量序列和所述第一虚频向量序列进行数字陷波，得到第一实频向量陷波序列和第一虚频向量陷波序列；

分别对所述第一实频向量陷波序列和所述第一虚频向量陷波序列进行积分运算，得到第一实频向量积分值和第一虚频向量积分值；

分别对所述第二实频向量序列和所述第二虚频向量序列进行数字陷波，得到第二实频向量陷波序列和第二虚频向量陷波序列；

分别对所述第二实频向量陷波序列和所述第二虚频向量陷波序列进行积分运算，得到第二实频向量积分值和第二虚频向量积分值；

根据预设的相位转换规则，将所述第一虚频向量积分值与所述第一实频向量积分值转换为第一相位；将所述第二虚频向量积分值与所述第二实频向量积分值转换为第二相位；

根据预设的截止相位转换规则，将所述第一相位和所述第二相位转换为所述正弦函数调制序列的初相位；

根据预设的全相位差转换规则，将所述正弦函数调制序列的初相位转换为所述电力信号的全相位差。

一种根据正弦函数调制的电力信号全相位差检测系统，包括：

初步采样序列长度确定模块，用于根据电力信号频率范围的下限、预设采样频率和预设整数信号周期数，得到初步采样序列长度；

初步采样序列获取模块，用于根据所述初步采样序列长度对所述电力信号进行初步采样，获取所述电力信号的初步采样序列；

参考频率确定模块，用于对所述初步采样序列进行频率初测，获取所述电力信号的初步频率，根据所述初步频率确定参考频率；

单位周期序列长度确定模块，用于根据所述预设采样频率和所述参考频率，得到所述电力信号的单位周期序列长度；

预设序列长度确定模块，用于根据所述预设整数信号周期数和所述单位周期序列长度，得到预设序列长度；

正向序列获取模块，用于根据所述预设序列长度，从所述初步采样序列中获取正向序列；

反褶序列获取模块，用于将所述正向序列反向输出，获取所述正向序列的反褶序列；

正弦函数调制序列确定模块，用于将所述正向序列和所述反褶序列相减，得到零初相位的正弦函数调制序列；

截短序列获取模块，用于将所述正弦函数调制序列进行截短，获得截短序列；

第一向量序列确定模块，用于将所述参考频率的余弦函数和所述参考频率的正弦函数分别与所述正弦函数调制序列相乘，得到第一实频向量序列和第一虚频向量序列；

第二向量序列确定模块，用于将所述参考频率的余弦函数和所述参考频率的正弦函数分别与所述截短序列相乘，得到第二实频向量序列和第二虚频向量序列；

第一陷波序列确定模块，用于分别对所述第一实频向量序列和所述第一虚频向量序列进行数字陷波，得到第一实频向量陷波序列和第一虚频向量陷波序列；

第一积分值确定模块，分别对所述第一实频向量陷波序列和所述第一虚频向量陷波序列进行积分运算，得到第一实频向量积分值和第一虚频向量积分值；

第二陷波序列确定模块，用于分别对所述第二实频向量序列和所述第二虚频向量序列进行数字陷波，得到第二实频向量陷波序列和第二虚频向量陷波序列；

第二积分值确定模块，用于分别对所述第二实频向量陷波序列和所述第二虚频向量陷波序列进行积分运算，得到第二实频向量积分值和第二虚频向量积分值；

相位确定模块，用于根据预设的相位转换规则，将所述第一虚频向量积分值与所述第一实频向量积分值转换为第一相位；将所述第二虚频向量积分值与所述第二实频向量积分值转换为第二相位；

初相位确定模块，用于根据预设的截止相位转换规则，将所述第一相位和所述第二相位转换为所述正弦函数调制序列的初相位；

全相位差确定模块，用于根据预设的全相位差转换规则，将所述正弦函数调制序列的初相位转换为所述电力信号的全相位差。

本发明根据正弦函数调制的电力信号全相位差检测方法和系统，对于初相位变化范围较大的信号序列，通过正弦函数调制，得到零初相位或初相位在零附近的正弦函数调制序列。所述正弦函数调制序列避开了初相位变化范围较大问题的影响，同时正弦函数调制序列携带了数值较大的信号序列全相位差信息，可显著的提高电力信号全相位差计算的准确度、提高抗谐波和噪声干扰性。本发明得到的电力信号的全相位差准确度可以达到10^-10量级，全相位差计算的准确度较高。

附图说明

图1为本发明根据正弦函数调制的电力信号全相位差检测方法实施例的流程示意图；

图2为本发明正向序列和反褶序列长度的示意图；

图3为采用本发明方法得到的电力信号全相位差检测相对误差的实验结果示意图；

图4为本发明根据正弦函数调制的电力信号全相位差检测系统实施例的结构示意图；

图5为本发明相位确定模块实施例的结构示意图。

具体实施方式

为了更好的理解本发明要解决的技术问题、采取的技术方案以及达到的技术效果，下面结合附图对本发明的具体实施方式做详细描述。

如图1所示，一种根据正弦函数调制的电力信号全相位差检测方法，包括步骤：

S101、根据电力信号频率范围的下限、预设采样频率和预设整数信号周期数，得到初步采样序列长度；

S102、根据所述初步采样序列长度对所述电力信号进行初步采样，获取所述电力信号的初步采样序列；

S103、对所述初步采样序列进行频率初测，获取所述电力信号的初步频率，根据所述初步频率确定参考频率；

S104、根据所述预设采样频率和所述参考频率，得到所述电力信号的单位周期序列长度；

S105、根据所述预设整数信号周期数和所述单位周期序列长度，得到预设序列长度；

S106、根据所述预设序列长度，从所述初步采样序列中获取正向序列；

S107、将所述正向序列反向输出，获取所述正向序列的反褶序列；

S108、将所述正向序列和所述反褶序列相减，得到零初相位的正弦函数调制序列；

S109、将所述正弦函数调制序列进行截短，获得截短序列；

S110、将所述参考频率的余弦函数和所述参考频率的正弦函数分别与所述正弦函数调制序列相乘，得到第一实频向量序列和第一虚频向量序列；

S111、将所述参考频率的余弦函数和所述参考频率的正弦函数分别与所述截短序列相乘，得到第二实频向量序列和第二虚频向量序列；

S112、分别对所述第一实频向量序列和所述第一虚频向量序列进行数字陷波，得到第一实频向量陷波序列和第一虚频向量陷波序列；

S113、分别对所述第一实频向量陷波序列和所述第一虚频向量陷波序列进行积分运算，得到第一实频向量积分值和第一虚频向量积分值；

S114、分别对所述第二实频向量序列和所述第二虚频向量序列进行数字陷波，得到第二实频向量陷波序列和第二虚频向量陷波序列；

S115、分别对所述第二实频向量陷波序列和所述第二虚频向量陷波序列进行积分运算，得到第二实频向量积分值和第二虚频向量积分值；

S116、根据预设的相位转换规则，将所述第一虚频向量积分值与所述第一实频向量积分值转换为第一相位；将所述第二虚频向量积分值与所述第二实频向量积分值转换为第二相位；

S117、根据预设的截止相位转换规则，将所述第一相位和所述第二相位转换为所述正弦函数调制序列的初相位；

S118、根据预设的全相位差转换规则，将所述正弦函数调制序列的初相位转换为所述电力信号的全相位差。

电力信号是一种基波成分为主的正弦信号。正弦信号广指正弦函数信号和余弦函数信号。电力信号频率范围一般为45Hz～55Hz。所以电力信号频率范围的下限f_min可以取为45Hz。预设整数信号周期数C_2π可以根据实际需要进行设置，例如，可以将预设整数信号周期数C_2π设置为11等。在一个实施例中，可以根据式(1)确定初步采样序列长度N_start：

$N_{start}=\left(\mathrm{int}\right)\frac{C_{2\mathrm{\π}}{f}_n}{f_{{}_{\min }}}---\left(1\right)$

其中，(int)表示取整；f_n为预设采样频率，单位为Hz；N_start的单位无量纲，C_2π的单位无量纲，f_min的单位为Hz。

得到初步采样序列长度后，根据初步采样序列长度对电力信号进行初步采样。例如，所述电力信号为单基波频率正弦函数信号，根据初步采样序列长度对单基波频率正弦函数信号进行初步采样，获得的电力信号的初步采样序列X_start(n)为式(2)：

其中，A为信号幅值，单位可以为v；ω为信号频率，单位为rad/s；T_n为采样间隔，单位为s；f_n为预设采样频率，单位为Hz；n为序列离散数，单位无量纲；为信号初相位，单位为rad；N_start为初步采样序列长度，单位无量纲。

得到初步采样序列后，可以通过零交法、基于滤波的算法、基于小波变换算法、基于神经网络的算法、基于DFT变换的频率算法或基于相位差的频率算法等对初步采样序列进行频率初测，获取初步频率ω_o，初步频率ω_o的单位为rad/s。在一个实施例中，可以将该初步频率作为参考频率，即参考频率ω_s＝ω_o。参考频率ω_s单位为rad/s。

得到参考频率后，在一个实施例中，可以根据式(3)确定单位周期序列长度N_2π：

$\begin{array}{c}{N}_{2\mathrm{\π}}=\left(\mathrm{int}\right)\frac{f_n}{f_s}\\ f_s=\frac{{\mathrm{\ω}}_s}{2\mathrm{\π}}\end{array}---\left(3\right)$

其中，(int)为取整数；f_n为预设采样频率，单位为Hz；f_s为Hz单位的参考频率，ω_s为rad/s单位的参考频率；N_2π的单位无量纲。单位周期序列长度整数化存在1个采样间隔内的误差。

得到单位周期序列长度后，在一个实施例中，根据式(4)确定预设序列长度N：

N＝(int)(C_2πN_2π)(4)

其中，(int)为取整数；N的单位无量纲。从式(4)可以看出，预设序列长度N与整数信号周期数C_2π对应。预设序列长度N可以为单位周期序列长度N_2π的11倍。由于存在误差，所述预设序列长度所包含的信号周期整数是大约的。

得到预设系列长度N后，根据预设序列长度，从所述初步采样序列中获取正向序列。在一个实施例中，基于式(2)得到的初步采样序列，本发明获取的正向序列X_i(n)为式(5)：

其中，X_start(n)为初步采样序列；A为信号幅值，单位可以为v；ω为信号频率，单位为rad/s；T_n为采样间隔，单位为s；n为序列离散数，单位无量纲；为信号初相位，单位为rad；N为正向序列长度，也即是预设序列长度，单位无量纲。

基于式(5)得到的正向序列，本发明的反褶序列X_-i(-n)为式(6)：

X_-i(-n)＝X_i(N-n)＝Asin(-ωT_nn+β)

n＝0,1,2,3,.....,N-1(6)

其中，β为反褶序列初相位，反褶序列初相位是正向序列的截止相位，即所述电力信号的截止相位，单位为rad；N为反褶序列长度，如图2所示，反褶序列长度与正向序列长度相同，单位无量纲。

基于式(5)的正向序列和式(6)得到的反褶序列，本发明得到的零初相位的正弦函数调制序列X_cos(n)为式(7)：

其中，A_sin为正弦函数调制序列的幅值，单位为v；为正弦函数调制序列初相位，单位为rad；n为无量纲单位的序列离散值；N为无量纲单位的正弦函数调制序列长度，正弦函数调制序列长度与正向序列长度相同。允许正向序列初相位和反褶序列初相位β的变化范围在0～±0.375πrad。

由于预设序列长度对应预设整数信号周期数存在误差，原因之一是参考频率误差引起的误差，原因之二是预设序列长度的整数化误差。如果所述的误差为零，则正弦函数调制序列初相位为零，反之正弦函数调制序列初相位在零附近。所述初相位与零值比较的误差与所述预设整数信号周期数的误差之间为正比关系。

得到正弦函数调制序列后，将所述正弦函数调制序列进行截短，如式(8)所示，获得截短序列，其中，截短的长度可以为所述单位周期序列长度N_2π的0.25倍：

X_s(n)＝X_sin(n)

N_s＝N-M_s(8)

M_s＝0.25N_2π

其中，X_s(n)为截短序列；N为无量纲单位的正弦函数调制序列长度，也即是预设序列长度；N_s为无量纲单位的截短序列长度；M_s为相对正弦函数调制序列长度的缩短值，单位无量纲；N_2π为无量纲单位的单位周期序列长度。

在不考虑混频干扰频率成分时，得到的第一实频向量序列R₁(n)和第一虚频向量序列I₁(n)为式(9)：

在不考虑混频干扰频率成分时，得到的第二实频向量序列R₂(n)和第二虚频向量序列I₂(n)为式(10)：

实频向量序列和虚频向量序列中包含混频干扰频率。当输入信号中包含直流成分、次谐波成分及分次谐波成分时，所述混频干扰频率将更加复杂，这些混频干扰频率将严重影响频率计算的准确度。虽然窗口函数和积分运算本身对混频干扰频率具有良好的衰减作用，但没有针对性，不能够对复杂的混频干扰频率产生深度的抑制作用，不能满足正弦参数的高准确度计算需要。

为了有针对性的抑制混频干扰频率的影响，本发明采用一种数字陷波器。理想情况下，数字陷波器的零幅值频率点正好对应所述混频干扰频率点，对所述混频干扰频率具有完全的抑制作用。在一个实施例中，数字陷波具体采用算术平均滤波算法，即将若干个连续离散值相加，然后取其算术平均值作为本次滤波值输出。数字陷波需要设置数字陷波参数，所述数字陷波参数指若干个连续离散值相加的长度N_D。在数字陷波参数N_D取值为单位周期序列长度的1.5倍时，可以对1/3分次谐波产生的混频干扰频率进行抑制。而N_D取值为单位周期序列长度的2倍时，可以对直流、1/2分次、1次、2次、3次、4次、5次谐波等产生的混频干扰频率进行抑制。因此，数字陷波由2种参数的数字陷波器所构成，考虑到实际存在误差等因数，为了深度抑制混频干扰频率影响，每种参数的数字陷波器均由参数相同的三级数字陷波组成，共六级算术平均值数字陷波所构成。在一个实施例中，六级算术平均值数字陷波式可为式(11)：

$\begin{array}{c}{X}_D\left(n\right)=\\ \frac{1}{N_{D2}}\underset{n}{\overset{N_{D2}-1}{\Σ}}\frac{1}{N_{D2}}\underset{n}{\overset{N_{D2}-1}{\Σ}}\frac{1}{N_{D2}}\underset{n}{\overset{N_{D2}-1}{\Σ}}\frac{1}{N_{D1}}\underset{n}{\overset{N_{D1}-1}{\Σ}}\frac{1}{N_{D1}}\underset{n}{\overset{N_{D1}-1}{\Σ}}\frac{1}{N_{D1}}\underset{n}{\overset{N_{D1}-1}{\Σ}}X\left(n\right)\end{array}---\left(11\right)$

对X(n)n＝0,1,2,3,....,N-1

对X_D(n)n＝0,1,2,3,....,N-3N_D1-3N_D2-1

其中，X(n)为数字陷波输入序列，序列长度N；X_D(n)为数字陷波输出序列，序列长度N-3N_D1-3N_D2；N_D1为陷波参数1，即连续离散值相加数量；N_D2为陷波参数2、即连续离散值相加数量。

在一个实施例中，陷波参数N_D1取值为所述参考频率的单位周期序列长度的1.5倍，陷波参数N_D2取值为所述参考频率的单位周期序列长度的2倍，六级算术平均值数字陷波需要使用10.5倍单位周期序列长度。

在所述混频干扰频率成分得到完全抑制前提下，所述第一实频向量陷波序列和所述第一虚频向量陷波序列为(12)：

对R₁(n)I₁(n)n＝0,1,2,3,....,N-1

对R_D1(n)I_D1(n)n＝0,1,2,3,....,N-3N_D1-3N_D2-1

其中，R_D1(n)为第一实频向量陷波序列；I_D1(n)为第一虚频向量陷波序列；K(Ω)为数字陷波在频差Ω的无量纲增益；α(Ω)为数字滤波在频差Ω的rad单位移相；N_D1为陷波参数1；N_D2为陷波参数2。

同样，在混频干扰频率成分得到完全抑制前提下，所述第二实频向量陷波序列和所述第二虚频向量陷波序列为式(13)：

对R₂(n)I₂(n)n＝0,1,2,3,....,N_s-1

对R_D2(n)I_D2(n)n＝0,1,2,3,....,N_s-3N_D1-3N_D2-1

其中，R_D2(n)为所述第二实频向量陷波序列；I_D2(n)为所述第二虚频向量陷波序列；K(Ω)为数字滤波在频差Ω的无量纲增益；α(Ω)为数字滤波在频差Ω的移相，单位为rad；N_D1为陷波参数1；N_D2为陷波参数2。

在一个实施例中，本发明采用现有技术中已有的积分器进行积分运算。采用积分器对所述第一实频向量陷波序列和所述第一虚频向量陷波序列进行积分运算，得到第一实频向量积分值和第一虚频向量积分值为式(14)：

其中，R₁为第一实频向量积分值；I₁为第一虚频向量积分值；L1为积分计算长度1，单位无量纲，L1为0.5倍单位周期序列长度。

同样，采用积分器分别对所述第二实频向量陷波序列和所述第二虚频向量陷波序列进行积分运算，得到第二实频向量积分值和第二虚频向量积分值为式(15)：

其中，R₂为第二实频向量积分值；I₂为第二虚频向量积分值。L2为积分计算长度2，单位无量纲，L2为0.25倍单位周期序列长度。

在一个实施例中，步骤S120可以包括：

确定所述第一实频向量积分值与所述第一虚频向量积分值的第一比值；

将所述第一比值的反正切函数值作为所述第一相位；

确定所述第二实频向量积分值与所述第二虚频向量积分值的第二比值；

将所述第二比值的反正切函数值作为所述第二相位。

如式(16)和式(17)所示，得到的第一相位和第二相位分别为：

其中，PH₁为第一相位，单位为rad；R₁为第一实频向量积分值；I₁为第一虚频向量积分值；PH₂为第二相位，单位为rad；R₂为第二实频向量积分值；I₂为第二虚频向量积分值；L1为所述无量纲单位的积分计算长度1；L2为所述无量纲单位的积分计算长度2。

需要说明的是，上述第一比值、第二比值仅仅为了区分各个比值，并不对比值的顺序加以限定。

得到第一相位和第二相位后，在一个实施例中，可以根据式(18)确定正弦函数调制序列的初相位

电力信号的全相位差为信号正弦频率与正弦函数调制序列时间长度的乘积。全相位差△PH与初相位的关系是：初相位本质上代表了所述预设序列长度对应所述整数信号周期数的误差值，如果误差值为零，则所述全相位差为2π整倍数，反之所述全相位差非2π整倍数，初相位2倍的相反数正好反映了2π整倍数和非2π整倍数的误差值。

在一个实施例中，可以根据式(19)确定电力信号的全相位差△PH：

其中，2πC_2π为2π整倍数的全相位差；当C_2π＝11时，2πC_2π＝22π，则△PH的范围在22π左右，单位为rad。

为了更好的理解本发明技术方案达到的技术效果，下面结合一个具体实施例进行说明。

假设给出的一实验信号为式(20)：

信号基波频率变化范围在45Hz-55Hz，取整数信号周期数约为11，信号初相位变化范围0～±0.375πrad，信号的采样频率为10kHz，信号的离散数据量化位数24bit，频率初测相对误差<|±0.25％|，得到电力信号全相位差检测相对误差绝对值|△PH_err(f)|随信号基波频率f变化特性的实验结果如图3所示。根据图3可以看出，本发明给出的实验信号全相位差检测准确度在10^-10量级，准确度较高。

基于同一发明构思，本发明还提供一种根据正弦函数调制的电力信号全相位差检测系统，下面结合附图对本发明系统的具体实施方式做详细描述。

如图4所示，一种根据正弦函数调制的电力信号全相位差检测系统，包括：

初步采样序列长度确定模块101，用于根据电力信号频率范围的下限、预设采样频率和预设整数信号周期数，得到初步采样序列长度；

初步采样序列获取模块102，用于根据所述初步采样序列长度对所述电力信号进行初步采样，获取所述电力信号的初步采样序列；

参考频率确定模块103，用于对所述初步采样序列进行频率初测，获取所述电力信号的初步频率，根据所述初步频率确定参考频率；

单位周期序列长度确定模块104，用于根据所述预设采样频率和所述参考频率，得到所述电力信号的单位周期序列长度；

预设序列长度确定模块105，用于根据所述预设整数信号周期数和所述单位周期序列长度，得到预设序列长度；

正向序列获取模块106，用于根据所述预设序列长度，从所述初步采样序列中获取正向序列；

反褶序列获取模块107，用于将所述正向序列反向输出，获取所述正向序列的反褶序列；

正弦函数调制序列确定模块108，用于将所述正向序列和所述反褶序列相减，得到零初相位的正弦函数调制序列；

截短序列获取模块109，用于将所述正弦函数调制序列进行截短，获得截短序列；

第一向量序列确定模块110，用于将所述参考频率的余弦函数和所述参考频率的正弦函数分别与所述正弦函数调制序列相乘，得到第一实频向量序列和第一虚频向量序列；

第二向量序列确定模块111，用于将所述参考频率的余弦函数和所述参考频率的正弦函数分别与所述截短序列相乘，得到第二实频向量序列和第二虚频向量序列；

第一陷波序列确定模块112，用于分别对所述第一实频向量序列和所述第一虚频向量序列进行数字陷波，得到第一实频向量陷波序列和第一虚频向量陷波序列；

第一积分值确定模块113，分别对所述第一实频向量陷波序列和所述第一虚频向量陷波序列进行积分运算，得到第一实频向量积分值和第一虚频向量积分值；

第二陷波序列确定模块114，用于分别对所述第二实频向量序列和所述第二虚频向量序列进行数字陷波，得到第二实频向量陷波序列和第二虚频向量陷波序列；

第二积分值确定模块115，用于分别对所述第二实频向量陷波序列和所述第二虚频向量陷波序列进行积分运算，得到第二实频向量积分值和第二虚频向量积分值；

相位确定模块116，用于根据预设的相位转换规则，将所述第一虚频向量积分值与所述第一实频向量积分值转换为第一相位；将所述第二虚频向量积分值与所述第二实频向量积分值转换为第二相位；

初相位确定模块117，用于根据预设的截止相位转换规则，将所述第一相位和所述第二相位转换为所述正弦函数调制序列的初相位；

全相位差确定模块118，用于根据预设的全相位差转换规则，将所述正弦函数调制序列的初相位转换为所述电力信号的全相位差。

电力信号是一种基波成分为主的正弦信号。正弦信号广指正弦函数信号和余弦函数信号。电力信号频率范围一般为45Hz～55Hz。所以电力信号频率范围的下限f_min可以取为45Hz。预设整数信号周期数C_2π可以根据实际需要进行设置，例如，可以将预设整数信号周期数C_2π设置为11。在一个实施例中，所述初步采样序列长度确定模块101可以根据确定初步采样序列长度N_start，其中(int)表示取整，f_n为预设采样频率。

所述初步采样序列长度确定模块101得到初步采样序列长度后，初步采样序列获取模块102根据初步采样序列长度对电力信号进行初步采样。例如，所述电力信号为单基波频率正弦函数信号，初步采样序列获取模块102根据初步采样序列长度对单基波频率正弦函数信号进行初步采样，获得的电力信号的初步采样序列X_start(n)为：其中，A为信号幅值；ω为信号频率；为采样间隔；f_n为预设采样频率；n＝0,1,2,3,.....,N_start-1，为序列离散数；为信号初相位；N_start为初步采样序列长度。

初步采样序列获取模块102得到初步采样序列后，参考频率确定模块103可以通过零交法、基于滤波的算法、基于小波变换算法、基于神经网络的算法、基于DFT变换的频率算法或基于相位差的频率算法等对初步采样序列进行频率初测，获取初步频率ω_o。在一个实施例中，参考频率确定模块103可以将该初步频率作为参考频率，即参考频率ω_s＝ω_o。

参考频率确定模块103得到参考频率后，在一个实施例中，单位周期序列长度确定模块104可以根据确定单位周期序列长度N_2π。其中(int)为取整数，f_n为预设采样频率，f_s为Hz单位的参考频率，ω_s为rad/s单位的参考频率。单位周期序列长度整数化存在1个采样间隔内的误差。

单位周期序列长度确定模块104得到单位周期序列长度后，在一个实施例中，预设序列长度确定模块105根据N＝(int)(C_2πN_2π)确定预设序列长度N。其中(int)为取整数，C_2π为预设整数信号周期数，N_2π为单位周期序列长度。从该式可以看出，预设序列长度N与整数信号周期数C_2π对应。预设序列长度N可以为单位周期序列长度N_2π的11倍。由于存在误差，所述预设序列长度所包含的信号周期整数是大约的。

预设序列长度确定模块105得到预设系列长度N后，正向序列获取模块106根据预设序列长度，从所述初步采样序列中获取正向序列。在一个实施例中，基于上述初步采样序列获取模块102得到的初步采样序列，正向序列获取模块106获取的正向序列X_i(n)为：其中，X_start(n)为初步采样序列；A为信号幅值；ω为信号频率；T_n为采样间隔；n＝0,1,2,3,.....,N-1，为序列离散数；N≤N_start；为信号初相位；N为正向序列长度，也即是预设序列长度。

基于上述正向序列获取模块106获取的正向序列，反褶序列获取模块107得到的反褶序列X_-i(-n)为：其中n＝0,1,2,3,.....,N-1；β为反褶序列初相位，反褶序列初相位是正向序列的截止相位，即所述电力信号的截止相位；N为反褶序列长度，如图2所示，反褶序列长度与正向序列长度相同。

基于上述正向序列获取模块106获取的正向序列和反褶序列获取模块107得到的反褶序列，正弦函数调制序列确定模块108得到的零初相位的正弦函数调制序列X_cos(n)为：

其中，A_sin为正弦函数调制序列的幅值，单位为v；为正弦函数调制序列初相位，单位为rad；n为无量纲单位的序列离散值；N为无量纲单位的正弦函数调制序列长度，正弦函数调制序列长度与正向序列长度相同。允许正向序列初相位和反褶序列初相位β的变化范围在0～±0.375πrad。

由于预设序列长度对应预设整数信号周期数存在误差，原因之一是参考频率误差引起的误差，原因之二是预设序列长度的整数化误差。如果所述的误差为零，则正弦函数调制序列初相位为零，反之正弦函数调制序列初相位在零附近。所述初相位与零值比较的误差与所述预设整数信号周期数的误差之间为正比关系。

得到正弦函数调制序列后，截短序列获取模块109将所述正弦函数调制序列进行截短，如下式所示，获得截短序列：

X_s(n)＝X_sin(n)

N_s＝N-M_s

M_s＝0.25N_2π

其中，X_s(n)为截短序列；N为无量纲单位的正弦函数调制序列长度，也即是预设序列长度；N_s为无量纲单位的截短序列长度；M_s为相对正弦函数调制序列长度的缩短值，单位无量纲；N_2π为无量纲单位的单位周期序列长度。

在不考虑混频干扰频率成分时，第一向量序列确定模块110得到的第一实频向量序列R₁(n)和第一虚频向量序列I₁(n)为：

在不考虑混频干扰频率成分时，第二向量序列确定模块111得到的第二实频向量序列R₂(n)和第二虚频向量序列I₂(n)为：

实频向量序列和虚频向量序列中包含混频干扰频率。当输入信号中包含直流成分、次谐波成分及分次谐波成分时，所述混频干扰频率将更加复杂，这些混频干扰频率将严重影响频率计算的准确度。虽然窗口函数和积分运算本身对混频干扰频率具有良好的衰减作用，但没有针对性，不能够对复杂的混频干扰频率产生深度的抑制作用，不能满足正弦参数的高准确度计算需要。

为了有针对性的抑制混频干扰频率的影响，本发明采用一种数字陷波器。理想情况下，数字陷波器的零幅值频率点正好对应所述混频干扰频率点，对所述混频干扰频率具有完全的抑制作用。在一个实施例中，数字陷波具体采用算术平均滤波算法，即将若干个连续离散值相加，然后取其算术平均值作为本次滤波值输出。数字陷波需要设置数字陷波参数，所述数字陷波参数指若干个连续离散值相加的长度N_D。在数字陷波参数N_D取值为单位周期序列长度的1.5倍时，可以对1/3分次谐波产生的混频干扰频率进行抑制。而N_D取值为单位周期序列长度的2倍时，可以对直流、1/2分次、1次、2次、3次、4次、5次谐波等产生的混频干扰频率进行抑制。因此，数字陷波由2种参数的数字陷波器所构成，考虑到实际存在误差等因数，为了深度抑制混频干扰频率影响，每种参数的数字陷波器均由参数相同的三级数字陷波组成，共六级算术平均值数字陷波所构成。在一个实施例中，六级算术平均值数字陷波式为：

$\begin{array}{c}{X}_D\left(n\right)=\\ \frac{1}{N_{D2}}\underset{n}{\overset{N_{D2}-1}{\&Sigma;}}\frac{1}{N_{D2}}\underset{n}{\overset{N_{D2}-1}{\&Sigma;}}\frac{1}{N_{D2}}\underset{n}{\overset{N_{D2}-1}{\&Sigma;}}\frac{1}{N_{D1}}\underset{n}{\overset{N_{D1}-1}{\&Sigma;}}\frac{1}{N_{D1}}\underset{n}{\overset{N_{D1}-1}{\&Sigma;}}\frac{1}{N_{D1}}\underset{n}{\overset{N_{D1}-1}{\&Sigma;}}X\left(n\right)\end{array}$

对X(n)n＝0,1,2,3,....,N-1

对X_D(n)n＝0,1,2,3,....,N-3N_D1-3N_D2-1

其中，X(n)为数字陷波输入序列，序列长度N；X_D(n)为数字陷波输出序列，序列长度N-3N_D1-3N_D2；N_D1为陷波参数1，即连续离散值相加数量；N_D2为陷波参数2、即连续离散值相加数量。

在一个实施例中，陷波参数N_D1取值为所述参考频率的单位周期序列长度的1.5倍，陷波参数N_D2取值为所述参考频率的单位周期序列长度的2倍，六级算术平均值数字陷波需要使用10.5倍单位周期序列长度。

在所述混频干扰频率成分得到完全抑制前提下，第一陷波序列确定模块112得到的所述第一实频向量陷波序列和所述第一虚频向量陷波序列为：

对R₁(n)I₁(n)n＝0,1,2,3,....,N-1

对R_D1(n)I_D1(n)n＝0,1,2,3,....,N-3N_D1-3N_D2-1

其中，R_D1(n)为第一实频向量陷波序列；I_D1(n)为第一虚频向量陷波序列；K(Ω)为数字陷波在频差Ω的无量纲增益；α(Ω)为数字滤波在频差Ω的rad单位移相；N_D1为陷波参数1；N_D2为陷波参数2。

同样，在混频干扰频率成分得到完全抑制前提下，第二陷波序列确定模块114得到的所述第二实频向量陷波序列和所述第二虚频向量陷波序列为：

对R₂(n)I₂(n)n＝0,1,2,3,....,N_s-1

对R_D2(n)I_D2(n)n＝0,1,2,3,....,N_s-3N_D1-3N_D2-1

其中，R_D2(n)为所述第二实频向量陷波序列；I_D2(n)为所述第二虚频向量陷波序列；K(Ω)为数字滤波在频差Ω的无量纲增益；α(Ω)为数字滤波在频差Ω的移相，单位为rad；N_D1为陷波参数1；N_D2为陷波参数2。

在一个实施例中，本发明采用现有技术中已有的积分器进行积分运算。第一积分值确定模块113采用积分器对所述第一实频向量陷波序列和所述第一虚频向量陷波序列进行积分运算，得到第一实频向量积分值和第一虚频向量积分值为：

其中，R₁为第一实频向量积分值；I₁为第一虚频向量积分值；L1为积分计算长度1，单位无量纲，L1为0.5倍单位周期序列长度。

同样，第二积分值确定模块115采用积分器分别对所述第二实频向量陷波序列和所述第二虚频向量陷波序列进行积分运算，得到第二实频向量积分值和第二虚频向量积分值为：

其中，R₂为第二实频向量积分值；I₂为第二虚频向量积分值。L2为积分计算长度2，单位无量纲，L2为0.25倍单位周期序列长度。

如图5所示，在一个实施例中，所述相位确定模块116可以包括：

第一比值确定单元1161，用于确定所述第一实频向量积分值与所述第一虚频向量积分值的第一比值；

第一相位确定单元1162，用于将所述第一比值的反正切函数值作为所述第一相位；

第二比值确定单元1163，用于确定所述第二实频向量积分值与所述第二虚频向量积分值的第二比值；

第二相位确定单元1164，用于将所述第二比值的反正切函数值作为所述第二相位。

如下式所示，所述相位确定模块116得到的第一相位和第二相位分别为：

其中，PH₁为第一相位，单位为rad；R₁为第一实频向量积分值；I₁为第一虚频向量积分值；PH₂为第二相位，单位为rad；R₂为第二实频向量积分值；I₂为第二虚频向量积分值；L1为所述无量纲单位的积分计算长度1；L2为所述无量纲单位的积分计算长度2。

需要说明的是，上述第一比值、第二比值仅仅为了区分各个比值，并不对比值的顺序加以限定。

相位确定模块116得到第一相位和第二相位后，在一个实施例中，所述初相位确定模块117根据确定所述正弦函数调制序列的初相位其中，PH₁为第一相位，PH₂为第二相位，N为预设序列长度，N_s为截短序列长度。

根据零相位调制序列的初相位和预设整数信号周期数，所述全相位差确定模块118可以根据确定所述电力信号的全相位差△PH，其中，C_2π为预设整数信号周期数，为所述正弦函数调制序列的初相位。

以上所述实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。

以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (10)

1.一种根据正弦函数调制的电力信号全相位差检测方法，其特征在于，包括步骤：

根据电力信号频率范围的下限、预设采样频率和预设整数信号周期数，得到初步采样序列长度；

根据所述初步采样序列长度对所述电力信号进行初步采样，获取所述电力信号的初步采样序列；

对所述初步采样序列进行频率初测，获取所述电力信号的初步频率，根据所述初步频率确定参考频率；

根据所述预设采样频率和所述参考频率，得到所述电力信号的单位周期序列长度；

根据所述预设整数信号周期数和所述单位周期序列长度，得到预设序列长度；

根据所述预设序列长度，从所述初步采样序列中获取正向序列；

将所述正向序列反向输出，获取所述正向序列的反褶序列；

将所述正向序列和所述反褶序列相减，得到零初相位的正弦函数调制序列；

将所述正弦函数调制序列进行截短，获得截短序列；

将所述参考频率的余弦函数和所述参考频率的正弦函数分别与所述正弦函数调制序列相乘，得到第一实频向量序列和第一虚频向量序列；

将所述参考频率的余弦函数和所述参考频率的正弦函数分别与所述截短序列相乘，得到第二实频向量序列和第二虚频向量序列；

分别对所述第一实频向量序列和所述第一虚频向量序列进行数字陷波，得到第一实频向量陷波序列和第一虚频向量陷波序列；

分别对所述第一实频向量陷波序列和所述第一虚频向量陷波序列进行积分运算，得到第一实频向量积分值和第一虚频向量积分值；

分别对所述第二实频向量序列和所述第二虚频向量序列进行数字陷波，得到第二实频向量陷波序列和第二虚频向量陷波序列；

分别对所述第二实频向量陷波序列和所述第二虚频向量陷波序列进行积分运算，得到第二实频向量积分值和第二虚频向量积分值；

根据预设的相位转换规则，将所述第一虚频向量积分值与所述第一实频向量积分值转换为第一相位；将所述第二虚频向量积分值与所述第二实频向量积分值转换为第二相位；

根据预设的截止相位转换规则，将所述第一相位和所述第二相位转换为所述正弦函数调制序列的初相位；

根据预设的全相位差转换规则，将所述正弦函数调制序列的初相位转换为所述电力信号的全相位差。

2.根据权利要求1所述的根据正弦函数调制的电力信号全相位差检测方法，其特征在于，根据预设的相位转换规则，将所述第一虚频向量积分值与所述第一实频向量积分值转换为第一相位；将所述第二虚频向量积分值与所述第二实频向量积分值转换为第二相位的步骤包括：

确定所述第一实频向量积分值与所述第一虚频向量积分值的第一比值；

将所述第一比值的反正切函数值作为所述第一相位；

确定所述第二实频向量积分值与所述第二虚频向量积分值的第二比值；

将所述第二比值的反正切函数值作为所述第二相位。

3.根据权利要求1所述的根据正弦函数调制的电力信号全相位差检测方法，其特征在于，根据确定所述正弦函数调制序列的初相位其中，PH₁为第一相位，PH₂为第二相位，N为预设序列长度，N_s为截短序列长度。

4.根据权利要求1所述的根据正弦函数调制的电力信号全相位差检测方法，其特征在于，根据确定所述电力信号的全相位差△PH，其中，C_2π为预设整数信号周期数，为所述正弦函数调制序列的初相位。

5.根据权利要求1至4任意一项所述的根据正弦函数调制的电力信号全相位差检测方法，其特征在于，采用积分器分别对所述第一实频向量陷波序列和所述第一虚频向量陷波序列进行积分运算；采用积分器分别对所述第二实频向量陷波序列和所述第二虚频向量陷波序列进行积分运算。

6.一种根据正弦函数调制的电力信号全相位差检测系统，其特征在于，包括：

初步采样序列长度确定模块，用于根据电力信号频率范围的下限、预设采样频率和预设整数信号周期数，得到初步采样序列长度；

初步采样序列获取模块，用于根据所述初步采样序列长度对所述电力信号进行初步采样，获取所述电力信号的初步采样序列；

参考频率确定模块，用于对所述初步采样序列进行频率初测，获取所述电力信号的初步频率，根据所述初步频率确定参考频率；

单位周期序列长度确定模块，用于根据所述预设采样频率和所述参考频率，得到所述电力信号的单位周期序列长度；

预设序列长度确定模块，用于根据所述预设整数信号周期数和所述单位周期序列长度，得到预设序列长度；

正向序列获取模块，用于根据所述预设序列长度，从所述初步采样序列中获取正向序列；

反褶序列获取模块，用于将所述正向序列反向输出，获取所述正向序列的反褶序列；

正弦函数调制序列确定模块，用于将所述正向序列和所述反褶序列相减，得到零初相位的正弦函数调制序列；

截短序列获取模块，用于将所述正弦函数调制序列进行截短，获得截短序列；

第一向量序列确定模块，用于将所述参考频率的余弦函数和所述参考频率的正弦函数分别与所述正弦函数调制序列相乘，得到第一实频向量序列和第一虚频向量序列；

第二向量序列确定模块，用于将所述参考频率的余弦函数和所述参考频率的正弦函数分别与所述截短序列相乘，得到第二实频向量序列和第二虚频向量序列；

第一陷波序列确定模块，用于分别对所述第一实频向量序列和所述第一虚频向量序列进行数字陷波，得到第一实频向量陷波序列和第一虚频向量陷波序列；

第一积分值确定模块，分别对所述第一实频向量陷波序列和所述第一虚频向量陷波序列进行积分运算，得到第一实频向量积分值和第一虚频向量积分值；

第二陷波序列确定模块，用于分别对所述第二实频向量序列和所述第二虚频向量序列进行数字陷波，得到第二实频向量陷波序列和第二虚频向量陷波序列；

第二积分值确定模块，用于分别对所述第二实频向量陷波序列和所述第二虚频向量陷波序列进行积分运算，得到第二实频向量积分值和第二虚频向量积分值；

相位确定模块，用于根据预设的相位转换规则，将所述第一虚频向量积分值与所述第一实频向量积分值转换为第一相位；将所述第二虚频向量积分值与所述第二实频向量积分值转换为第二相位；

初相位确定模块，用于根据预设的截止相位转换规则，将所述第一相位和所述第二相位转换为所述正弦函数调制序列的初相位；

全相位差确定模块，用于根据预设的全相位差转换规则，将所述正弦函数调制序列的初相位转换为所述电力信号的全相位差。

7.根据权利要求6所述的根据正弦函数调制的电力信号全相位差检测系统，其特征在于，所述相位确定模块包括：

第一比值确定单元，用于确定所述第一实频向量积分值与所述第一虚频向量积分值的第一比值；

第一相位确定单元，用于将所述第一比值的反正切函数值作为所述第一相位；

第二比值确定单元，用于确定所述第二实频向量积分值与所述第二虚频向量积分值的第二比值；

第二相位确定单元，用于将所述第二比值的反正切函数值作为所述第二相位。

8.根据权利要求6所述的根据正弦函数调制的电力信号全相位差检测系统，其特征在于，所述初相位确定模块根据确定所述正弦函数调制序列的初相位其中，PH₁为第一相位，PH₂为第二相位，N为预设序列长度，N_s为截短序列长度。

9.根据权利要求6所述的根据正弦函数调制的电力信号全相位差检测系统，其特征在于，所述全相位差确定模块根据确定所述电力信号的全相位差△PH，其中，C_2π为预设整数信号周期数，为所述正弦函数调制序列的初相位。

10.根据权利要求6至9任意一项所述的根据正弦函数调制的电力信号全相位差检测系统，其特征在于，第一积分值确定模块采用积分器分别对所述第一实频向量陷波序列和所述第一虚频向量陷波序列进行积分运算；第二积分值确定模块采用积分器分别对所述第二实频向量陷波序列和所述第二虚频向量陷波序列进行积分运算。