CN105103485A

CN105103485A - 在ofdm系统中传输有效载荷数据的发射机和方法以及接收有效载荷数据的接收机和方法

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Publication number: CN105103485A
Application number: CN201480019088.XA
Authority: CN
Inventors: 塞谬尔·阿桑本·阿通西里
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2013-03-28
Filing date: 2014-03-20
Publication date: 2015-11-25
Anticipated expiration: 2034-03-20
Also published as: US20180115452A1; MX2015011612A; US10135656B2; US10666483B2; MX362016B; CA2905213A1; CN105103485B; US9876665B2; KR20170127047A; WO2014155064A1; KR20150121189A; KR101925349B1; CA2905213C; US20160050097A1; GB2512395A; US20190132176A1; GB201305805D0

Abstract

发射机使用正交频分多路复用(OFDM)符号传输有效载荷数据。发射机包括帧构造器，帧构造器被配置为接收将要传输的有效载荷数据并在接收机处接收用于检测和恢复有效载荷数据的信令数据，并且将有效载荷数据和信令数据形成用于传输的帧。信令数据形成第一帧并且有效载荷数据形成一个或多个其他帧。调制器被配置为使用形成第一帧的信令数据调制第一OFDM符号并且使用形成一个或多个其他帧的有效载荷数据调制一个或多个第二OFDM符号，传输单元传输第一OFDM符号和第二OFDM符号。携带信令数据的第一OFDM符号在传输之前与特征序列组合。特征序列可以配置为允许在接收机处检测第一OFDM符号并且在一个或多个第二OFDM符号携带有效载荷数据之前以较低的信噪比解码信令数据。

Description

在OFDM系统中传输有效载荷数据的发射机和方法以及接收有效载荷数据的接收机和方法

技术领域

本公开内容涉及使用正交频分多路复用(OFDM)符号传输有效载荷数据的发射机和方法。

背景技术

存在许多其中数据使用正交频分复用(OFDM)通信的无线电通信系统的示例。已经布置为根据数字视频广播(DVB)标准操作的系统例如使用OFDM。OFDM通常可以被描述为提供同时调制的K个窄频带子载波(其中K是整数)，每个子载波通信调制的数据符号，诸如正交幅度调制(QAM)符号或正交相移键控(QPSK)符号。子载波的调制形成在频域中并且被变换成传输的时域。因为数据符号在子载波上并行通信，所以相同的调制符号可以在每个子载波上通信延长周期，该延长周期可以长于无线电信道的相干时间。子载波同时并行调制，使得调制载波组合形成OFDM符号。因此，OFDM符号包括均已使用不同的调制符号同时调制的多个子载波。在传输期间，通过OFDM符号的循环前缀填充的保护间隔在每个OFDM符号之前。当存在时，保护间隔将尺寸定为吸收传输的信号的可以由多径传播或者从不同的地理位置传输相同的信号的其他发射机而引起的任何回波。

如上所指出，OFDM符号中的窄带载波K的数量可以根据通信系统的操作要求变化。保护间隔表示总开销因此为了增加频谱效率可以最小化为OFDM符号持续时间的部分。对于给定的保护间隔部分，通过增加子载波的数量K可以改进处理增加的多径传播同时保持给定的频谱效率的能力从而增加OFDM符号的持续时间。然而，在与恢复使用更少量的子载波传输的数据相比，接收机可能更难以恢复使用大量的子载波传输的数据意义上，可能存在稳定性的减小，因为对于固定的传输带宽，增加子载波K的数量还意味着减小每个子载波的带宽。子载波之间的分隔的减小可以使来自子载波的数据的解调更加困难，例如，在存在多普勒频移的情况下。就是说虽然更大量的子载波(高阶操作模式)可以提供更大的频谱效率，对于一些传播条件，通信数据的目标误码率可能需要达到比较少数量的子载波需要的更高的信噪比。

发明内容

根据本公开内容的一方面，提供用于使用正交频分多路复用(OFDM)符号传输有效载荷数据的发射机。发射机包括帧构造器，被配置为接收将要传输的有效载荷数据并在接收机处接收用于检测和恢复有效载荷数据的信令数据，并且将有效载荷数据和信令数据形成用于传输的帧。每个帧一部分包括信令数据和另一部分包括有效载荷数据。调制器被配置为使用用于每个帧的信令数据调制第一OFDM符号并且使用有效载荷数据调制一个或多个第二OFDM符号，组合器将第一OFDM符号与特征序列组合以及传输单元传输第一OFDM符号和第二OFDM符号。因此，本技术的实施方式布置为携带信令数据的第一OFDM符号在传输之前与特征序列组合。特征序列被配置为允许在接收机处的帧的第一符号的检测并以比有效载荷数据需要的信噪比更低的信噪比解码信令数据。

本公开内容的实施方式可以提供发射机，发射机被布置为使用正交频分复用(OFDM)符号传输有效载荷数据。发射机包括帧构造器，帧构造器适用于接收将要传输的有效载荷数据并在接收机处接收用于检测和恢复将要传输的数据的信令数据。帧构造器被配置为使有效载荷数据和信令数据形成用于传输的帧。调制器被配置为在OFDM符号上调制有效载荷数据和信令数据，以及传输单元被布置为传输OFDM符号。信令数据被形成为帧并使用第一OFDM符号传输并且有效载荷数据形成为一个或多个其他帧并且根据针对用于OFDM符号的子载波的数量的传输参数，诸如编编码率、调制方案和操作模式使用一个或多个第二类型OFDM符号传输。用于第二类型OFDM符号的传输参数可以包括在信令数据中。因此，通过接收机可以首先检测信令数据以恢复有效载荷数据。为了促进第一OFDM符号的检测，在挑战性的接收环境中携带信令数据，第一OFDM符号在传输之前与特征序列组合为了可以由接收机使用以识别帧内的第一OFDM符号。

本公开内容的实施方式可以提供布置，其中，特征序列与携带例如，信令数据的OFDM符号组合使得存在接收机能够检测携带信令数据的OFDM符号的改进的似然度。携带信令数据的OFDM符号将被称为信令OFDM符号并且在一个示例中可以形成传输帧的前导码部分，在传输帧中，使用其他OFDM符号传输有效载荷数据。

根据本公开内容的实施方式获得应用的布置，存在在传输帧中提供“前导码”OFDM符号的需要，“前导码”OFDM符号携带信令参数以指示，例如，用于编码并在带有数据的OFDM符号上调制有效载荷数据的至少一些通信参数，借此，在第一(前导码)OFDM符号内检测信令数据之后，接收机可以恢复传输参数以从带有数据的OFDM符号检测有效载荷数据。

在以下描述中，第一OFDM符号可以是前导码OFDM符号或者形成为传输帧中的一个的一部分并且因此可以称为前导码OFDM符号并且因为其被布置为携带信令数据，其可以称为信令OFDM符号。

根据一个实施方式，用于携带信令数据的OFDM符号的子载波的数量可以不同于用于携带有效载荷数据的OFDM符号的子载波的数量。例如，为了提高恢复信令数据的似然度，使其在更加挑战性的无线电环境中更稳定地检测，子载波的数量可以小于用于携带有效载荷数据的OFDM符号。例如，可以要求带有有效载荷数据的OFDM符号具有高的频谱效率并且因此例如，子载波的数量可以是16k(16384)或者32k(32768)，然而为了提高接收机可以从信令OFDM符号恢复信令数据的似然度，用于第一信令OFDM符号的子载波的数量可以是较低的数量，例如，4k(4096)或者8k(8192)。

所附权利要求中限定了本公开内容的各个进一步方面和特征。

附图说明

现将参考附图仅通过示例的方式描述本公开内容的实施方式，附图中相似的部件设置有相应的参考标号，其中：

图1是示出了广播传输网络布置的示意图；

图2是示出了用于经由图1的传输网络传输广播数据的示例性传输链的示意性框图；

图3是在包括保护间隔的时域中的OFDM符号的示意图；

图4是通过使用OFDM的图1的广播传输网络用于接收数据广播的的典型的接收机的示意框；

图5是用于传输包括有效载荷数据和信令数据的广播数据的传输帧的示意图；

图6是示出根据一个实施方式的经由信令或者前导码OFDM符号用于传输信令数据的发射机的框图；

图7是根据一个实施方式的特征序列发生器的示意性框图；

图8是在存在二分之一和四分之一编码率的加性高斯白噪声的情况下的相对于信噪比的误码率的图表；

图9是相对于来自根据图8的结果提供可接受性能的调制信令数据的功率的特征序列回退功率的误码率的图表；

图10a是具有与生成用于单频传输网络的期望的信道延迟扩展匹配的保护间隔的OFDM符号的示意性表示；图10b是每个OFDM符号具有不同数量的子载波的OFDM符号的示意性表示，其中，保护间隔选择作为相关的OFDM符号持续时间的固定部分；以及图10c是OFDM符号的示意性表示，其中，每个带有有效载荷数据的OFDM符号具有不同数量的子载波和不同数量的子载波用于信令OFDM符号，保护间隔选择为具有与有效载荷和信令OFDM符号匹配的持续时间。

图11a是根据本技术用于从信令OFDM符号检测和恢复信令数据的接收机的示意性框图，图11b是组成图11a的部分的频率同步检测器的示意性框图，图11c是组成图11b的部分的前导码保护间隔相关器的示意性框图，图11d是组成图11a的接收机的部分的粗略频率偏移同步检测器的又一示例的说明性示意性框图，以及图11e是组成图11d的部分的差分编码器的说明性示意性框图；

图12是组成在图11a中示出的接收机的部分的前导码检测和解码处理器的一个示例的示意性框图，前导码检测和解码处理器检测并去除频域中的特征序列；

图13是组成在图11a中示出的接收机的部分的前导码检测和解码处理器的一个示例的示意性框图，前导码检测和解码处理器检测并去除时域中的特征序列；

图14是组成在图13中示出的前导码检测和解码处理器的部分的特征序列去除器的示例的示意性框图；

图15a是与在图7中示出示例性发生器的特征序列匹配的匹配滤波器的示意性框图，和图15b是组成在图14中示出的接收机的部分的特征序列去除器的示意性框图；

图16a是形成在匹配滤波器的输出处的信号的图解表示；图16b是在图16b中示出的图解表示的放大图，示出了信道脉冲响应的分量；

图17是示出了用于检测图11a的接收机中的粗略频率偏移的电路的示意性框图；

图18是在图17中示出的对于频率偏移-88/Tu的电路的相关输出的图解曲线图；

图19提供在具有和不具有添加至二分之一和四分之一编码率的信令OFDM符号的特征序列的情况下，相对于不同的编码率的信噪比的误码率的图表。

图20a和图20b提供针对0dB回波信道的信噪比的误码率的图表，其中，如在图20c中示出的两个路径各自具有理想的和实际的信道估计。

具体实施方式

本公开内容的实施方式可以布置为形成用于传输表示包括视频数据和音频数据的数据的信号的传输网络使得传输网络可以，例如，形成用于将电视信号传输至电视接收设备的广播网络。在一些示例中，用于接收电视信号的音频/视频的设备可以是其中电视信号在移动中被接收的移动设备。在其他示例中，可以通过传统的电视接收机接收音频/视频数据，该传统的电视接收机可以是固定的并且可以连接至固定天线或者天线。

电视接收机可以或者可以不包括用于电视图像的综合显示器并且可以是包括多个调谐器和解调器的记录设备。一条或多条天线可以嵌入电视接收机设备。连接的或者嵌入的一条或多条天线可以用于促进不同信号以及电视信号的接收。因此，本公开内容的实施方式被配置为促进在不同的环境中表示对不同类型的设备的电视节目的音频/视频数据的接收。

如将理解的，在移动的同时使用移动设备接收电视信号可能更加困难，因为无线电接收条件可能与其输入来自固定天线的传统的电视接收机的那些明显不同。

在图1中示出电视广播系统的示例性示图。在图1中，示出广播电视基站1连接至广播发射机2。广播发射机2在通过广播网络提供的覆盖范围内传输来自基站1的信号。在图1中示出的电视广播网络作为所谓的单频网络操作，在单频网络中，各个电视广播基站1传输同时运载音频/视频数据的无线电信号使得这些可以在通过广播网络提供的覆盖范围内通过电视接收机4以及移动设备6接收。对于在图1中示出的示例，通过广播基站1传输的信号使用正交频分复用(OFDM)传输，正交频分复用可以提供传输来自各个广播站2的相同的信号的布置，电视接收机可以使相同的信号组合，即使这些信号从不同的基站1传输。提供广播基站1的间隔使得通过不同的广播基站1传输的信号之间的传播时间小于或者基本上不超过在各个OFDM符号的传输之前的保护间隔，然后接收机设备4、6可以使从不同广播基站1传输的信号组合的方式接收OFDM符号并且从OFDM符号恢复数据。用于以这种方式采用OFDM的广播网络的标准的示例包括DVB-T、DVB-T2和ISDB-T。

在图2中示出用于传输来自音频/视频源的数据的组成电视广播基站1的部分的发射机的示例性框图。在图2中，音频/视频源20生成表现电视节目的音频/视频数据。使用通过编码/交织器框22编码的前向纠错对音频/视频数据进行编码，编码/交织器框22生成前向纠错编码的数据，生成的前向纠错编码的数据然后被馈送至将编码的数据映射在用于调制OFDM符号的调制符号上的调制单元24。，通过物理层信令单元30生成提供用于指示如编码和音频/视频数据的调制的格式的物理层信令的单独下臂描述的信令数据，并且物理层信令数据被编码单元32编码之后如同音频/视频数据一样然后通过调制单元24被调制。

帧构造器26被布置为使使用物理层数据传输的数据形成为帧用于传输。帧包括具有其中传输物理层信令的前导码的时间划分段和传输通过音频/视频源20生成的音频/视频数据的一个或多个数据传输段。符号交织器34可以使形成为符号用于传输的数据在通过OFDM符号构造器36和OFDM调制器38调制之前交织。OFDM符号构造器36接收通过导频和嵌入的数据发生器40生成的导频信号并馈送至OFDM符号构造器36用于传输。OFDM调制器38的输出被传送至插入保护间隔的保护插入单元42并且生成的信号在通过天线48传输之前被馈送至数字模拟转换器44然后至RF前端46。

如同常规布置一样，OFDM被布置为在频域中生成符号，其中，将要传输的数据符号映射在子载波上，然后使用傅里叶逆变换将子载波转换为时域。因此，在频域中形成将要传输的数据并且使数据在时域中传输。如在图3中所示，每个时域符号生成有持续时间Tu的有用部分和持续时间Tg的保护间隔。保护间隔通过复制时域中的符号的有用部分的一部分生成。通过使突发脉冲的有用部分与保护间隔相关，可以使接收机布置为检测OFDM符号Tu的有用部分，然后从OFDM符号Tu的有用部分中，通过触发快速傅里叶变换以将时域符号采样转换为频域可以从OFDM符号恢复数据。在图4中示出这种接收机。

在图4中，接收机天线50被布置为检测RF信号，RF信号在通过保护间隔去除单元56去除保护间隔之前经由调谐器52传送并使用模拟数字转换器54转换为数字信号。在检测用于执行快速傅里叶变换(FFT)以将时域样本转换为频域的最佳位置之后，FFT单元58变换时域采样以形成馈送至信道估计和校正单元60的频域采样。信道估计和校正单元60然后例如，通过使用已嵌入OFDM符号的导频子载波估计传输信道。在排除导频子载波之后，所有带有数据的子载波被馈送至与子载波符号解交织的符号解交织器64。解映射器单元62然后从OFDM符号的子载波提取数据比特。将数据比特馈送至执行解交织的比特解交织器66，使得纠错解码器可以根据常规操作校正误差。

组帧结构

图5示出了根据本技术的示例性实施方式的组帧结构的示意图。图5示出不同的物理层帧，一些针对移动接收，而其它的针对固定的屋顶天线接收。系统将来可以扩展为与新型帧合并，对于当前系统，这些潜在的新型帧仅被称为未来扩展帧(FEF)。

固定接收帧的一个要求是改善的频谱效率，通过诸如采用更高阶调制，例如256QAM，和更高的编码率，例如大于半速率的特征可以保证改善的频谱效率，因为相对良性的信道条件和每个OFDM符号(FFT尺寸)的大量子载波，诸如32K。这减少由于保护间隔部分导致的容量损失。然而，更多的子载波可以使这种OFDM符号不适合移动接收，因为对所述接收信号的高多普勒频率的较低容许误差。另一方面，移动接收帧的主要要求可以是稳定性，以确保高速率的服务有效性。这可以通过采用诸如低阶调制(例如QPSK或者BPSK)、低编码率、每个OFDM符号(FFT尺寸)的少量子载波和高密度分散导频样式等的特征提高。OFDM符号的少量子载波对于移动接收可以是有利的，因为少量子载波可以向高多普勒频率提供更宽的子载波间隔和从而更多的回弹能力。此外，在存在多普勒的情况下，高密度导频样式使信道估计变得容易。

因此，在图5中示出的组帧结构的特征为可以各自包括使用不同的参数调制并编码的有效载荷数据的帧。这可包括例如使用每个符号具有不同数量的子载波的不同OFDM符号类型，可以使用不同的调制方案对每个符号进行调制，因为可以为不同类型的接收机提供不同的帧。然而，每个帧可包括至少一个携带信令数据的OFDM符号，该至少一个携带信令数据的OFDM符号可以与一个或多个携带有效载荷数据的OFDM符号不同地被调制。此外，信令OFDM符号可以是与携带有效载荷数据的一个或多个OFDM符号不同的类型。需要恢复信令数据使得可以解调制并解码有效载荷数据。

前导码的特征是什么？

为了划帧边界的界线，需要帧前导码符号，诸如DVB-T2中的P1符号。前导码符号将携带描述以下帧是如何创建的信令。期望的是以上提到的所有类型的接收机，无论移动或者使用固定天线，应该能够检测并解码前导码，以确定它们是否应该解码下列帧中的有效载荷。这种前导码的理想特征包括：

1.大容量信令；前导码应该具有大信令容量–与具有7个信令比特的容量的DVB-T2中的P1前导码不同，理想的是更像DVB-C2中具有100s信令比特的前导码。这建议前导码符号应该是具有足够的子载波以携带所有的信令信息的OFDM符号。

2.共用的宏观结构；所有帧前导码应该具有所有的接收机类型理解的共用的预定义宏观结构。这是指前导码符号应该具有例如，用于所有帧类型的不变的持续时间、不变的子载波数量和保护间隔。这强加持续时间中的保护间隔必须与固定天线接收中可以使用的最长的保护间隔相似的限制条件，否则，当网络使用该最长的保护间隔时，前导码符号将经受过多的符号间干扰(ISI)并且或许遭受解码失败。

3.低复杂性检测和解码：前导码符号检测和解码复杂性应该足够低以在电池供电的移动接收机中容易实现从而有效使用有限存储的电力。这限制最大FFT尺寸和最大FEC框长度。

4.前导码在时域中应该容易检测到；在DVB-C2中，帧结构内的所有OFDM符号使用4K子载波间隔。这是指接收机可以使用OFDM符号时间同步开始，后面是频域帧同步(前导码检测)。在本公开内容的实施方式中，帧可以布置为使不同物理层帧中的OFDM符号可以具有不同子载波间隔。因此，不容易实现频域帧同步(前导码检测)。为此，必须在时域中检测前导码符号。帧的频域处理只有对前导码进行解码并且对其信令有效载荷进行译码之后可以继续，因为接收机仅那时具有对在帧的主体中带有数据有效载荷的OFDM符号的OFDM参数(子载波的数量，保护间隔)等的认识。

5.稳定性；所有接收机类型应该在期望这种接收机工作的所有的信道条件下可检测和可解码前导码。这是指前导码应该在移动中的接收期间对于所经历的高水平噪音、低信噪比和高水平多普勒频移是稳定的。高水平噪声的稳定性限制用于编码和调制(MODCOD)的最大传输参数，最大传输参数可以用于携带前导码的信令有效载荷，而多普勒的稳定性限制前导码OFDM符号的最小子载波间隔。前导码OFDM符号必须使用足够大的子载波间隔以对高多普勒扩散具有适度的弹性。而且，前导码OFDM符号还应该允许在存在频率偏移、共用的相位误差、最大期望多径延迟扩散等的情况下进行解码。

如以上说明的，前导码OFDM符号运载信令数据，而传输帧的主体内的OFDM符号运载有效载荷数据，如在图5中所示。在图5中示出的每个传输帧具有具体特征。带有数据的帧100携带数据的帧，数据的帧可以使用每个OFDM符号提供更多的子载波，例如，近似3万2千个子载波(32k模式)的更高的操作模式，从而提供相对高的频谱效率，但是需要相对高的信噪比以误码率的形式达到可接受的数据完整性。因此，高阶操作模式将最适合于与包括定位良好的固定天线的具有敏感的检测能力的固定的电视接收机的通信用于从32kOFDM符号恢复音频/视频数据。与此相反，帧结构还包括第二帧102，第二帧102生成为在更不利的无线电通信环境中通过移动电视接收机接收。因此，帧102可以布置为形成具有低阶调制方案诸如BPSK或者QPSK和每个OFDM符号(FFT尺寸)少量或者更少的子载波诸如4K或者8K的带有有效载荷的OFDM符号以提高移动接收机可以在相对不利的环境中能够接收并恢复音频/视频数据的似然度。在第一帧100和第二帧102中，提供前导码符号104、106，前导码符号104、106提供用于检测在传输帧100、102的有效载荷部分中传输的音频/视频数据的信令参数。类似地，提供前导码符号108、110用于未来扩展帧112。

新前导码符号的设计

一些示例性实施方式可以提供形成用于具有在图5中示出的传输帧的示例的前导码符号的布置，其中，提高尤其在恶劣的无线电环境中检测前导码符号的似然度。而且，在图5中示出的组帧结构可以设计为带有有效载荷的OFDM符号的子载波的数量在帧与帧之间不同，而且这些子载波可以使用不同的调制方案。因此，携带有效载荷数据的OFDM符号可以是与携带信令数据的OFDM符号不同的类型。在图6中示出用于传输信令数据的在图2中示出的发射机的一部分的示例性框图。

在图6中，信令数据首先馈送至扰乱信令数据的扰频单元200，然后馈送至使用前向纠错码对信令数据进行编码的前向纠错(FEC)和调制器单元202，并且在将编码的数据映射在低阶调制星座诸如BPSK、DBPSK、π/4-BPSK和QPSK上之前使其交织。导频插入单元204然后在调制符号之间插入导频以形成前导码104、106、108、110的OFDM符号中的一个。形成前导码的OFDM符号然后通过缩放单元206根据预定因素(1-G)缩放。缩放单元206适应前导码相对于特征序列的传输功率，特征序列与前导码的OFDM符号在传输之前组合使得前导码的总传输功率保持与没有特征序列的总传输功率相同。

根据本技术，特征序列发生器208被配置为生成馈送至第二缩放单元210的特征序列，在缩放的特征序列通过组合单元212与前导码的OFDM符号组合之前，第二缩放单元210通过预定因素G缩放特征序列。因此，特征序列W(k)与频域中的OFDM符号组合使得特征序列的每个系数添加至OFDM符号的子载波信号的其中一个。组合的前导码OFDM符号和特征序列然后在保护间隔插入单元插入时域保护间隔之前通过傅里叶逆变换处理器(IFFT)214从频域变换至时域。在保护插入单元216的输出处，前导码符号形成在输出信道218上。

对于在图6中示出的示例可以看出，特征序列在频域中与携带信令数据的OFDM符号组合使得前导码符号的频谱在组合之后保持在用于传输信道的频谱掩模内。如将理解，对于一些示例，特征序列可以在时域中与OFDM符号组合。然而，在特征序列与前导码OFDM符号在时域中组合之后，然后必须引入其他带宽限制处理，这可能影响特征序列在接收机的相关特性。

在图6中的示例性示意图中，通过扰频单元200对信令数据进行扰乱确保前导码符号的峰均功率比(PAPR)不会由于许多类似地调制的OFDM子载波导致的过多。在使用低阶星座诸如BPSK、π/4-BPSK、DBPSK和QPSK在单元202内映射之前，扰乱的信令比特然后通过FEC和BPSK单元202以低编码率(1/4或者1/5)使用诸如4KLDPC码的码前向纠错编码。在该阶段通过导频插入单元204插入的导频不是用于信道估计，而是用于如将简短说明的频率偏移估计。在该阶段，复杂的前导码特征序列还由与有用的子载波相同数量的复杂采样组成，因为OFDM符号通过组合器212添加至信令OFDM符号的采样。当生成时，每个前导码特征序列采样是单位圆上的点，但是在添加至前导码OFDM符号之前，每个采样通过预定因素G，通过缩放器210缩放，并且对应的OFDM符号采样通过缩放器206缩放为(1-G)使得复合前导码符号的功率应该与图6中点A处的信令OFDM符号的功率相同。

IFFT214然后在时域中形成OFDM符号，然后接着是通过保护插入单元216插入保护间隔，在前导码OFDM符号开始时预先考虑前导码OFDM符号的Ng个采样–还称作前导码OFDM符号的循环前缀。在保护间隔插入之后，形成由Ns＝Nu+Ng复杂采样组成的持续时间的前导码OFDM时域符号Ts＝Tu+Tg，其中，Tu是具有Nu个采样的有用的符号周期和Tg是具有Ng个采样的保护间隔持续时间。

特征序列发生器

如以上解释的，图6的前导码符号发生器生成与信令OFDM符号(第一个OFDM符号)组合的特征序列，特征序列形成帧的前导码符号，以允许与检测和恢复来自携带有效载荷数据的OFDM符号的数据需要的信噪比相比，接收机以更低的信噪比检测前导码。可以使用两个伪随机序列发生器形成通过特征序列发生器208生成的特征序列，一个用于同相位而其他用于正交相位分量。

在一个示例中，特征序列是恒幅零自相关(CAZAC)序列或者Zadoff和Chu序列。在其他示例中，特征序列由因为它们的良好的自相关特性选择的一对Gold码序列形成，或者可以使用其他示例性特征序列，诸如来自一对M序列。

在图7中更详细地示出在图6中示出的特征序列发生器208的一个示例。图7被布置为生成复杂的特征序列，通过在图6中示出的组合器212将复杂的特征序列添加至信令OFDM符号的复杂采样。

在图7中，在每种情况中使用两个线性反馈移位寄存器以生成一对伪随机比特序列用于同相位300.1和300.2和正交302.1和302.2分量。在每种情况下，使用异或电路310、312使伪随机比特序列对组合以生成分别用于特征序列的同相位(300.1和300.2)和正交(302.1和302.2)部分的金色序列。二进制双极映射单元314、316然后分别形成用于特征序列的同相位318和正交(假想的)320分量的采样。有效地，在图7中示出的布置生成通过使两个m序列异或形成的Gold码。通过线性反馈移位寄存器300、302生成m序列。以下表1示出根据在图7中示出的示例用于线性反馈移位寄存器的生成多项式：

序列名称	生成多项式
		R_seq1	x¹³+x¹¹+x+1
R_seq2	x¹³+x⁹+x⁵+1
		I_seq1	x¹³+x¹⁰+x⁵+1
I_seq2	x¹³+x¹¹+x¹⁰+1

表1:用于复杂特征序列的生成多项式。

确定比例因子G的最佳值

如在图6中所示，缩放器210使特征序列乘以因子G和缩放器206使信令OFDM符号乘以因子1-G。因而，如果时域信令OFDM符号信号是c(n)，而特征序列信号是f(n)，然后通过下式给出复合传输的前导码符号s(n)：

s(n)＝(1-G)c(n)+Gf(n)

其中，G是应用于特征序列的缩放。特征信号有效地向信令OFDM符号添加变形从而增加接收机处的信令OFDM符号的误码率。而且，使用归一化功率1，复合符号实际上在特征信号与信令OFDM符号信号之间分配功率。使用G的高位值，特征信号具有更多功率从而应该以更低的信噪比实现接收机处的帧同步(前导码的检测)。然而，减小信令OFDM符号的功率(以增加特征信号的功率)还指信令信息本身的无错解码因为信令OFDM符号的信噪下降在接收机处变得更加困难。因此，G的最佳值必须在这些互相冲突的目标之间折衷。我们可以进一步定义P＝(1-G)/G，其与信令OFDM符号与特征信号之间的功率比成正比。通过使用该功率比P进行实验可以设定G的适当值。

在存在加性高斯白噪声的情况下可以使用信令信息的适当的星座对可以用于保护前导码符号的示例性纠错码的性能进行评估。例如，QPSK调制方案可以与示例性纠错码一起使用。在该示例中，对4KLDPC二分之一和四分之一编码率进行评价。图8提供用于这些二分之一和四分之一速率LDPC码的使用信令OFDM符号通信信令数据的性能的图解说明并示出每个码相对于加性高斯白噪声信道的信噪比的误码率性能。可以看出在-3dB的信噪比和1dB的信噪比，四分之一速率和二分之一速率码各自变得无误差。信噪比的这些值然后分别增加至-2dB和2dB，然后添加P值的特征信号变化直至达到零误码率。

如将理解的，可以用于保护前导码符号中携带的信令数据的纠错码可以具有不同于二分之一速率和四分之一速率的编码率。在一些实施方式中，编码率小于或者等于四分之一。在一个示例中，编码率是五分之一(1/5)。

图9提供用于四分之一编码率和二分之一编码率的图表，示出当因子P在x轴上和SNR分别固定至-2dB和2dB时每个编码率的误码率。从这些结果可以看出，设置P＝8dB将给出接近零的误码率，尽管存在已被添加至信令OFDM符号的特征序列。通过实验可以看出，使用因子P的该值可以实现前导码检测。因此，已采用P＝8dB的值用于具有信令OFDM符号的QPSK调制的数据子载波的不同的二分之一编码率和四分之一速率编码率。可以看出，可以从生成的结果中选出因子P的最佳选择。

确定合适的保护间隔部分

根据本技术的示例性实施方式，相同的前导码符号将划用于固定和移动接收的物理层帧的界线。在以下的分析中，假设将使用具有两种类型的传输帧的广播传输系统。因而影响传输用于固定接收的带有有效载荷数据的OFDM符号的接收的主要因素之一是频谱效率。如以上说明的，这是指用于OFDM符号的大量子载波和对应的大的FFT尺寸的使用是因为可以使用更小的保护间隔部分(GIF)来获得大的保护间隔持续时间(GID)。大的GID可以允许广播系统在广播发送器之间具有更大的分离并且可以在具有更大的延迟扩展的环境中操作。换言之，广播传输系统被配置为在形成单频网络(SFN)的发送器之间具有更宽的间隔。

图10示出当相同的传输中的不同的帧使用每个OFDM符号(不同的FFT尺寸)提供不同数量的子载波的不同操作模式时可以如何影响保护间隔的选择。与在图5中示出的示图对比，在图10中示出的示图处于时域。在时域中示出三组OFDM符号，说明单个传输中在一个帧结束和另一个开始的点处会发生什么。在图10a中，结束帧的最后OFDM符号402的持续时间与起始帧的第一OFDM符号404的持续时间相同。两个OFDM符号402和404之间的无阴影区405表示在符号404之前的保护间隔。在图10b中，插入示出为浅灰色区406的前导码符号的示例来划两个帧的界线。可以看出，由于每个OFDM符号具有不同数量的子载波，该示例性前导码符号406具有比带有数据的符号402和404更短的持续时间。因此，如果前导码符号的GIF与数据符号的相同，那么前导码符号的保护间隔持续时间将不会与带有数据的符号的那些一样长。因此，如果信道的延迟扩展与带有数据的OFDM符号402的保护间隔一样长，那么前导码符号406将遭受来自先前帧的最后符号402的符号间干扰。在图10c中示出的示例可以提供其中选择用于前导码符号的保护间隔部分以便前导码符号406的保护间隔持续时间与先前帧的最后带有数据的符号402的保护间隔持续时间匹配或者比其更长的布置。

根据一些示例性实施方式，每个符号的最大数量的子载波基本上是三万两千(32K)。例如，使用DVB-T2中的32KFFT尺寸，最大的GIF是19/128。对于6MHz信道光栅，这表示GID大约709.33us。当该GID用于针对固定接收机的携带OFDM符号的帧时，前导码OFDM符号GID应该至少是相似的值，否则，前导码符号将遭受来自先前固定接收帧的最后符号的符号间干扰。

在6MHz信道光栅系统中，例如传输DVB-T2，具有基本上四千子载波(4K)OFDM符号的OFDM符号仅具有2×224×8/6＝597.33us的持续时间。因此，即使GIF＝1，不可能使用4KOFDM符号获得709.33us的GID。下面的表列出在中高多普勒频率(用于移动环境)中可接收的可能的操作模式和一些可能的保护间隔。

表2:移动FFT模式及其可能的保护间隔

从上面的表中可以看出仅用于前导码OFDM符号的8K操作模式具有与用于OFDM符号的子载波的32K最大数量的最大GID匹配或者超过其的GIF<1。因此总之，本技术的实施方式可以提供对应于8KFFT尺寸的用于信令的许多子载波或者前导码OFDM符号8192个子载波，对于信令和前导码OFDM符号，GIF将是大约19/32。这是指总信令OFDM符号将具有Ts≈1904us的持续时间。此外，8K操作模式将具有子载波间隔，子载波间隔向移动接收机提供从处于中高多普勒频率的前导码OFDM符号检测和恢复信令数据的合理的机会。在本公开内容的实施方式中可以理解，前导码符号的GIF必须选择为具有与在系统中可使用的最大FFT尺寸的最长GID相同或者比其更长的相同的GID。

信道估计问题

如在诸如DVB-C2的OFDM传输系统中已知的，可以将频域前导码导频以有规律间隔插入前导码符号用于信道估计和前导码符号的均衡。这种导频Dx的密度，作为频率中的间隔取决于在信道上可以预期的最大延迟扩展。如以上说明的，使用单频传输网络，使用更大的GID可以是有利的。对于这种单频网络，信道脉冲响应可以具有等于GID的持续时间。因此，用于前导码均衡的信道的延迟扩展可以和GID一样多。当使用通过Dx子载波间隔开的前导码导频时，导频帮助的信道估计对于与Tu/Dx一样长的延迟扩展是可能的。这是指Dx必须设定为：

T_u/D_x≥T_g

因为对于6MHz信道中的8K前导码，Tu＝1194.67us，

代替Tu＝1194.67和Tg＝709.33，D_x≤2。这是指信令OFDM符号的每两个子载波中的多于一个将变为导频子载波。这将具有使信令OFDM符号的容量减少大半的作用。因而，该结论建议应该采用替代技术而不是使用频域导频来估计信道脉冲响应。

频率偏移问题

在第一检测处，在存在通过调谐器52引入的任何调谐频率偏移的情况下，可能必须解码信令或者前导码OFDM符号。这是指要么应该将信令数据以减少任何频率偏移的作用的方式调制在前导码OFDM符号上，要么将资源插入前导码符号以允许估计频率偏移，然后在解码前导码之前去除。在一个示例中，传输帧可以仅包括每个帧一个前导码OFDM符号，因此难以实现第一选项。对于第二选项，另外的资源可以为频域导频子载波的形式，频域导频子载波被插入OFDM中使得这些可用于估计频率偏移和公用相位误差。然后在对符号进行均衡和解码之前去除频率偏移。与将导频插入带有数据有效载荷的OFDM符号中类似，本技术的实施方式可以布置为在信令(前导码)OFDM符号内提供导频子载波，可以允许大于前导码子载波间隔的频率偏移的估计。这些导频在频率维度中没有有规律地间隔开以避免多径传播可能导致全部前导码OFDM符号上的导频的常规空值的情况。因此，可以在8K符号上提供位置事先定义的180个导频子载波。经由前导码OFDM符号本身的检测估计小FFT区间(sub-FFTbin)频率偏移。因此，本技术的实施方式可以提供前导码OFDM符号，其中，携带导频符号的子载波的数量小于估计前导码OFDM符号通过其传输的信道脉冲响应需要的数量，但是足以估计传输的OFDM符号的粗略频率偏移。

接收机处的频率偏移检测

如以上说明的，通过使携带信令数据的OFDM符号与特征序列组合形成前导码。为了解码信令数据，接收机必须首先检测并捕获前导码OFDM符号。在一个示例中，使用具有脉冲响应的匹配滤波器可以检测特征序列，脉冲响应与已知的特征序列的复杂采样的共轭匹配。然而，所接收信号中的任何频率偏移具有调制匹配滤波器的输出并且使用匹配滤波器防止特征序列的精确的检测的作用。在图11a中示出在存在频率偏移的情况下，用于检测前导码并恢复由前导码提供的信令信息的示例性接收机。在图11a中，从天线接收信号使用如在图4中所示的常规布置转换为基带信号，并且从输入端420分别馈送至复数乘法器422和频率同步器424。频率同步器424用于检测所接收信号r(x)中的频率偏移并将关于许多子载波的偏移的测量馈送至振动器426。振动器426生成复杂频率信号，复杂频率信号馈送至乘法器422的第二输入端，乘法器422的第二输入端用于将偏移的反向引入所接收信号r(x)中。因此，乘法器422使所接收信号r(x)乘以来自振动器426的输出，从而补偿或者基本上使所接收信号中的频率偏移逆转使得前导码检测和解码单元430可以检测前导码OFDM符号并恢复通过在输出信道432上输出的前导码运载的信令数据。

图11b提供组成在图11a中示出的接收机的部分的频率同步器424的示例性实施方式。在图11b中，所接收信号从输入端420馈送至前导码保护间隔相关器432，前导码保护间隔相关器432在第一输出端434处生成提供OFDM符号的有用部分开始的指示的信号。第二输出端436将OFDM符号的采样馈送至傅里叶变换处理器438，但是延迟有用部分的采样Nu的数量。来自前导码保护间隔相关器432的第一输出端434检测保护间隔的位置并用于将来自阈值检测器440的触发信号通过信道442提供至FFT438，信道442触发FFT438将OFDM符号的有用部分的Nu时域采样转换为频域。傅里叶变换处理器438的输出被馈送至连续的导频(CP)匹配滤波器单元444，匹配滤波器单元444使所接收的OFDM符号中的导频信号与接收机处的副本相关，副本用于设定频域中的CP匹配滤波器的脉冲响应。因此，匹配滤波器444使再生的导频与所接收的OFDM符号相关并将相关的结果馈送至检测阈值单元446的输入端。检测阈值单元446检测所接收信号在信道448上的FFT区间(bin)数量方面的偏移，该偏移有效地提供馈送至振动器426用于校正所接收信号中的偏移的频率偏移。

图11c提供前导码保护间隔相关器432的执行的示例并且与检测保护间隔的常规布置对应。使用在连续的Ng个采样间隔积累的互相关输出，在Nu个采样延迟之后，通过使所接收的OFDM符号的采样与本身互相关执行检测。因此，将所接收信号从输入端420馈送至乘法器450和延迟单元452，延迟单元452将输出馈送至复杂的共轭器454用于通过乘法器450与所接收信号相乘。延迟单元456使采样在保护间隔中延迟采样Ng的数量并且单个延迟单元458延迟加法器460的输出。加法器460从乘法器450接收使所接收信号与对应于然后馈送至加法器460的有用的采样Nu的延迟的采样的共轭相乘的结果。加法器460、延迟框456和458一起实现顺序Ng的移动平均滤波器，其作用为在Ng个采样上积聚互相关器的连续输出。因此，在点434，通过检测保护间隔周期提供了OFDM符号的有用部分的检测的指示。在通过第一输出端434已检测到保护间隔之后，输出端436提供馈送至FFT以触发傅里叶变换的延迟的接收信号采样。

图11d提供频率同步器424的执行的另一示例并与通过使用特征序列匹配滤波器462的前导码符号的第一检测对应。然而，首先，使用差分编码器框461来改变所接收信号以减少通过所接收信号中存在的任何频率偏移输出的匹配滤波器的调制。差分编码器461应用于所接收信号和通过频域特征序列发生器504的输出的傅里叶逆变换506生成的时域特征序列。随后在图15a中描述的特征序列匹配滤波器462是有限脉冲响应滤波器，其分接头被设定为差分编码时域特征序列的系数。因此，在图11d中示出的电路形成频率同步器424的示例，其中，特征序列发生器504再生特征序列，傅里叶逆变换506将特征序列变换为时域，并且差分编码器461区别地比较所接收信号的连续的采样以减小无线电信号中的频率偏移的调制作用，并相应地区别地比较特征序列的时域版本的连续的采样。如已经解释的，匹配滤波器462具有对应于区别地编码的特征序列的脉冲响应并接收从差分编码器461所接收信号并过滤区别地编码的所接收信号以在输出端生成粗略频率偏移的估计。

对应于图11b中的输出信道434，图11d中的输出信道463生成馈送至阈值框440的信号以生成用于FFT438的触发；而图11b中的输出信道436对应于图11d中的输出信道464。该信道通过阈值框440将前导码OFDM符号采样运载至FFT框438，在适当的时候，FFT框438由通过信道442触发。图11e提供差分编码框461的示例。所接收的采样r(n)输入单位延迟元件465以及共轭框466。延迟元件465使每个采样延迟一个采样周期，而共轭元件466在其输出端使每个输入采样改变为其共轭，其输出端的作用是将输入[r_i(n)+jr_q(n)]转换为输出[r_i(n)-jr_q(n)]。然后通过加法器467从延迟元件465的输出减去该共轭采样。对于输入信号[r_i(n)+jr_q(n)]和输出[y_i(n)+jy_q(n)]n＝0,1,2...，差分编码器461用于实现等式：

[y_i(n)+jy_q(n)]＝[r_i(n-1)-r_i(n)]+j[r_q(n-1)+r_q(n)]

因此，在通过前导码检测和解码单元430执行前导码检测和解码之前，通过在图11a和图11b和图11c；或者图11d和图11e中示出的布置估计并校正所接收信号中的频率偏移。

接收机处的前导码检测和解码

如以上说明的，对于在图11a中示出的接收机的示例，前导码检测器和解码器430被配置为检测前导码符号并从前导码符号恢复信令数据。为此，前导码检测器和解码器430通过检测特征序列检测前导码，然后在从前导码恢复信令数据之前去除特征序列。在图12、图13和图14中示出前导码检测器和解码器430的示例性实施方式。

本技术的实施方式可以提供检测特征序列并去除频域中或者时域中的特征序列的接收机。图12提供去除频域中的特征序列的第一示例。参考在图11a中示出的示例性接收机，所接收的基带信号从接收信道428馈送至匹配滤波器502和解调器550。在特征序列发生器504(其与发射机处的特征序列发生器212相同)再生特征序列的复制品之后，匹配滤波器502接收时域中的特征序列。匹配滤波器502被配置为具有与时域特征序列匹配的脉冲响应。因而，其使时域特征序列与从接收信道428馈送的所述接收信号相关并且当相关过程的输出超过预定阈值时，相关输出结果可用于检测前导码OFDM符号的存在。而且，作为特征序列在前导码OFDM符号中存在的结果，信道脉冲响应估计器508可以根据匹配滤波器的相关输出估计信道的脉冲响应，所接收信号通过信道的脉冲响应传送。因此，接收机可以包括使用特征序列，而不依靠传统的分散导频估计信道脉冲响应的布置。

已检测到特征序列和估计的信道脉冲响应的存在，可以从解调器550内所接收信号去除信道脉冲响应的效应。因此，快速傅里叶变换518将信道脉冲响应估计变换为频域信道传递函数并将信道传递函数馈送至解调器550内的均衡器516。

在图12中示出的接收机中，解调器550被布置为使用纠错码以基带形式恢复信令数据。因此，解调器550从信令(前导码)OFDM符号恢复信令数据，然后在信令数据由解扰单元522解扰之前使用前向纠错解码器520解码，解扰单元522对应于在图6中示出的扰频单元200但是执行扰频的反向。

解调器550包括从信令OFDM符号去除保护间隔的保护间隔去除器512，和将时域采样转换为频域的FFT单元514。均衡器516去除信道脉冲响应的效应，信道脉冲响应已通过以上已经说明的FFT单元518转换到频域中以形成信道传递函数。在频域中，均衡器516通过每个携带OFDM子载波的信令数据对应的信道传递系数对其进行划分以尽可能地从调制符号去除传输信道的作用。

特征序列去除器通过加法器单元519形成，加法器单元519在特征序列通过比例因子G缩放之后接收通过特征序列发生器504在频域中生成的特征序列，如以上通过缩放单元521说明的。因此，特征序列去除器519在第一输入端接收均衡的前导码OFDM符号和在第二输入端接收频域中的缩放的特征序列并且从一个减去另一个以在输出端形成由前导码OFDM符号的带有数据的子载波携带的调制符号的估计。

然后通过解调器和FEC解码器520对表示纠错编码的前导码信令数据的调制符号进行解调和纠错解码以在输出端形成L1信令数据的扰乱的比特，然后通过解扰单元522解扰L1信令数据的扰乱的比特以作为输出524形成L1信令数据比特。

在图13和图14中示出在时域中操作以去除特征序列的前导码检测器和解码器430的又一示例。图13提供对应于在图12中示出的示例的前导码检测器和解码器430的示例，因此将仅说明相对于在图13中示出的示例的操作的差异。在图13中，如同图12中的示例，基带接收信号被馈送至特征序列匹配滤波器502和至解调器550。如同在图12中示出的示例，特征序列匹配滤波器使所接收信号与时域特征序列匹配的脉冲响应互相关。通过使用特征序列发生器504在频域中再生特征序列并使用傅里叶逆变换处理器506将特征序列变换到时域中，以时域形式接收特征序列。如同在图12中示出的示例，信道脉冲响应估计器508检测来自特征序列匹配滤波器502的输出的信道脉冲响应并使用FFT单元518使信道脉冲响应形成为频域信道传递函数以馈送频域信道估计至解调器550内的均衡器516。

至此，在图13中示出的示例的操作对应于在图12中示出的示例的操作。如在图13中所示，解调器550包括在保护去除器512前面的特征序列去除器559。从傅里叶逆变换单元560馈送的时域特征序列通过缩放单元521缩放预定因子G。然后，缩放的时域特征序列馈送至特征序列去除器559，特征序列去除器559从所接收的基带信号去除时域中的特征序列。此后，保护去除器512、FFT单元514和均衡器516以与在图12中示出的元件对应的方式操作。

在图13中示出的特征序列去除器559在图14中更详细地示出。在图14中，特征序列去除器559包括保护间隔插入器561、组合器单元560和FIR滤波器562。在输入信道428的组合器单元560的一输入端接收时域基带接收信号。第二输入端564接收馈送至保护间隔插入器561的特征序列的缩放的时域版本，保护间隔插入器561以和发射机处的保护间隔插入器56142大致相同的方式预先考虑特征序列的循环前缀。保护间隔插入器的输出馈送FIR滤波器562，FIR滤波器562在第二输入端566接收通过信道脉冲响应提取框508生成的信道脉冲响应的估计。因此，FIR滤波器562使信道脉冲响应估计与时域中的特征序列卷积，然后通过组合器560从所接收的基带信号减去以从所接收信号去除特征序列的效应。图15b示出该特征序列去除器的更详细的示例性实施方式以及FIR滤波器562如何配置。

如将理解的，参考图12说明执行相同功能的解调器和FEC解码器520和扰频器522的操作。

匹配滤波器

如上所指出，匹配滤波器502生成表示所接收信号与特征序列相关的输出信号。在图15a中示出示出特征序列匹配滤波器502的示例的框图。

图15a示出连接至缩放单元602但是共轭的Ns个延迟元件600的序列，缩放单元602通过特征序列的对应的分量P(n)使存储在延迟存储单元600中的数据的每个采样缩放。来自缩放单元602的每个的输出然后馈送至在输出端606形成表示所接收信号采样r(n)与特征序列相关的输出信号的添加单元604。匹配滤波器实现等式：

其中，i＝-Ns+1,-Ns+2...,0,1,2,..Ns-1

当滤波器分接头P(i)是形式(±1±j1)时，在每个分接头处的乘法器仅可以通过针对同相和正交分量的每个的加减电路完成。当特征序列是CAZAC序列时，P(i)的正交分量不是双极的。缩放单元602可以使用每个正交分量的标号代替从而具有形式(±1±j1)。

图16a和图16b提供用于多路环境的匹配滤波器的相关输出的示例。在这种情况下，仅出于说明性目的，信道由三个路径组成并且前导码是具有1/4GIF的4K符号。可以看出，当所接收信号的特征序列与接收机处的特征序列一致时，存在清晰的相关峰值。在图16b中示出的示例示出匹配滤波器的输出，但是具有示出从图16a中示出的相关峰值扩展的分辨率提高的更扩展的X轴。对于该信道，存在如在以下表中制成表格的三个路径：

路径	延迟(us)[采样]	功率(dB)
			1	0[0]	0
2	10[68]	-10

3

25[171]

-6

表3:示例性信道的多路径分布图

信道脉冲响应提取器

可以从图16b看出，主要脉冲的振幅及它们的相对延迟都与该具体信号传播的多径信道分布图的特征一致。为了检测实际的信道路径，能量检测的阈值被设定为在最高振幅输出采样的窗口±Ns内输出的匹配滤波器的均方根(RMS)级别的适当的倍数。根据系统在其下工作的最低信噪比实验性地选择RMS的精确倍数。高于该阈值的匹配滤波器输出的任何采样被当作是信道路径，并且所有其他采样然后在信道脉冲估计器508中设定为零。最后，通过使用最高振幅取样划分其所有的采样使信道脉冲响应(CIR)归一化。以这种方式，可以估计所接收信号通过其传送的信道中的每个脉冲的相对振幅和延迟。

特征序列去除器

已形成信道脉冲响应的估计，可以通过传递所接收信号r(i)通过特征序列去除器559生成所接收信号对应于由所接收信号中的特征序列贡献的分量，特征序列去除器559使用滤波器分接头h_n配置为反映信道脉冲响应的延迟和振幅分布图。这可以通过特征序列合适的缩放、移位和添加前导码符号的长度Ns＝Nu+Ng实现。在图15b中示出滤波器的示例。

如在图15b中所示，特征序列去除器559包括由延迟线构成的有限脉冲响应(FIR)滤波器562，延迟线由Ns-1个延迟元件652.1、652.2、至652.Ns-1组成。这些延迟元件的输出被连接至对应的增益项651.1、651.2、至651.Ns-1，每个增益级将它们的输出馈送至加法器653。滤波器的输入端654连接至延迟元件652.1的输入端和增益项651.0的输入端。FIR滤波器650的输出端656连接至加法器560的输入端，加法器560的其他输入端657接收所接收的前导码信号采样r(i)。在操作期间，FIR滤波器的增益级设定为通过信道脉冲响应估计器506衍生的信道脉冲响应的采样的负值。FIR650在输出端656通过信道脉冲响应估计生成表示特征序列的卷积的信号，信号有效地提供信道对施加在信令OFDM符号上的特征序列的作用的估计。加法器560然后从来自输入端657的所接收信号减去FIR656的输出信号以从所接收信号去除特征序列的效应以形成输出660。因此，通过特征序列去除器510从所接收信号减去(运送通过信道脉冲响应描述的信道的特征序列的)结果，具有与(匹配滤波器的输出的)第一显著脉冲出现的点匹配的延迟。该过程可以重复，由于匹配滤波器502可以重新运行减法的结果，信道脉冲响应估计器508重新估计的信道脉冲响应和其对通过特征序列去除器559再次提取的特征序列的影响。因此，可以估计并从所接收信号减去特征序列对所接收信号的效应的更精确的估计。然后可以对来自所有迭代的信道脉冲反应进行总计并使其归一化以提供信道脉冲响应的改进的估计，从信道脉冲响应衍生用于前导码符号均衡的信道传递函数(CTF)。

频率偏移估计

图17提供用于检测所接收的信令OFDM符号中的粗略频率偏移的前导码导频匹配滤波器444的更详细地示意性框图，前导码导频匹配滤波器444可以形成为图11a的频率同步器424的一部分。如以上说明的，引入信令OFDM符号中的导频的数量小于估计信道需要的数量。因此，设定导频符号的数量以估计粗略频率偏移。在图17中示出的框图提供粗略频率去除器513的示例性表示并且示出为具有所接收的前导码信号701的三个版本。

如在图17中所示，延迟元件700的序列被用于馈送入信号的离散采样中，信号的离散采样然后通过乘法器702乘以已知的导频信号值P(n)并通过求和单元704总计以形成相关输出706。脉冲检测器或者峰值检测器708与图11b中作为446示出的是相同的一个，脉冲检测器或者峰值检测器708然后在信道710上生成当在所接收信号的相对偏移与接收机处的导频信号的伴随(company)之间存在一致时示出峰值的输出信号。每个所接收信号701的阴影圆圈示出表示前导码导频的子载波单元，而没有阴影的单元示出非导频子载波单元。所有子载波单元从右至左移动到横向滤波器中。参数MaxOff是表示设计者可能期望的子载波间隔Ω的单元中的频率偏移的最大值的设计参数。脉冲检测器的输出仅在移位(0.5(Na+Nu)-MaxOff)和(0.5(Na+Nu)+MaxOff)之间有效，其中，Na是前导码OFDM符号中使用的子载波的数量(来自总数Nu)。如果从–MaxOff至+MaxOff对移位进行遍码，那么脉冲检测器输出对于对应于观察的频率偏移的移位将会走高。

一旦检测到Ω，通过使子载波向频率偏移移位–Ω(即，在相反方向上)去除该粗略频率。在FFT与精细频率偏移相同之前也可以去除这，精细频率偏移是通过使用图11a中的振动器426生成的适当定相的正弦曲线的调制从峰值前导码检测匹配滤波器或者保护间隔相关432峰值采样的自变数估计的。两个频率偏移可用于开始用于帧中的其余的OFDM符号的载波校正环路。

图18示出在MaxOff被设为350的情况下，用于Ω＝-88的频率偏移的脉冲检测器的输入端的示例性曲线图中的频率偏移的导频相关结果。脉冲检测器可能使用阈值来截去该输入端作为存在或不存在显著脉冲的检测器。

前导码符号均衡

在从所接收的采样和粗略频率偏移的特征序列去除已被调节之后，OFDM均衡可以始于所接收的序列的FFT。FFT窗口开始于FFT单元514对应于信道脉冲响应估计中的第一脉冲的相对延迟的触发位置。如果信道脉冲响应估计持续时间比前导码GID长，那么改变触发位置以保证其在Ng长窗口的开始处开始(Ng是前导码符号的保护间隔中的时域采样的数量)，在Ng长窗口下，信道脉冲响应估计的能量的最大值降低。Nu点FFT使用重叠的信道的作用在频域中生成前导码OFDM符号。在均衡和解码之前，如以上参考图11a、图11b、图11c说明的，任何频率偏移必须计算并且通过频率偏移去除器去除。该估计使用与已知的前导码导频的相关来确定全部符号在频率中向右或者向左移位多远。前导码OFDM符号的均衡需要信道传递函数(CTF)。这通过在信道脉冲响应估计上通过FFT单元518执行Nu点FFT衍生。这提供用于前导码OFDM符号中的所有子载波的信道传递函数允许子载波逐子载波一键均衡发生。最后，均衡的数据子载波被提取(丢弃导频子载波)并解映射、前向纠错(FEC)解码以提供信令。

选择结果

图19提供在有和没有特征序列添加至信令OFDM符号的情况下相对于不同的编码率的信噪比的误码率的图表。因此，示出两个编码率，速率二分之一和四分之一编码率，每个编码率包括特征序列的存在和没有特征序列的示例。可以看出，四分之一编码率的结果示出甚至在信噪比小于-2dBs的情况下可以检测到信令OFDM符号。

在图20a和图20b中示出的结果的两个进一步设定提供误码率针对信噪比的图表，其中，对于在图20a中示出的结果，存在具有理想信道估计的0dB回波信道，在图20b中，具有如在图20c中示出的两个路径的多路环境。因此，对于图20b，与在图20a中示出的结果进行对比，存在由真实信道估计导致的性能上的相对退化。然而，可以看出，结果是可比较的。

以下编号的各项提供了本公开内容的进一步示例性方面和特征：

1.一种使用正交频分多路复用(OFDM)符号用于传输有效载荷数据的发射机，发射机包括

帧构造器，被配置为接收将要传输的有效载荷数据并在接收机处接收用于检测和恢复有效载荷数据的信令数据，并且将有效载荷数据和信令数据形成用于传输的帧，

调制器，被配置为使用形成每个帧的一部分的信令数据调制第一OFDM符号并且使用有效载荷数据调制一个或多个第二OFDM符号，以形成每个帧，

组合器，用于将特征序列与第一OFDM符号组合，以及

传输单元，用于传输第一OFDM符号和第二OFDM符号，其中，携带信令数据的第一OFDM符号在传输之前与特征序列组合。

2.根据项1所述的发射机，其中，第一OFDM符号是具有许多子载波的第一类型，第一类型子载波的数量小于或者等于第二类型的一个或多个第二OFDM符号的子载波的数量。

3.根据项1或项2所述的发射机，包括用于生成特征序列的特征序列发生器，其中，特征序列被配置为通过用于在一个或多个第二OFDM符号之前在帧内检测第一OFDM符号的接收机检测。

4.根据项1、项2、或者项3所述的发射机，其中，特征序列包括一组复系数并且通过将每个复系数添加至时域中对应的第一OFDM符号的对应的采样值中的一个，将特征序列与第一OFDM符号组合。

5.根据项1、2、或项3所述的发射机，其中，特征序列包括一组复系数并且特征序列与第一OFDM符号在频域中组合。

6.根据项4或项5所述的发射机，其中，特征序列的该一组复系数是基于使用被配置为生成复系数的实部的至少一个第一伪随机二进制序列发生器和单独被配置为生成复系数的虚部的至少一个第二伪随机二进制序列发生器生成的序列，其中，在每种情况下生成的伪二进制序列是M序列或者Gold码等。

7.根据项4或项5所述的发射机，其中，特征序列的该组复系数由恒幅零自相关序列形成。

8.根据项1至项7中任一项所述的发射机，其中，特征序列通过第一预定值缩放，而第一OFDM符号通过第二预定值缩放。

9.根据项8所述的发射机，其中，第二预定因子等于一减去第一预定因子。

10.根据项8或项9所述的发射机，其中，第一预定因子被设定为在正确恢复信令数据的似然度减小与检测接收机处的特征序列的似然度增大之间的平衡。

11.根据项1至项10中任一项所述的发射机，其中，信令数据使用第一纠错码编码并且有效载荷数据使用至少一个其他纠错码编码，第一纠错码的编码率低于至少一个其他纠错码的编码率。

12.根据项1至项9中任一项所述的发射机，其中，信令数据使用纠错码编码，纠错码的编码率等于或者低于四分之一编码率。

13.一种使用正交频分多路复用(OFDM)符号传输有效载荷数据的方法，方法包括

接收将要传输的有效载荷数据，

在接收机处接收用于检测和恢复将要传输的有效载荷数据的信令数据，

将有效载荷数据和信令数据形成用于传输的帧，信令数据与有效载荷数据形成每个帧的一部分，

使用信令数据调制第一OFDM符号并使用有效载荷数据调制一个或多个第二OFDM符号以形成每个帧，

将第一OFDM符号与特征序列组合，并且

使用第一OFDM符号和第二OFDM符号传输帧。

14.根据项13所述的方法，其中，第一OFDM符号是具有许多子载波的第一类型，第一类型子载波的数量小于或者等于第二类型的一个或多个第二OFDM符号的子载波的数量。

15.根据项13或项14所述的方法，包括生成特征序列，特征序列能够通过用于在一个或多个第二OFDM符号之前在帧内检测第一OFDM符号的接收机检测。

16.根据项13、项14、或者项15所述的方法，其中，特征序列包括一组复系数并且通过将每个复系数添加至时域中对应的第一OFDM符号的采样值中的一个，将特征序列与第一OFDM符号组合。

17.根据项13、项14、或者项15所述的方法，其中，特征序列包括一组复系数并且通过将每个复系数添加至频域中对应的第一OFDM符号的采样值中的一个，将特征序列与第一OFDM符号组合。

18.根据项17所述的方法，其中，特征序列的该一组复系数是基于使用被配置为生成复系数的实部的至少一个第一伪随机二进制序列发生器和单独被配置为生成复系数的虚部的至少一个第二伪随机二进制序列发生器生成的序列，其中，在每种情况下生成的伪二进制序列是M序列或者Gold码等。

19.根据项16和项17所述的方法，其中，特征序列的该一组复系数由恒幅零自相关序列形成。

20.根据项13至项19中的任一项所述的方法，包括

通过第一预定值缩放特征序列，并且

通过第二预定值缩放第一OFDM符号。

21.根据项20所述的方法，其中，第二预定因子等于一减去第一预定因子。

22.根据项20或项21所述的方法，其中，第一预定因子被设定为在正确恢复信令数据的似然度减小与在接收机处检测特征序列的似然度增加之间的平衡。

23.根据项13至项22中的任一项所述的方法，包括

使用第一纠错码对信令数据进行编码，并且

使用至少一个其他纠错码对有效载荷数据进行编码，第一纠错码的编码率低于至少一个其他纠错码的编码率。

24.根据项13至项22中的任一项所述的方法，包括

使用纠错码对信令数据进行编码，纠错码的编码率等于或者低于四分之一编码率。

25.一种用于从接收信号中检测和恢复有效载荷数据的接收机，接收机包括

检测器，用于检测所述接收信号，所述接收信号包括有效载荷数据和用于检测和恢复有效载荷数据的信令数据，信令数据和有效载荷数据在所述接收信号中形成帧，每个帧中的信令数据由第一正交频分多路复用OFDM符号携带，有效载荷数据由一个或多个第二OFDM符号携带，并且第一OFDM符号已与特征序列组合，

匹配滤波器具有脉冲响应，利用匹配滤波器的输出生成表示特征序列与所述接收信号的相关性的信号的这种效应，所述脉冲响应与特征序列匹配，

同步检测器，被配置为从匹配滤波器的输出信号中检测第一OFDM符号，以及

解调器，用于从第一OFDM符号中恢复信令数据以及用于从第二OFDM符号中恢复有效载荷数据。

26.根据项25所述的接收机，包括

信道脉冲响应估计器，被配置为检测信道的脉冲响应，所述接收信号通过信道从匹配滤波器的输出信号通过，其中，解调器被配置为从所述接收信号去除信道脉冲响应的效应以恢复信令数据。

27.根据项26所述的接收机，包括特征序列去除器，配置为

接收信道脉冲响应的估计，

将信道脉冲响应的估计与特征序列进行卷积，并且

从所述接收信号减去信道脉冲响应估计与特征序列的卷积。

28.根据项25、项26或者项27中任一项所述的接收机，其中，信道脉冲响应估计器被配置为通过以下估计信道脉冲响应

检测超过预定阈值的匹配滤波器输出信号的采样值，

将预定阈值以下的采样值设定为零，并且

将预定阈值以上的采样值相对于最大采样值归一化。

29.根据项25至项28中任一项所述的接收机，其中，特征序列包括一组复系数，特征序列的该一组复系数基于使用被配置为生成复系数的实部的至少一个第一伪随机二进制序列发生器，和单独被配置为生成复系数的虚部的至少一个第二伪随机二进制序列发生器生成的序列，并且在每种情况下生成的伪二进制序列是M序列或者Gold码等。

30.根据项29所述的接收机，其中，特征序列的该一组复系数由恒幅零自相关序列形成。

31.根据项25至项29中任一项所述的接收机，其中，解调器包括

保护间隔去除器，被配置为检测第一OFDM符号的保护间隔部分和第一OFDM符号的有用部分的位置，

前向傅里叶变换，被配置为在第一OFDM符号的有用部分上执行傅里叶变换，以及

均衡器，被配置为在频域从第一OFDM符号中去除信道响应估计。

32.根据项25至项31中任一项所述的接收机，其中，信令数据已使用第一纠错码编码以及有效载荷数据使用至少一个其他纠错码编码，第一纠错码的编码率低于其他纠错码的编码率，并且接收机包括

纠错解码器，被配置为解码第一纠错编码的信令数据以生成信令数据的估计。

33.根据项25至项32中任一项所述的接收机，其中，信令数据已使用纠错码编码，纠错码的编码率低于四分之一编码率，并且接收机包括

纠错解码器，被配置为解码纠错编码的信令数据以生成信令数据的估计。

34.一种从接收信号检测和恢复有效载荷数据的方法，方法包括

检测所述接收信号，所述接收信号包括有效载荷数据和用于检测和恢复有效载荷数据的信令数据，信令数据和有效载荷数据在所述接收信号中形成帧，每个帧中的信令数据由第一正交频分多路复用OFDM符号携带，并且有效载荷数据由一个或多个第二OFDM符号携带，并且第一OFDM符号已与特征序列组合，

使用具有脉冲响应的匹配滤波器过滤所述接收信号，利用匹配滤波器的输出生成表示特征序列与所述接收信号的相关性的信号的这种效应，所述脉冲响应与特征序列匹配，

从匹配滤波器的输出信号中检测第一OFDM符号，以及

解调第一OFDM符号以恢复用于从第二OFDM符号恢复有效载荷数据的信令数据。

35.根据项34所述的方法，包括

检测信道的脉冲响应，所述接收信号通过信道从匹配滤波器的输出通过，并且

从所述接收信号去除信道脉冲响应的效应以恢复信令数据。

36.根据项35所述的方法，包括

接收信道脉冲响应的估计，

将信道脉冲响应的估计与特征序列进行卷积，并且

从所述接收信号减去信道脉冲响应估计与特征序列的卷积，以从所述接收信号中去除特征序列的效应。

37.根据项34、项35或者项36中任一项所述的方法，包括

检测超过预定阈值的匹配滤波器输出信号的采样值，

将预定阈值以下的采样值设定为零，并且

将预定阈值以上的采样值相对于最大采样值归一化。

38.根据项34至项37中任一项所述的方法，其中，特征标记包括一组复系数，特征序列的该一组复系数基于使用被配置为生成复系数的实部的至少一个第一伪随机二进制序列发生器，以及单独被配置为生成复系数的虚部的至少一个第二伪随机二进制序列发生器生成的序列，并且在每种情况下生成的伪二进制序列是M序列或者Gold码等。

39.根据项38所述的方法，其中，特征序列的该一组复系数由恒幅零自相关序列形成。

40.根据项34至项39中任一项所述的接收机，其中，解调包括

检测第一OFDM符号的保护间隔部分和第一OFDM符号的有用部分的位置，

在第一OFDM符号的有用部分上执行傅里叶变换，并且

在频域中从第一OFDM符号中去除信道响应估计。

41.根据项34至项40中任一项所述的方法，其中，信令数据已使用第一纠错码编码以及有效载荷数据使用至少一个其他纠错码编码，第一纠错码的编码率低于其他纠错码的编码率，并且方法包括

解码第一纠错经编码的信令数据以生成信令数据的估计。

42.根据项34至项41中任一项所述的方法，其中，信令数据已使用纠错码编码，纠错码的编码率低于四分之一编码率，并且方法包括

解码纠错经编码的信令数据以生成信令数据的估计。

43.一种提供计算机可执行指令的计算机程序，当计算机可执行指令加载在计算机上时使计算机执行根据项34至项42的任一项或者项13至项24的任一项所述的方法。

所附权利要求中限定了本公开内容的各个进一步方面和特征。各个特征组合可以由除了在附属权利要求从属中陈述的具体组合外的从属权利要求中定义的特征和方法步骤制成。因此，权利要求从属不应被当作限制。

Claims

1.一种使用正交频分多路复用(OFDM)符号传输有效载荷数据的发射机，所述发射机包括

帧构造器，被配置为接收将要传输的所述有效载荷数据并在接收机处接收用于检测和恢复所述有效载荷数据的信令数据，并且将所述有效载荷数据和所述信令数据形成用于传输的帧，

调制器，被配置为使用形成每个所述帧的一部分的所述信令数据调制第一OFDM符号，并且使用所述有效载荷数据调制一个或多个第二OFDM符号，以形成每个所述帧，

组合器，用于将特征序列与所述第一OFDM符号组合，以及

传输单元，用于传输所述第一OFDM符号和第二OFDM符号，其中，携带所述信令数据的所述第一OFDM符号在传输之前与所述特征序列组合。

2.根据权利要求1所述的发射机，其中，所述第一OFDM符号是具有许多子载波的第一类型，所述第一类型子载波的数量小于或者等于第二类型的所述一个或多个第二OFDM符号的子载波的数量。

3.根据权利要求1所述的发射机，包括用于生成所述特征序列的特征序列发生器，其中，所述特征序列被配置为通过用于在所述一个或多个第二OFDM符号之前在所述帧内检测所述第一OFDM符号的接收机检测。

4.根据权利要求1所述的发射机，其中，所述特征序列包括一组复系数，并且通过将每个所述复系数添加至时域中对应的所述第一OFDM符号的采样值中的一个，将所述特征序列与所述第一OFDM符号组合。

5.根据权利要求1所述的发射机，其中，所述特征序列包括一组复系数并且所述特征序列与所述第一OFDM符号在频域中组合。

6.根据权利要求4所述的发射机，其中，所述特征序列的所述一组复系数是基于使用被配置为生成所述复系数的实部的至少一个第一伪随机二进制序列发生器以及单独被配置为生成所述复系数的虚部的至少一个第二伪随机二进制序列发生器生成的序列，其中，在每种情况下生成的所述伪二进制序列是M序列或者Gold码等。

7.根据权利要求4所述的发射机，其中，所述特征序列的所述一组复系数由恒幅零自相关序列形成。

8.根据权利要求1所述的发射机，其中，通过第一预定值缩放所述特征序列，并且通过第二预定值缩放所述第一OFDM符号。

9.根据权利要求8所述的发射机，其中，第二预定因子等于一减去第一预定因子。

10.根据权利要求8所述的发射机，其中，所述第一预定因子被设定为在正确恢复所述信令数据的似然度减小与在所述接收机处检测所述特征序列的似然度增大之间的平衡。

11.根据权利要求1所述的发射机，其中，所述信令数据使用第一纠错码编码并且所述有效载荷数据使用至少一个其他纠错码编码，所述第一纠错码的编码率低于所述至少一个其他纠错码的编码率。

12.根据权利要求1所述的发射机，其中，所述信令数据使用纠错码编码，所述纠错码的编码率等于或者低于四分之一编码率。

13.一种使用正交频分多路复用(OFDM)符号传输有效载荷数据的方法，所述方法包括

接收将要传输的所述有效载荷数据，

在接收机处接收用于检测和恢复将要传输的所述有效载荷数据的信令数据，

将所述有效载荷数据和所述信令数据形成用于传输的帧，所述信令数据与所述有效载荷数据形成每个所述帧的一部分，

使用所述信令数据调制第一OFDM符号并使用所述有效载荷数据调制一个或多个第二OFDM符号以形成每个所述帧，

将所述第一OFDM符号与特征序列组合，并且

使用第一OFDM符号和第二OFDM符号传输所述帧。

14.根据权利要求13所述的方法，其中，所述第一OFDM符号是具有许多子载波的第一类型，所述第一类型子载波的数量小于或者等于第二类型的所述一个或多个第二OFDM符号的子载波的数量。

15.根据权利要求13所述的方法，包括生成所述特征序列，所述特征序列能够通过用于在所述一个或多个第二OFDM符号之前在所述帧内检测所述第一OFDM符号的接收机检测。

16.根据权利要求13所述的方法，其中，所述特征序列包括一组复系数并且通过将每个所述复系数添加至时域中对应的所述第一OFDM符号的采样值中的一个，将所述特征序列与所述第一OFDM符号组合。

17.根据权利要求13所述的方法，其中，所述特征序列包括一组复系数，并且通过将每个所述复系数添加至频域中对应的所述第一OFDM符号的采样值中的一个，将所述特征序列与所述第一OFDM符号组合。

18.根据权利要求17所述的方法，其中，所述特征序列的所述一组复系数是基于使用被配置为生成所述复系数的实部的至少一个第一伪随机二进制序列发生器以及单独被配置为生成所述复系数的虚部的至少一个第二伪随机二进制序列发生器生成的序列，其中，在每种情况下生成的所述伪二进制序列是M序列或者Gold码等。

19.根据权利要求16所述的方法，其中，所述特征序列的所述一组复系数由恒幅零自相关序列形成。

20.根据权利要求13所述的方法，包括

通过第一预定值缩放所述特征序列，并且

通过第二预定值缩放所述第一OFDM符号。

21.根据权利要求20所述的方法，其中，第二预定因子等于一减去第一预定因子。

22.根据权利要求20所述的方法，其中，所述第一预定因子被设定为在正确恢复所述信令数据的似然度减小与在所述接收机处检测所述特征序列的似然度增大之间的平衡。

23.根据权利要求13所述的方法，包括

使用第一纠错码对所述信令数据进行编码，并且

使用至少一个其他纠错码对所述有效载荷数据进行编码，所述第一纠错码的编码率低于所述至少一个其他纠错码的编码率。

24.根据权利要求13所述的方法，包括

使用纠错码对所述信令数据进行编码，所述纠错码的编码率等于或者低于四分之一编码率。

25.一种用于从接收信号中检测和恢复有效载荷数据的接收机，所述接收机包括

检测器，用于检测所述接收信号，所述接收信号包括所述有效载荷数据和用于检测和恢复所述有效载荷数据的信令数据，所述信令数据和所述有效载荷数据在所述接收信号中形成帧，每个帧中的所述信令数据由第一正交频分多路复用OFDM符号携带，所述有效载荷数据由一个或多个第二OFDM符号携带，并且所述第一OFDM符号已与特征序列组合，

匹配滤波器，具有脉冲响应，利用所述匹配滤波器的输出生成表示所述特征序列与所述接收信号的相关性的信号的这种效应，所述脉冲响应与所述特征序列匹配，

同步检测器，被配置为从所述匹配滤波器的输出信号中检测所述第一OFDM符号，以及

解调器，用于从所述第一OFDM符号中恢复所述信令数据并用于从所述第二OFDM符号中恢复所述有效载荷数据。

26.根据权利要求25所述的接收机，包括

信道脉冲响应估计器，被配置为检测信道的脉冲响应，所述接收信号通过所述信道从所述匹配滤波器的所述输出信号通过，其中，所述解调器被配置为从所述接收信号去除信道脉冲响应的效应以恢复所述信令数据。

27.根据权利要求26所述的接收机，包括特征序列去除器，配置为

接收所述信道脉冲响应的估计，

将所述信道脉冲响应的估计与所述特征序列进行卷积，并且

从所述接收信号减去所述信道脉冲响应估计与所述特征序列的卷积。

28.根据权利要求25所述的接收机，其中，所述信道脉冲响应估计器被配置为通过以下估计所述信道脉冲响应

检测超过预定阈值的所述匹配滤波器输出信号的采样值，

将所述预定阈值以下的采样值设定为零，并且

将所述预定阈值以上的采样值相对于最大采样值归一化。

29.根据权利要求25所述的接收机，其中，所述特征序列包括一组复系数，所述特征序列的所述一组复系数基于使用被配置为生成所述复系数的实部的至少一个第一伪随机二进制序列发生器以及单独被配置为生成所述复系数的虚部的至少一个第二伪随机二进制序列发生器生成的序列，其中，在每种情况下生成的所述伪二进制序列是M序列或者Gold码等。

30.根据权利要求29所述的接收机，其中，所述特征序列的所述一组复系数由恒幅零自相关序列形成。

31.根据权利要求25所述的接收机，其中，所述解调器包括

保护间隔去除器，被配置为检测所述第一OFDM符号的保护间隔部分和所述第一OFDM符号的有用部分的位置，

前向傅里叶变换，被配置为在所述第一OFDM符号的有用部分上执行傅里叶变换，以及

均衡器，被配置为在频域从所述第一OFDM符号中去除信道响应估计。

32.根据权利要求25所述的接收机，其中，所述信令数据已使用第一纠错码编码以及所述有效载荷数据使用至少一个其他纠错码编码，所述第一纠错码的编码率低于所述其他纠错码的编码率，并且所述接收机包括

纠错解码器，被配置为解码第一纠错经编码的信令数据以生成所述信令数据的估计。

33.根据权利要求25所述的接收机，其中，所述信令数据已使用纠错码编码，所述纠错码的编码率低于四分之一编码率，并且所述接收机包括

纠错解码器，被配置为解码纠错经编码的信令数据以生成所述信令数据的估计。

34.一种从接收信号中检测和恢复有效载荷数据的方法，所述方法包括

检测所述接收信号，所述接收信号包括所述有效载荷数据和用于检测和恢复所述有效载荷数据的信令数据，所述信令数据和所述有效载荷数据在所述接收信号中形成帧，每个帧中的所述信令数据由第一正交频分多路复用OFDM符号携带，所述有效载荷数据由一个或多个第二OFDM符号携带，并且所述第一OFDM符号已与特征序列组合，

使用具有脉冲响应的匹配滤波器过滤所述接收信号，利用所述匹配滤波器的输出生成表示所述特征序列与所述接收信号的相关性的信号的这种效应，所述脉冲响应与所述特征序列匹配，

从所述匹配滤波器的输出信号中检测所述第一OFDM符号，以及

解调所述第一OFDM符号以恢复用于从所述第二OFDM符号恢复所述有效载荷数据的所述信令数据。

35.根据权利要求34所述的方法，包括

检测信道的脉冲响应，所述接收信号通过所述信道从所述匹配滤波器的所述输出通过，并且

从所述接收信号去除信道脉冲响应的效应以恢复所述信令数据。

36.根据权利要求35所述的方法，包括

接收所述信道脉冲响应的估计，

将所述信道脉冲响应的估计与所述特征序列进行卷积，并且

从所述接收信号减去所述信道脉冲响应估计与所述特征序列的卷积，以从所述接收信号中去除所述特征序列的效应。

37.根据权利要求34所述的方法，包括

检测超过预定阈值的所述匹配滤波器输出信号的采样值，

将所述预定阈值以下的采样值设定为零，并且

将所述预定阈值以上的所述采样值相对于最大采样值归一化。

38.根据权利要求34所述的方法，其中，所述特征序列包括一组复系数，所述特征序列的所述一组复系数基于使用被配置为生成所述复系数的实部的至少一个第一伪随机二进制序列发生器以及单独被配置为生成所述复系数的虚部的至少一个第二伪随机二进制序列发生器生成的序列，其中，在每种情况下生成的所述伪二进制序列是M序列或者Gold码等。

39.根据权利要求38所述的方法，其中，所述特征序列的所述一组复系数由恒幅零自相关序列形成。

40.根据权利要求34所述的接收机，其中，所述解调包括

检测所述第一OFDM符号的保护间隔部分和所述第一OFDM符号的有用部分的位置，

在所述第一OFDM符号的有用部分上执行傅里叶变换，并且

在频域中从所述第一OFDM符号中去除信道响应估计。

41.根据权利要求34所述的方法，其中，所述信令数据已使用第一纠错码编码以及所述有效载荷数据使用至少一个其他纠错码编码，所述第一纠错码的编码率低于所述其他纠错码的编码率，并且所述方法包括

解码第一纠错经编码的信令数据以生成所述信令数据的估计。

42.根据权利要求34所述的方法，其中，所述信令数据已使用纠错码编码，所述纠错码的编码率低于四分之一编码率，并且所述方法包括

解码纠错经编码的信令数据以生成所述信令数据的估计。

43.一种提供计算机可执行指令的计算机程序，当所述计算机可执行指令被加载到计算机上时使所述计算机执行根据权利要求13或34所述的方法。