CN105099496B - 在dsss信号的前导码检测之前的频率偏移估计和校正的方法及装置 - Google Patents
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Abstract
本发明提供用于在直接序列扩频(DSSS)信号的前导码检测之前的频率偏移估计和校正的方法和装置。所公开的集成电路(图5，500)包括具有耦合以接收DSSS信号的输入端的接收器电路(502)，该接收器电路被配置为采样DSSS信号并且输出数字样本序列；被配置为对数字样本执行载波频率偏移估计的载波频率偏移估计逻辑(504)；载波频率校正逻辑(520)，其被配置为使用载波频率偏移估计校正数字样本序列的载波频率并且输出校正的数字样本序列；偏移正交相移键控(O‑QPSK)解调逻辑(580)，其被配置以对校正的数字样本执行解调，并且进一步被配置为输出对应于所校正的数字样本的符号；以及被配置为识别和检测符号中的前导码序列的前导码识别(514、516、518)。附加的方法和装置被公开。
Description
相关申请的交叉引用
本申请要求2014年5月21日提交的题为“Frequency offset estimation andcorrection on oversampled signal prior to acquisition or preamble detectionof direct sequence spread spectrum(DSSS)signal for smart utility networks,”的专利号62/001,289的美国申请的优先权，该美国专利申请通过引用全部并入在此。
技术领域
本申请涉及通信系统，并且具体涉及直接序列扩频(DSSS)信号通信系统。更具体地，构成本申请的多方面的配置涉及诸如在智能公用网络系统中所使用的(例如，但不限制本申请)接收的DSSS通信中的载波频率偏移校正。
背景技术
DSSS网络用于实现跨越空中系统。在一个示例中，智能公用事业网络(SUN)是专门设计用在公用事业计量应用中的低速率(5kb/s至1Mb/s)、低功率、无线通讯技术，公用事业计量应用诸如用于将电、燃气或水的使用数据从客户终端上的一个或多个仪表传输到操作用于公用事业的数据采集点。该数据采集点可以接着通过类似的或不同的接口被连接到用于公用事业的中心局，该接口可以是例如到包括中心局的网络的光纤、铜线或其它高速有线连接的高速“回程”。
在现有的已知解决方案中，不同的物理层(PHY)可被用于跨越空中网络的通信，例如，包括频移键控(FSK)、直接序列扩频(DSSS)以及正交频分复用(OFDM)的SUN。在封闭的公用事业网络的示例DSSS通信系统中，被允许进入网络的设备可以由公用事业操作员或网络操作员来控制。注意，虽然在此所讨论的用于说明的示例中的一些包括智能公用事业网络的操作，但是被公开为本申请的多方面的配置并不受此限制，并且该配置一般可以结合DSSS通信网络来应用和使用。
相关称为IEEE标准号802.15.4g的由IEEE计算机协会于2012年4月27日发布的题为“Low-Rate Wireless Personal Area Networks(LR-WPAN)”的标准已经由IEEE颁布，并且该标准由LAN/MAN标准委员会发起。该标准确定低数据速率、无线、智能计量公用网络(SUN)的物理层(PHY)规范。该标准旨在提供促进非常大规模的过程控制应用诸如公用事业智能电网网络的全球使用标准，该全球使用标准能够以最小的基础设施支承大的、不同地理位置的网络并且潜在地包含数百万个固定端点。注意的是，本申请的配置不限于包括SUN应用的特定环境，但是形成本申请的多方面的各种配置适用于此类应用。
图1是由IEEE 802.15.4g规范定义的100千码片/秒(kchip/sec)的DSSS物理层报文(packet)的一部分的图示。在DSSS通信系统中，“码片(chip)”指的是具有持续时间等于1/码片秒速率的单个电脉冲。例如，在100Kchip速率系统中，码片持续时间将是1/100,000＝10uS。图1中的DSSS报文100包括字段，诸如同步头(SHR)110、物理层头(PHR)112以及物理层服务数据单元(PSDU)114。每个SHR包含可以由接收器利用的用于检测DSSS报文的前导码(preamble)120和帧起始定界符(SFD)122。对于100千码片/秒模式，前导码120包含32比特，该32比特与32个扩展码一起扩展以形成示出的130、132的(32比特×32扩展的)1024个码片的串。SFD 122包含16比特，该16比特也与32个扩展码一起扩展。当前申请的方面提供将提高前导码120的检测的方法和装置。
在此所描述的示例通信系统中，相移键控被用于调制数据。在相移键控(PSK)中，数字调制用于通过调制参考信号或载波的相位来传送数据。在正交相移键控(QPSK)中，星座图上的四个点被使用，这四个点围绕圆均匀分布，提供四个阶段。因此2个比特可以被用来表示正交相位。在此所描述的示例中，偏移QPSK或O-QPSK调制被使用。在O-QPSK中，符号的同相分量和正交分量或I和Q分量的两个部分，通过其二者之间的偏移而被发送。以这种方式，仅两比特中编码方案中的一比特在给定时间处改变，并且因此由于噪声或干扰引起的符号接收中可能发生的接收错误可以被减少。
图2是描绘如由IEEE 802.15.4g规范定义的现有技术的DSSS报文的标准化发射器的框图。图1示出偏移正交相移键控(O-QPSK)调制器210的码片时序。发送的数据在被耦合到O-QPSK调制器210之前在202处被编码、扩展和级联(concatenated)。O-QPSK调制器210包含本地振荡器282，该本地振荡器282被设计为与接收器的本地振荡器相同的规定频率而振荡，并且用于产生发射机的载波频率。接收器具有用于解调接收信号的相同的频率。
图3是描述使用差分序列执行DSSS前导码的检测的现有技术系统300框图。在图3中，接收器/采样器302被耦合到O-QPSK解调器380。在解调器380内，本地振荡器382被设计成以与(如以上图2所示)接收器的本地振荡器相同的规定频率而振荡。O-QPSK解调器380被耦合到例如码片差分块312，该码片差分块312耦合到累积块314。累积块314被耦合到关联块316，该关联块316产生输出318，指示该前导码已经找到。流312-316被示出为第一个样本。类似的处理发生在每个后续时序信号，因为它们如由3个流：第二(2nd)样本的流322-326、第三(3rd)样本的流322-326以及第四(4th)样本的流342-346所示的那样到达。
在这个示例300中，4倍(4X)过采样被用来在4个离散时间处对块302中的信号采样。4个信号样本以每过采样时钟一个样本的速率顺序到达。每个信号样本的处理由一系列的3个块312、314、316来说明。每个块(312、314以及316)中的处理在1个过采样时钟周期内完成。虽然4个定时样本中的每个的处理流程在300中被描绘，但是在实际的接收器中，仅存在每个块的单个实例，这是因为采样后的信号到达并且顺序通过块而被处理。替代地，更多块可以被使用。
在如图3所示的操作中，DSSS信号接收自例如天线，并且以4倍(4x)码片率在块302中被采样。I/Q信号303传输到O-QPSK解调器380，I/Q信号在O-QPSK解调器380中利用接收器的本地振荡器382作为载波频率被下变频。第一相位的差分码片值在块312中被计算，并且与块314中之前的数据一起被累积。累积之后，每个样本可以在块316被关联到已知的码片扩展值，并且该结果可以与阈值比较。当超出阈值时，该结果表明前导码已经被定位(在块318中)。在一种方法中，单个信号样本可以被用于检测序列中的前导位置，然而，附加的信号样本322-342的处理提高前导码的检测的成功率，并且通过使用校正的载波频率检测前导码提高了系统的性能。利用该配置，即使在具有较低信噪比(SNR)特征的环境中，包括具有干扰设备的环境也能够进行前导码检测。
示例的DSSS信号前导码检测系统在由Timothy Mark Schmidl申请的美国专利公开号为US2013/0202014A1的题为“DSSS Preamble Detection for Smart UtilityNetworks”的美国专利中被描述，其与本申请共有，并且该申请在此通过引用被全部并入。
DSSS接收器可以在公用事业网络中使用。例如，公用仪表通常安装在居民区中的每个房子中。仪表数据可以经由RF传输无线地被发送并且由被称作读取器的移动或固定点采集装置来接收和读取。有些读取器将定期广播使得读取器成为简单的接收器。在其他实例中，客户端(customer premise)仪表的发射器保持在睡眠状态，等待来自读取器的传输或轮询消息。读取器的传输使得仪表“唤醒”并且发送累积的数据，该累积的数据接着由读取器接收。
移动读取器可以是车载或根据读取器或其他配置亲自携带。对于最安全最快速的数据采集，移动读取器优选放置在公共通道上，因此，没有必要输入客户的属性。这允许在仪表不能够被看到的情况下的公用仪表数据采集，当客户不在家时，该属性存在危险情况，诸如建筑或狗的存在或使物理读取仪表数据有困难的一些其他障碍。RF仪表数据采集通过操纵移动读取器足够接近仪器以使信号能够被读取而发生。在路由或仪表读取会话结束后，移动读取器返回到中心局或基准位置并且仪表读数被传送以便处理。
移动读取器非常普遍并且读取器在路由上采集数据之前简单地检查读取器。因为仪表以这种方式被使用时，存在不同的物理读取器在不同的读取时间处沿给定的路由被使用的机会。每个读取器包括执行以上所描述的前导码检测的DSSS接收器，该DSSS接收器包括具有以不同于先前用于读取路由上的仪表的读取器的频率而振荡的不同的本地振荡器。
公用事业网络的特性特征是，客户仪表通常具有很长的寿命诸如20年，并且横跨通常具有部署的许多代的客户仪表的既定公用区域。在这些仪表内，本地振荡器最初被设计成具有相同的频率，然而，由于部件公差、温度、老化以及其他缺陷，发射机的本地振荡器频率可以从期望的频率漂移，从而在发射机/接收器对之间产生了大的载波频率偏移。这个载波频率偏移特性使DSSS接收器通过在信号星座中产生连续旋转对前导码的检测更加困难，因此，减缓读取仪表过程有时也要求多个通道进入客户终端以获取仪表读数并且最终取代仪表。前导码检测也可以在低信噪比的环境中来执行，在这种环境下，信号受到不同的干扰或噪声源的影响。在低信噪比环境中的载波频率偏移可以导致现有的已知方法检测前导码失败或导致多次尝试该需求。在这些问题存在以上的公用仪表示例中时，接收器和发射机之间的载波频率偏移可以发生在其他的DSSS通信系统中，并且本申请的配置通常应用于DSSS系统以及SUN应用中。通常，本申请的配置提高在其中载波频率偏移可以发生在发射机和接收器之间的DSSS信号系统的性能。
图4以框图形式描绘具有固定接收器482的通信网络400，其中该固定接收器482具有多个智能仪表及其本地振荡器。在图4中，公共事业410例如，燃气、水或电在提供客户智能仪表(420、430、440、450)的区域中是可用的，每个智能仪表能够测量公共事业的消耗并且使用DSSS编码和设定到规定的频率的本地振荡器组(422、432、442、452)发送该信息。固定仪表读取器480被描绘为具有设定到规定的频率的DSSS接收器和本地振荡器482组。读取器480连接到链路412，该链路412将采集的数据传输回至计费中心或中心局。链路412可以以铜线、光纤或无线方法来实现，并且可以被称作“回程”。固定读取器480通常安装在杆的顶部，并且可以通过包括铜、光纤或无线412的各种方法连接到主办公室。固定读取器提供公共事业较低的经常性费用，因为仪表读数自动发生，而无需员工步行或开车该路线以采集读数。装置(422、432、442、452以及482)中的本地振荡器的缺陷引起载波频率偏移。载波频率偏移导致固定仪表480中的DSSS接收器难以检测前导码，该前导码被需要用于接收由智能仪表(420、430、440、450)发送的DSSS头。前导码检测的退化可能减少可以在固定时间内服务的固定读取器的仪表的数量。在其他情况下，数据可能必须由放置在靠近客户终端的移动读取器来采集，从而导致额外的费用。
为了解决现有已知方法的不足和缺点，对具有载波频率偏移的DSSS信号的接收或者减少接收的信号中的载波频率偏移的因此是需要的，这将改进DSSS系统中的前导码检测。在SUN的应用中，这些改进是被期望的，此改进将延长公用仪表的可用寿命并且提高仪表读取器捕捉仪表数据的能力。
发明内容
在构成本申请的各个方面的配置中，这些配置旨在接收可以具有载波频率偏移的DSSS信号，并且该配置减少或消除在前导码检测之前的接收的信号中的载波频率偏移。DSSS收发器的使用可以呈现出大的载波频率偏移特性，诸如老化的智能仪表，DSSS收发器的使用是便利的，无需更换收发器或包括收发器的智能仪表。
在构成本申请的方面的示例性配置中，用于接收直接序列扩频(DSSS)信号的集成电路包括：具有耦合以接收来自经空中接口(over the air interface)的DSSS信号的输入端的接收器电路，该接收器电路包括模数转换器电路，该模数转换器电路耦合到输入端并且被配置成对DSSS信号采样，并且进一步被配置成输出对应于DSSS信号的数字样本序列；载波频率偏移估计逻辑，其耦合到来自接收器电路的数字样本序列并且被配置成对数字样本序列执行载波频率偏移估计；载波频率校正逻辑，其耦合到载波频率偏移估计逻辑并且被配置成使用载波频率偏移估计校正数字样本序列的载波频率，并且被配置成输出已校正的数字样本序列；偏移正交相移键控(O-QPSK)解调逻辑，其耦合到载波频率校正逻辑并且被配置为对已校正的数字样本执行解调，并且进一步被配置为输出对应于所校正的数字样本的符号；以及前导码识别逻辑，其耦合以接收由O-QPSK解调逻辑输出的符号并且被配置为识别和检测这些符号中的前导码序列。
在构成本申请的附加方面的进一步的说明性配置中，一种用于在直接序列扩谱(DSSS)信号系统中执行前导码检测的方法包括接收经空中接口中的DSSS信号；使用采样频率fs对接收的DSSS信号采样；转换所接收的DSSS信号的样本以形成代表DSSS信号的序列中的数字样本；使用数字样本，执行载波频率偏移估计以确定载波频率偏移Δf；使用载波频率偏移Δf，校正数字样本以形成代表具有校正的载波频率的DSSS信号的校正的数字样本；随后，对校正的数字样本执行偏移正交相移键控(O-QPSK)解调以形成解调后的校正的数字样本；以及利用一个或多个预定的前导码序列，将已知的前导码值与形成自解调后的校正的数字样本的差分序列相关联，以便检测所接收的DSSS信号中存在的前导码序列。
在构成本申请的附加方面的另一配置中，用于接收直接序列扩频(DSSS)信号的通信器件包括耦合到输入端并且被配置为接收DSSS信号的接收器；接收器包括模数转换器电路，其耦合以对接收的DSSS信号采样并且被配置为输出对应于DSSS信号的数字样本序列；载波频率偏移估计逻辑，其耦合以接收数字样本并且被配置以在数字样本序列上执行载波频率偏移估计；载波频率校正逻辑，其被配置为使用载波频率偏移估计以校正载波频率并且输出校正的数字样本序列；偏移正交相移键控(O-QPSK)逻辑，其耦合以接收校正的数字样本，并且被配置为对校正的数字样本执行解调且输出对应于校正的数字样本的符号；以及前导码识别逻辑，其耦合到O-QPSK解调逻辑并且被配置为识别并检测输出自O-QPSK解调逻辑的符号中的前导码序列。
构成本申请的附加方面的各种替代配置也在以下被描述，其由发明人考虑并且落入所附权利要求的范围之内。
附图说明
为了更彻底地理解在此所公开的本申请的方面的示范性示例并且理解本申请的优点，现参照结合随附附图所进行的描述，其中：
图1是由IEEE 802.15.4g规范所定义的现有技术100千码片/秒(kchip/sec)DSSS物理层报文的图示；
图2是描述由IEEE 802.15.4g规范所定义的现有技术的DSSS报文的标准化发射器的框图；
图3是使用差分序列描述DSSS前导码的检测的框图；
图4是描述与本申请的配置一起使用的具有若干智能仪表的固定接收器及其本地振荡器；
图5以框图描述并入本申请的多方面的配置为检测DSSS前导码的器件；
图6以流程图示出本申请的方法配置；以及
图7以框图示出本申请的系统配置。
不同附图中的相应数字和符号通常指相同部件，除非另外指示。该附图被绘制以便清楚地描述示范性示例配置的相关方面，并且该附图没有必要按照比例被绘制。
具体实施方式
以下详细讨论并入本申请的多方面的各种示例的说明性配置的产生和使用。然而，应当认识到，所公开的说明性示例提供可以在各种特定上下文中实施的许多适用的发明构思。所讨论的具体示例和配置仅仅描述特定方式用于产生和使用各种配置，并且所描述的示例既不限于说明书的范围，也不限于随附的权利要求的范围。
例如，当术语“耦合”在此被使用以描述元件之间的关系时，在说明书和随附的权利要求中所使用的该术语应当被广义地解释，并且当术语“耦合”包括“连接”时，术语“耦合”不限于“连接”或“或”“直接连接”，而是术语“耦合”可以包括与中间元件产生的连接，并且附加的元件和各种连接可以在被描述为“耦合”的任何元件之间被使用。
在本申请的方面中，粗载波频率偏移(coarse carrier frequency offset)估计被执行并且接收的信号样本接着在检测前导码序列之前被校正载波频率偏移。通过在尝试检测前导码之前执行此新颖的过程，前导码检测的精度被提高，大大改进了系统的性能。载波频率偏移估计可以迅速被执行，并且可以在解调之前被用来校正的采样的I/Q信号，并且现有系统可易于被修改以结合新颖的过程和增加的功能。
图5是描绘根据所包括的当前应用的多方面的DSSS前导码的检测的系统框图500。在构成本申请的一方面的一种配置中，系统500可以被形成为单个集成电路。在构成本申请的附加方面的替代性配置中，系统500可以被实现为包括两个或多个集成电路的模块。此外，系统500中的块可被实现为专用硬件诸如逻辑门和数字电路。在构成本申请的附加方面的附加配置中，可以通过编程可编程处理器例如数字信号处理器、微处理器、微控制器、RISC核或ARM核来实现系统500中的块，从而执行这些块中的每个的功能。可配置逻辑诸如ASIC和FPGA器件可以被用来实现系统500的块。在系统500中，DSSS接收器/采样器502被耦合到粗载波频率估计器504。该载波频率估计器被耦合到频率校正块520。频率校正块520耦合到O-QPSK解调器580。该解调器580是诸如图3中所示的DSSS前导码检测器的第一级。O-QPSK调制器包含本地振荡器582。前导码检测由块512执行，该块512计算第一时序(timing)的差分码片值。该处理在块514中继续，块514累积L字的样本的差分码片值，并且在块516中，将差分码片值与前导码的预定差分码片序列相关联，并且最后在块518中，将该相关与阈值比较以确定前导码是否已被检测到。
在本申请的一个方面，在系统500的操作中，DSSS信号可以被接收并且在块502中以2、3、4或任何其他整数倍(integer multiple)的码片速率在DSSS信号内被过采样。下变频由接收器执行以使接收的信号集中于基带频率或中频。下变频包括将接收器处经空中(over the air)的信号与本地生成的载波频率混合。这导致信号集中在基带频率或0Hz。在替代方法中，接收到的经空中的信号与从发射器载波频率偏移的本地产生的载波混合，从而产生非零的中频。所得到的中频可以根据信号带宽和采样频率从例如200kHz到4MHz变化。样本经历模数转换以形成数字I和Q(“I/Q”)样本。所得的数字I/Q信号样本510可以被用来发现粗载波频率偏移。粗载波频率偏移的估计在块504中被执行。标记为506的粗载波频率偏移Δf可以从用于频率偏移估计的任何有效技术中获得。
在等式1中描述从过采样的数字I/Q信号确定粗载波频率偏移Δf的一个说明性方法：
其中，
(等式1)
其中Δf是频率估计，fs是信号的采样率，并且∠是指示正交QPSK编码中的信号源的角算子(angle operator)。L是范围从32(1个前导码比特)到1024(32个前导码比特)的用于估计的样本的数目，并且基于估计延迟和误差容限。x(n)是接收的过采样信号。x*(n)是应用到过采样信号x(n)的复共轭算子。
除了等式1的示例偏移载波频率估计外，在也在此被考虑的构成本申请的多方面的替代配置中，可以使用其他已知的载波频率偏移估计方法来形成粗频率偏移估计Δf。
在图5中的系统500中，所得到的载波频率偏移估计(Δf)506可以接着被应用到频率校正过程520中的原始数字I/Q样本，该频率校正过程520产生校正的I/Q样本530。
应用频率偏移的一种方法在等式2中被描述：
(等式2)
其中y(n)是每个频率偏移校正的过采样；x(n)被接收的过采样信号样本，L是用于估计的样本的数目，并且L的范围可以从32(1个前导码比特)到1024(32前导码比特)，Δf是频率估计，fs是信号的采样率。基于估计延迟和误差容限来选择L。
在这个示例中，为了应用频率偏移校正，至少L个样本的深度的延迟和缓冲可以被使用。在另一替代配置中，可以在实现复杂度和缓冲延迟同所施加的校正的精度之间进行折衷。在构成本申请的附加方面的这种替代配置中，上述计算可以使用L2个样本的缓冲器长度来执行，其中k是1，2，3或4的整数值。
在系统500的操作中，在图5中，校正的数字I/Q样本被输出到O-QPSK解调器580，以便进一步处理。使用下变频来处理样本，该下变频使用由接收器的本地振荡器582所产生的载波频率。通常的处理诸如代码采集、码片时序采集以及附加的精细频率偏移估计可以被执行。O-QPSK解调器580和块512、514、516以及518可以接着以比使用现有已知方法可能的更高精确性将DSSS前导码序列定位于接收的DSSS信号的校正的数字样本中。在当前申请的此方面中，利用O-QPSK解调之前的块504的偏移频率估计和块520的校正所获取的校正的数字样本的使用增强DSSS信号前导码检测，这是因为发射机的本地振荡器(例如，图2所示的元件282)与接收器的本地振荡器582之间的载波频率偏移减少或消除。有利地，在本申请的新颖的方法中，载波频率偏移估计和载波频率校正在信号处理之前并且在前导码检测之前被执行。在本申请的新颖的配置中，前导码检测是更可能的，并且在执行前导码检测步骤之前，当载波频率偏移被首先校正时，前导码检测可以较低的信噪比(较低的SNR)发生。
图6以流程图示出构成本申请的另一方面的方法配置600。方法600开始于空闲状态610。方法600在接收器开始接收DSSS信号时转换到步骤612。在步骤614处，使用过采样频率fs采样DSSS信号，并且模数转换被执行以将样本转换到代表DSSS信号的数字样本。在步骤616处，粗载波频率偏移估计被执行。在以上所描述的一个配置中，等式1所示的粗载波频率估计可以被执行。在构成本申请的附加的多方面的替代配置中，用于执行载波频率偏移的替代方法可以被执行。在步骤618处，所获得的载波频率偏移可以被用于形成校正的数字样本。在以上所描述的示例配置中，校正可以如等式2所示的来执行。在也被考虑为构成本申请的附加方面的替代配置中，可以使用其他校正方法来执行数字样本的校正。所校正的数字样本接着被使用在随后的信号处理步骤中。如以上所描述的，在校正步骤中使用的样本L的数目可以是变化的。如以上所描述的，样本的长度L可以减少到较小的长度L2，这可以通过将L除以整数以得到减小的样本长度来形成。这些构成本申请的附加方面的替代也被发明人所考虑，并且它们落入随附的权利要求书的范围内。在步骤620中，前导码序列的解调和检测使用校正的数字样本来被执行。
在此所公开的方法可以以各种方式来实现。该方法可以由例如执行存储的指令的可编程器件来实现和执行。该方法可以被实现在软件或固件或机器语言指令中。替代地，可编程逻辑可以被用于形成专用的硬件解决方案。可以被配置成执行方法的器件包括现场可编程门阵列(FPGA)、复杂的逻辑可编程器件(CPLD)以及专用集成电路(ASIC)，这些器件可以用于实现配置。可以形成片上系统(SOC)集成电路包括具有信号采样器的DSSS接收器，用于形成数字样本的ADC转换器可以使用。处理器例如，CPU、微处理器(MPU)、微控制器单元(MCU)、混合信号处理器(MSP)或数字信号处理器(DSP)和包括RAM、ROM、闪存、易失性和非易失性类型、EEPROM等的存储器可以被使用。该配置可以使用在电路板上或在多芯片模块上的几种商用集成电路来实现以形成完整的解决方案。这些替代中的每个构成由发明人所考虑的附加配置，并且该附加配置构成本申请的附加方面。
图7以简单的框图示出构成本申请的附加方面的示例配置。在图7中，使用用于使用物理层接收和发送RF信号的天线701来形成系统700，该物理层包括DSSS信号。在系统700中，模块703包括用于接收DSSS信号、执行下变频到基带或中频以及输出数字I/Q样本的采样电路和模数转换器。模拟部分705使用采样频率fs，该采样频率fs是DSSS信号的码片速率的倍数的过采样频率。由模拟部分705输出的数字信号接着被传送到数字部分713。在数字部分713中，数字样本被输入到耦合至CPU 707的存储器709。在本申请的示例配置中，CPU707执行指令以执行形成校正的数字样本的载波频率偏移估计、偏移载波频率校正、以及所需的O-QPSK解调，该O-QPSK解调包括如以上所述的执行在所校正的数字样本上的前导码检测。
在图7中，在构成本申请的方面一种配置中，模块703可以被实现为单个集成电路，该单个集成电路包括采样并模数转换器705以及数字部分713。替代的配置可以包括具有模拟部分的模块和数字部分713，其中该模拟部分包括在集成电路或模块上的705，该数字部分713可以是包括例如CPU 707和通信器件713的单个集成电路。
系统700可以被用来实现如以上所描述的SUN中的仪表读取器。该系统700可以是与多个客户仪表相关联的固定数据采集站的一部分。替代地，系统700可以是移动仪表读取器的一部分。有利地，使用本申请的配置允许接收具有显著载波频率偏移的DSSS信号。在包括老化设备诸如位于客户端中的智能仪表的发射机的网络中，本申请的配置可以被放置在中心数据收集站，并且提高DSSS信号的前导码检测，而不需要更换各种智能仪表；代替地，中央数据采集站可以有效地检测即使在发射机处具有显著载波频率偏移的DSSS信号中的前导码。
系统700可以在数据采集站中被使用。在构成本申请的附加方面的替代配置中，系统700可以被用于实现客户端处的智能仪表。另外，该配置的应用不限于在此所描述的SUN示例。该系统700可以改进DSSS信号中可能存在载波频率偏移的任何DSSS信号系统的性能。
各种修改也可以针对步骤的顺序和步骤的数目而进行，以形成并入本申请的方面的附加的新的配置，并且这些修改将形成附加的替代的配置，发明人认为该附加的替代的配置是本申请的一部分并且其落入所附权利要求的范围内。
虽然在此已经详细描述示例说明性配置，但是应当理解的是，在不脱离如所附权利要求所限定的本申请的精神和范围的情况下，各种变化、替换以及变更可以在此被做出。此外，本申请的范围不旨被限制于在本说明书中描述的过程、机器、制造以及物质手段、方法和步骤的组合的特定说明性示例配置。本领域的普通技术人员将易于从本公开理解到，当前存在或以后待开发的，根据在此所描述的相应的示例配置基本上执行相同的功能或基本上实现相同的结果的过程、机器、制造、物质组成、手段、方法或步骤可以根据所呈现的说明性配置和所描述的、所建议的或者所公开的替代配置来利用。因此，所附权利要求旨在包括在其诸如过程、机器、制造、物质组成、手段、方法或步骤的范围内。
Claims (20)
1.一种用于接收直接序列扩频信号即DSSS信号的集成电路，其包括：
接收器电路，所述接收器电路具有输入端，所述输入端耦合以接收来自经空中接口的DSSS信号并且被配置为将接收的信号从载波频率下变频到选自基带频率和中频之一的频率，所述接收器电路包括模数转换器电路，所述模数转换器电路耦合到所述输入端并且被配置成采样所述DSSS信号，并且进一步被配置成输出对应于所述DSSS信号的数字样本序列；
载波频率偏移估计逻辑，其耦合到来自所述接收器电路的所述数字样本序列并且被配置成对所述数字样本序列执行载波频率偏移估计；
载波频率校正逻辑，其耦合到所述载波频率偏移估计逻辑并且被配置成使用所述载波频率偏移估计校正所述数字样本序列的载波频率，并且被配置成输出校正的数字样本的序列；
偏移正交相移键控解调逻辑即O-QPSK解调逻辑，其耦合到所述载波频率校正逻辑并且被配置为对所述校正的数字样本执行解调，并且进一步被配置为输出对应于所述校正的数字样本的符号；以及
前导码识别逻辑，其耦合以接收由所述O-QPSK解调逻辑输出的所述符号并且被配置为识别和检测所述符号中的前导码序列。
2.根据权利要求1所述的集成电路，进一步包括耦合到存储器的微处理器，所述存储器存储用于所述微处理器的指令，所述指令在由所述微处理器执行时使得所述微处理器至少执行所述载波频率估计逻辑和所述载波频率校正逻辑。
3.根据权利要求2所述的集成电路，所述载波频率偏移估计逻辑被配置为对所述数字样本序列执行载波频率偏移估计进一步包括：
乘逻辑，所述乘逻辑被配置为针对数目为L个样本中的每个，计算所述L个样本中的每个与所述数字样本序列中的下一个样本的复共轭的乘积，其中L是前导码比特的整数；
求和逻辑，其耦合以接收所述乘积并且被配置为形成所述乘积的和d；和
乘法器逻辑，其被配置为通过将样本频率fs乘以施加到量d的角算子的量的1/(2π)倍来确定载波偏移频率。
4.根据权利要求3所述的集成电路，所述载波频率校正逻辑被配置为使用所述载波频率偏移估计以校正所述载波频率进一步包括：
乘逻辑，所述乘逻辑被配置为将具有从零到L-1范围的每个数字样本n与量e–j2π(Δf/fs)n相乘，并且进一步被配置为输出所得的乘积以形成用于每个数字样本的校正的数字样本。
5.根据权利要求2所述的集成电路，所述前导码识别逻辑进一步包括：
被配置为接收由所述O-QPSK解调逻辑输出的所述符号并且被配置为计算差分码片值的逻辑；
被配置为累积L个字的所述差分码片值的逻辑，其中L是前导码比特的整数；
被配置成执行对应于前导码的预定码片序列和所述累积的差分码片值之间的关联的逻辑；以及
被配置成将所述关联的结果与阈值比较的逻辑。
6.根据权利要求5所述的集成电路，并且进一步包括：
被配置为响应于所述比较输出前导码检测的信号的逻辑。
7.一种用于在直接序列扩谱即DSSS信号系统中执行前导码检测的方法，包括：
接收经空中接口中的DSSS信号；
使用采样频率fs采样接收的DSSS信号；
转换所述接收的DSSS信号的样本以形成代表所述DSSS信号的序列中的数字样本；
使用所述数字样本，执行载波频率偏移估计以确定载波频率偏移Δf；
使用所述载波频率偏移Δf，校正所述数字样本以形成具有校正的载波频率的代表所述DSSS信号的校正的数字样本；
随后，对所述校正的数字样本执行偏移正交相移键控解调即O-QPSK解调以形成解调后的校正的数字样本；以及
利用一个或多个预定的前导码序列，将已知的前导码值与形成自所述解调后的校正的数字样本的差分序列相关联，以便检测所述接收的DSSS信号中的前导码序列的存在。
8.根据权利要求7所述的方法，执行所述载波频率偏移进一步包括：
针对数目为L个样本中的每个，形成所述数字样本的每个与所述数字样本序列中的下一个数字样本的复共轭的乘积，其中L是对应于前导码比特的数目的整数；
计算所述乘积的总和d；以及
使用角算子，通过将所述样本频率fs乘以与施加到所述量d的角算子给定的量相乘的1/(2π)而形成所述载波频率偏移Δf。
9.根据权利要求7所述的方法，形成校正的数字样本进一步包括：
针对每个数字采样，利用范围从零到L-1个样本的指数n形成校正的数字样本，每个校正的数字样本均通过将从零到L-1的每个数字样本值与量e–j2π(Δf/fs)n相乘而形成。
10.根据权利要求7所述的方法，形成校正的数字样本进一步包括：
针对每个校正的数字样本，形成整数的缓冲长度L2，其中所述L2小于L；以及
对于每个校正的数字样本，使用范围从零到L2-1的数字样本的指数n将从零到L2-1的n的每个数字样本值乘以所述量e–j2π(Δf/fs)n。
11.根据权利要求10所述的方法，进一步包括通过将所述整数L除以k而形成所述整数L2，其中k是从1到4的整数。
12.根据权利要求7所述的方法，其中L是范围从64到1536的正整数。
13.根据权利要求7所述的方法，其中所述样本频率fs是至少两倍于码片速率的过采样频率。
14.一种用于接收直接序列扩频信号即DSSS信号的通信器件，其包括：
接收器，所述接收器耦合到输入端，并且被配置为接收DSSS信号并且将所述DSSS信号下变频至中频；
所述接收器包括模数转换器电路，所述模数转换器电路耦合以采样接收的DSSS信号并且被配置为输出对应于所述DSSS信号的数字样本序列；
载波频率偏移估计逻辑，其耦合以接收所述数字样本并且被配置为在所述数字样本序列上执行载波频率偏移估计；
载波频率校正逻辑，其被配置为使用所述载波频率偏移估计以校正所述载波频率并且输出校正的数字样本序列；
偏移正交相移键控解调逻辑即O-QPSK解调逻辑，其耦合以接收所述校正的数字样本，并且被配置为对所述校正的数字样本执行解调且配置为输出对应于所述校正的数字样本的符号；和
前导码识别逻辑，其耦合到所述O-QPSK解调逻辑并且被配置为识别并检测输出自O-QPSK解调逻辑的所述符号中的前导码序列。
15.根据权利要求14所述的通信器件，进一步包括微处理器和存储器，所述微处理器耦合到所述存储器，所述存储器存储用于所述微处理器的指令，所述指令在由所述微处理器执行时使得所述微处理器至少提供所述载波频率估计逻辑和载波频率校正逻辑。
16.根据权利要求14所述的通信器件，所述载波频率偏移估计逻辑被配置为对所述数字样本序列执行载波频率偏移估计进一步包括：
乘逻辑，所述乘逻辑被配置为针对数目为L个样本中的每个，计算所述样本的每个与所述数字样本序列中的下一个样本的复共轭的乘积，其中L是前导码比特的整数；
求和逻辑，其被配置为确定所述乘积的总和d；以及
乘法逻辑，其被配置为通过将样本频率fs乘以施加到所述量d的角算子的量的1/(2π)倍来确定载波偏移频率。
17.根据权利要求16所述的通信器件，所述载波频率校正逻辑被配置为使用所述载波频率偏移估计以校正所述载波频率进一步包括：
乘逻辑，所述乘逻辑被配置为将每个数字样本n与所述量e–j2π(Δf/fs)n相乘，并且被配置为形成乘积并输出所述乘积用于形成每个数字样本的校正的数字样本。
18.根据权利要求14所述的通信器件，耦合到所述O-QPSK解调逻辑的所述前导码识别逻辑进一步包括：
被配置为接收由所述解调逻辑输出的所述符号并且配置为计算差分码片值的逻辑；
被配置为累积L个字的差分码片值的逻辑，其中L是对应于前导码长度的正整数；
被配置成执行对应于已知前导码序列的预定码片序列和累积的差分码片值之间的关联的逻辑；以及
被配置成将所述关联的结果与阈值比较并且被配置成响应于所述比较而输出指示前导码已经被检测到的信号的逻辑。
19.根据权利要求14所述的通信器件，其中所述通信器件包括位于公用的客户终端上的智能仪表。
20.根据权利要求14所述的通信器件，其中所述通信器件包括用于接收经空中接口中的智能仪表信息的数字收集器件。
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