CN113259297B - IEEE802.15.4g MR-OFDM在大频偏环境下的帧同步方法及装置 - Google Patents

IEEE802.15.4g MR-OFDM在大频偏环境下的帧同步方法及装置 Download PDF

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Abstract

本发明涉及帧同步技术领域，其实施方式提供了一种IEEE802.15.4g MR‑OFDM在大频偏环境下的帧同步方法及装置。其中IEEE802.15.4g MR‑OFDM在大频偏环境下的帧同步方法包括：获取IEEE802.15.4g MR‑OFDM信号；根据所述IEEE802.15.4g MR‑OFDM信号的频偏范围和前导序列中的子载波间隔，将所述前导序列中每一个单音信号的可能偏移位置映射至一个功率窗；所述功率窗中包括多个子载波位置；对所述前导序列中所有单音信号对应的功率窗的功率值进行叠加；根据叠加后的功率值确定出子载波位置；对确定出的子载波位置在所述子载波间隔的范围内进行同步位置校正，得到帧同步位置。本发明提供的实施方式提升了IEEE802.15.4g MR‑OFDM信号在大频偏环境下的同步效率。

Description

IEEE802.15.4g MR-OFDM在大频偏环境下的帧同步方法及 装置
技术领域
本发明涉及帧同步技术领域，特别涉及一种IEEE802.15.4g MR-OFDM在大频偏环境下的帧同步方法、一种IEEE802.15.4g MR-OFDM在大频偏环境下的帧同步装置以及一种电子设备。
背景技术
IEEE802.15.4g MR-OFDM是一种比较成熟的应用于智能电网测控领域超低功耗无线通信系统。而帧同步对于一个通信系统性能至关重要，IEEE802.15.4g MR-OFDM现有的帧同步算法的研究是参考802.11的同步方法提出的基于STF结构重复的特点，提出相减法，因为STF最后重复段与前面符号相反，因此会出现一个峰值，以此来判断STF的位置，但是此种方法未考虑当通信环境处于大频偏下的影响，因而此算法不能在大频偏环境下工作。
文献[1]《Denise C. Alves，Eduardo R. Lima.A frame synchronizer for IEEE802.15.4-g MR-OFDM PHY:Algorithm proposal and hardware implementation[J].4-6Nov. 2015》给出了IEEE802.15.4g MR-OFDM时间同步方案。利用其时域重复特性，符号前后进行相减运算，由于最后一段与其前一段不相等，所以相减后的序列在滑动到最后一个符号时，会出现峰值。相减运算如下:
Figure 259049DEST_PATH_IMAGE001
其中，L s 是每个重复段序列S的长度。但是其对于大频偏下的帧同步处理并不理想。
发明内容
有鉴于此，本发明旨在提出一种IEEE802.15.4g MR-OFDM在大频偏环境下的帧同步方法、一种IEEE802.15.4g MR-OFDM在大频偏环境下的帧同步装置以及一种电子设备，其中该方法可以在大频偏环境下良好的工作，主要通过基于FFT进行峰位置检测，以获得高频偏环境下的良好捕获性能以及粗频偏估计性能。
在本发明的第一方面，提供了一种IEEE802.15.4g MR-OFDM在大频偏环境下的帧同步方法，所述帧同步方法包括：
获取IEEE802.15.4g MR-OFDM信号；根据所述IEEE802.15.4g MR-OFDM信号的频偏范围和前导序列中的子载波间隔，将所述前导序列中每一个单音信号的可能偏移位置映射至一个功率窗；所述功率窗中包括多个子载波位置；对所述前导序列中所有单音信号对应的功率窗的功率值进行叠加；根据叠加后的功率值确定出子载波位置；对确定出的子载波位置在所述子载波间隔的范围内进行同步位置校正，得到帧同步位置。
优选的，获取IEEE802.15.4g MR-OFDM信号，包括：获取所述IEEE802.15.4g MR-OFDM信号以及对所述IEEE802.15.4g MR-OFDM信号进行频偏预补偿后的信号。
优选的，对所述IEEE802.15.4g MR-OFDM信号进行频偏预补偿，包括：对所述IEEE802.15.4g MR-OFDM信号分别采用S个频率进行频偏预补偿，对应得到S路频偏预补偿后的信号；S≥1。
优选的，所述功率窗中包括的子载波位置的范围通过以下方式确定：子载波位置的范围=频偏范围/子载波间隔；若计算出的子载波位置的范围的边界值不为整数，则向下取整。
优选的，对所述前导序列中所有单音信号对应的功率窗的功率值进行叠加，包括：将一个功率窗所包括的信号的功率进行叠加，得到单功率窗功率；将前导序列中每个单音信号对应的单功率窗功率进行叠加，得到叠加后的功率值；根据功率窗的范围确定多个叠加后的功率值。
优选的，将一个功率窗所包括的信号的功率进行叠加，得到单功率窗功率，包括：根据确定的检测窗长和预设份数将功率窗所包括的信号进行截短；将截短后的信号傅立叶变换后计算功率值；将所述截短后的信号的功率值按所述确定的检测窗长和预设份数叠加后得到所述单功率窗功率。
优选的，根据叠加后的功率值确定出子载波位置，包括：从所述多个叠加后的功率值中选择功率最大值；确定所述功率最大值大于预设的功率门限值；则以所述功率最大值所对应的子载波位置为确定出的子载波位置。
优选的，对确定出的子载波位置在所述子载波间隔的范围内进行同步位置校正，得到帧同步位置，包括：对确定出的子载波位置在所述子载波间隔的范围内进行粗同步位置校正；在所述粗同步位置校正的基础上进行精同步位置校正，得到所述帧同步位置。
优选的，对确定出的子载波位置在所述子载波间隔的范围内进行粗同步位置校正，包括：确定粗同步位置校正的校正步长；计算所述子载波位置经所述校正步长校正后对所述功率最大值产生的功率变动值；判断所述功率变动值是否为负值；若为负值，以校正前的子载波位置作为粗同步位置校正后的位置；若不为负值，则校正后的子载波位置作为粗同步位置校正后的位置。
优选的，在所述粗同步位置校正的基础上进行精同步位置校正，得到帧同步位置，包括：确定截取开始位置和截取长度；根据所述截取开始位置和截取长度从所述前导序列中截取接收序列；以滑动步长将截取的接收序列与预设序列进行相关性运算，得到精同步校正值；以所述精同步校正值校正所述粗同步位置校正后的位置，得到所述帧同步位置。
优选的，所述预设序列为本地预存长度为LTF的序列；以滑动步长将截取的接收序列与预设序列进行相关性运算，得到精同步校正值，包括：以时域逐点滑动方式改变所述截取的接收序列与预设序列的相对位置；计算所述相对位置对应的滑动相关结果；确定所述滑动相关结果大于设定阈值，以所述滑动相关结果的最大值对应的相对位置作为所述精同步校正值。
本发明的第二方面，提供了一种IEEE802.15.4g MR-OFDM在大频偏环境下的帧同步装置，所述帧同步装置包括：信号获取模块，用于获取IEEE802.15.4g MR-OFDM信号；功率窗确定模块，用于根据所述IEEE802.15.4g MR-OFDM信号的频偏范围和前导序列中的子载波间隔，将所述前导序列中每一个单音信号的可能偏移位置映射至一个功率窗；所述功率窗中包括多个子载波位置；功率叠加模块，用于计算所述前导序列中所有单音信号对应的功率窗进行叠加后的功率值；位置捕获模块，用于根据所述功率值确定出子载波位置；以及位置校正模块，对确定出的子载波位置在所述子载波间隔的范围内进行同步位置校正，得到帧同步位置。
本发明的第三方面，提供了一种电子设备，所述电子设备包括：至少一个处理器；存储器，与所述至少一个处理器连接；其中，所述存储器存储有能被所述至少一个处理器执行的指令，所述至少一个处理器通过执行所述存储器存储的指令实现前述的IEEE802.15.4g MR-OFDM在大频偏环境下的帧同步方法。
优选的，所述电子设备为通信处理芯片。
本发明的第四方面，还提供了一种计算机可读存储介质，所述存储介质中存储有指令，当其在计算机上运行时，使得计算机执行实现前述的IEEE802.15.4g MR-OFDM在大频偏环境下的帧同步方法。
通过本发明提供的上述技术方案，具有以下有益效果：在大频偏环境下良好工作，帧同步依然正常工作，并具有优良的同步性能。且并未显著提升算法的复杂度。
本发明的其它特征和优点将在随后的具体实施方式部分予以详细说明。
附图说明
构成本发明的一部分的附图用来提供对本发明的进一步理解，本发明的示意性实施方式及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：
图1是本发明一种实施方式提供的IEEE802.15.4g MR-OFDM在大频偏环境下的帧同步方法的步骤示意图；
图2是本发明一种实施方式提供的频偏预补偿的信号处理示意图；
图3是本发明一种实施方式提供的功率计算的信号处理示意图；
图4是本发明一种实施方式提供的IEEE802.15.4g MR-OFDM在大频偏环境下的帧同步装置的结构示意图；
图5是本发明背景技术中所提供的时间同步方案的仿真结果图；
图6是本发明一种实施方式提供的IEEE802.15.4g MR-OFDM在大频偏环境下的帧同步方法的仿真结果图。
具体实施方式
需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施方式及实施方式中的特征可以相互组合。
以下结合附图对本发明的具体实施方式进行详细说明。应当理解的是，此处所描述的具体实施方式仅用于说明和解释本发明，并不用于限制本发明。
图1是本发明一种实施方式提供的IEEE802.15.4g MR-OFDM在大频偏环境下的帧同步方法的步骤示意图，如图1所示。一种IEEE802.15.4g MR-OFDM在大频偏环境下的帧同步方法，所述帧同步方法包括：
S01，获取IEEE802.15.4g MR-OFDM信号；
此处获取的IEEE802.15.4g MR-OFDM信号可以来自天线系统的接收信号，也可以来自被其他设备或元件预处理后的信号，还可能来自之前存储的信号波形。以上获取方式仅为举例，实际实施并不受以上描述的限制。
S02，根据所述IEEE802.15.4g MR-OFDM信号的频偏范围和前导序列中的子载波间隔，将所述前导序列中每一个单音信号的可能偏移位置映射至一个功率窗；所述功率窗中包括多个子载波位置；
本发明提供的实施方式优选工作于大频偏环境下，并取信号中的单音信号为特征点进行处理。例如：对于每一个单音，由于频偏大小限制在一定范围内，所以其偏移位置也在一定范围内。在此选用IEEE802.15.4g MR-OFDM物理层 Option4为例进行说明。其余具有类似该STF结构的OFDM物理层体制均适用本方案，其在采用本方案时均可视为等同。假定系统最大频偏范围为[-10000,10000]Hz，当窗长为64，X=1，N_FET=64时，子载波间隔为(10416+2/3)/4Hz，采样率也为16×(10416+2/3)Hz，那么每一个单音的位置偏移为[-4,4]，将每个单音可能偏移的位置范围称为一个功率窗。
S03，对所述前导序列中所有单音信号对应的功率窗的功率值进行叠加；
IEEE802.15.4g MR-OFDM信号的前导序列中共有6个单音信号，本实施方式是通过对这6个单音信号一一对应的6个功率窗叠加后的功率值进行判定并定位的。
S04，根据叠加后的功率值确定出子载波位置；
当叠加后的功率值大于预设门限时，可认为捕获成功。且该叠加后的功率值处于极值时，则认为实际的帧同步位置在该子载波位置的附近，其前后范围在检测窗口的窗长之内。
S05，对确定出的子载波位置在所述子载波间隔的范围内进行同步位置校正，得到帧同步位置。
通过上一步确定出的子载波位置，其FFT窗开始的位置有可能不正好在实际位置pos0上，所以理论上，捕获的位置相对于实际位置pos0的最大偏差为窗长，即捕获位置pos1为[pos0－L_w，pos0+L_w]，因此需要对其进行进一步的同步位置校正，以得到最终的帧同步位置。
通过以上实施方式，使IEEE802.15.4g MR-OFDM信号在大频偏环境，帧同步依然正常工作，且同步性能良好。
图2是本发明一种实施方式提供的频偏预补偿的信号处理示意图，如图2所示。在本实施方式中，获取IEEE802.15.4g MR-OFDM信号，包括：获取所述IEEE802.15.4g MR-OFDM信号以及对所述IEEE802.15.4g MR-OFDM信号进行频偏预补偿后的信号。当小数倍频偏值为0.5倍子载波间隔，即频偏为(10416+2/3)/8Hz时，影响捕获性能，因此在匹配滤波前对信号进行频偏预补偿。图2中示出了采用一个频偏补偿器进行补偿的情况。对所述IEEE802.15.4g MR-OFDM信号进行频偏预补偿，包括：对所述IEEE802.15.4g MR-OFDM信号分别采用S个频率进行频偏预补偿，对应得到S路频偏预补偿后的信号；S≥1。由图2可知，为第s条支路表示对数据进行频率Δf的预补偿后数据：
Figure 454538DEST_PATH_IMAGE002
其中，Δf=(10416+2/3)/4/（S+1）Hz，s表示预补偿的路数，j为虚部符号，nt s 为符号间隔。
在本发明提供的一种实施方式中，所述功率窗中包括的子载波位置的范围通过以下方式确定：子载波位置的范围=频偏范围/子载波间隔；若计算出的子载波位置的范围的边界值不为整数，则向下取整。对于每一个单音，由于频偏大小限制在一定范围内，所以其偏移位置也在一定范围内。在此选用IEEE802.15.4g MR-OFDM物理层 Option4为例说明假定系统最大频偏范围为[-10000,10000]Hz，当窗长为64，X=1，N_FET=64时，采样率为16×(10416+2/3)Hz，那么每一个单音的位置偏移为[-4,4]，将每个单音可能偏移的位置范围称为一个功率窗。
在本发明提供的一种实施方式中，对所述前导序列中所有单音信号对应的功率窗的功率值进行叠加，包括：根据确定的检测窗长和预设份数将功率窗所包括的信号进行截短；将截短后的信号傅立叶变换后计算功率值；将所述截短后的信号的功率值按所述确定的检测窗长和预设份数叠加后得到所述单功率窗功率；以及将前导序列中每个单音信号对应的单功率窗功率进行叠加，得到叠加后的功率值；根据功率窗的范围确定多个叠加后的功率值。图3是本发明一种实施方式提供的功率计算的信号处理示意图，如图3所示，对于每一路预补偿后的序列进行匹配滤波运算，对于第s路数据r s (n)，取当前窗长度为窗长L_w=P·N_FET的数据r s (w,n)，分成P/X等份，此处的P和X是为了选取合适的FFT点数，根据具体的STF长度进行确定的。第p份为r s p (w,n)，长度为X·N_FET，分别对每一份进行FFT运算后，得到：
Figure 149962DEST_PATH_IMAGE003
求功率值：
Figure 798112DEST_PATH_IMAGE004
将所有p个功率值相加：
Figure 604394DEST_PATH_IMAGE005
由于前导序列中有6个单音信号，则需要对6个功率窗叠加：
PR` s (w,m)=(PR s (w,m 1)+PR s (w,m 2)+PR s (w,m 3)+PR s (w,m 4)+PR s (w,m 5)+PR s (w,m 6))/6；0≤m≤8。
其中，m e 为第e个功率窗的范围：m 1∈[-28,-20]，m 2∈[-20,-12]，m 3∈[-12,-4]，m 4∈[4,12]，m 5∈[12,20]，m 6∈[20,28]。
在本发明提供的一种实施方式中，根据叠加后的功率值确定出子载波位置，包括：从所述多个叠加后的功率值中选择功率最大值；确定所述功率最大值大于预设的功率门限值；则以所述功率最大值所对应的子载波位置为确定出的子载波位置。具体为：
判断功率最大值：
Figure 645600DEST_PATH_IMAGE006
其中，s’代表功率最大值max_v存在于第s’路匹配滤波数据，m’代表对应的子载波位置。
Figure 246346DEST_PATH_IMAGE007
表示大于门限值则捕获成功。其中，th1是门限值，其选择不能过小也不能过大，过小会导致高虚警，过大会导致漏检。pow_sig(w，s’)是相关值平均功率，可以由以下计算：
Figure 381792DEST_PATH_IMAGE008
其中，I是非单音子载波的集合。因为最大峰值位置为m’，则去除其左右各一个点m’-1，m’+1，对应的I为[0,7]去除[m’-1,m’,m’+1]后的集合。
由滑动窗示意图可见，Preamble1的位置在pos0，由于数据是随机到达的，FFT窗开始的位置有可能不正好在pos0上，所以理论上，捕获的位置相对于pos0的最大偏差为窗长，即捕获位置pos1为[pos0－L_w，pos0+L_w]。
在本发明提供的一种实施方式中，对确定出的子载波位置在所述子载波间隔的范围内进行同步位置校正，得到帧同步位置，包括：对确定出的子载波位置在所述子载波间隔的范围内进行粗同步位置校正；在所述粗同步位置校正的基础上进行精同步位置校正，得到所述帧同步位置。本实施方式通过两步同步位置校正得到最终的帧同步位置，采用两步校正的方式具有精度更高的优点。其中粗同步位置校正和精同步位置校正的具体方法在后文详述。
在本发明提供的一种实施方式中，对确定出的子载波位置在所述子载波间隔的范围内进行粗同步位置校正，包括：确定粗同步位置校正的校正步长；计算所述子载波位置经所述校正步长校正后对所述功率最大值对应的功率变动值；判断所述功率变动值是否为负值；若为负值，以校正前的子载波位置作为粗同步位置校正后的位置；若不为负值，则校正后的子载波位置作为粗同步位置校正后的位置。基于上一实施方式获取到的捕获位置，当捕获位置pos1偏差较大时，比如接近pos0－L_w，则窗尾部将包含较短的单音信号，在高信噪比下，仍然判断捕获成功，但由于包含单音信号时间较短，FFT后容易出现频域模糊，导致峰值位置移动，使粗频偏估计误差变大，因此，为了使得窗内包含尽量多的单音信号，则进行粗同步校正操作。当捕获成功时，当前窗内有可能只包含较少的单音信号，即同步位置偏差较大。则需要判断后一个窗的峰值功率，如果后一个窗峰值功率大于当前窗峰值功率，则认为下一个窗为捕获窗，窗校正时，为了使得后一个窗能将大部分P1信号包含，则后一个窗w+1与前一个窗w的距离(即校正步长)并不一定w_step，而是w_step1，根据仿真确定，重复以上步骤：
Figure 991765DEST_PATH_IMAGE009
求功率值：
Figure 755322DEST_PATH_IMAGE010
将所有p个功率值相加：
Figure 933493DEST_PATH_IMAGE011
功率窗叠加：
PR` s (w,m)=(PR s (w,m 1)+PR s (w,m 2)+PR s (w,m 3)+PR s (w,m 4)+PR s (w,m 5)+PR s (w,m 6))/6；0≤m≤8。
判断功率最大值：
Figure 149711DEST_PATH_IMAGE012
校正同步位置：
Figure 438741DEST_PATH_IMAGE013
当获取的获取IEEE802.15.4g MR-OFDM信号包括了对所述IEEE802.15.4g MR-OFDM信号进行频偏预补偿后的信号时，需要对增加频偏预补偿的因子，因此粗频偏估计值为：
Figure 56804DEST_PATH_IMAGE014
Hz
仿真中，预补偿路数S=1，频偏估计的误差为Δf=(10416+2/3)/8Hz。
在本发明提供的一种实施方式中，在所述粗同步位置校正的基础上进行精同步位置校正，得到帧同步位置，包括：确定截取开始位置和截取长度；根据所述截取开始位置和截取长度从所述前导序列中截取接收序列；以滑动步长将截取的接收序列与预设序列进行相关性运算，得到精同步校正值；以所述精同步校正值校正所述粗同步位置校正后的位置，得到所述帧同步位置。具体的，利用LTF进行精确时间同步。由于帧捕获过程存在一定范围内的误差，需要进行精确的时间同步位置，由于捕获的STF位置pos1相对于真实位置pos0的最大偏差为1/2窗长，所以为了取到完整LTF，根据pos1的位置，计算截取开始位置为：
Figure 530511DEST_PATH_IMAGE015
在r ’ s’ (n)序列上截取长度为：
Figure 109391DEST_PATH_IMAGE016
其中N_mutipath为最大多径时延，在这里取CP长度。前8点必然在LTF的前面，用来计算底噪功率。用本地预存长度为LTF的序列ps与r ’ s’ (n)进行时域逐点滑动相关判断精确同步位置。
在本发明提供的一种实施方式中，所述预设序列为本地预存长度为LTF的序列；以滑动步长将截取的接收序列与预设序列进行相关性运算，得到精同步校正值，包括：以时域逐点滑动方式改变所述截取的接收序列与预设序列的相对位置；计算所述相对位置对应的滑动相关结果；确定所述滑动相关结果大于设定阈值，以所述滑动相关结果的最大值对应的相对位置作为所述精同步校正值。即用本地预存长度为LTF的序列ps与r’ s’ (n)进行时域逐点滑动相关判断精确同步位置。具体为：
1．对接收序列r ’ s’ (n)进行频偏补偿：
Figure 61167DEST_PATH_IMAGE017
2．对r’ s’ (n)进行滑动相关运算：
用本地LTF序列ps(n)与接收信号的滑动相关值表示为：
Figure 799315DEST_PATH_IMAGE018
为复用FFT加速器，上述滑动相关运算可以用FFT来实现，则本地预存ps(n)的FFT序列PS(k)，如果相关窗长FFT点数为FFT_w，则每次相关FFT相关运算输出滑动相关结果为FFT_w/2：
Figure 319290DEST_PATH_IMAGE019
则精同步位置为：
Figure 510099DEST_PATH_IMAGE020
其中，power_sig为接收信号功率：
Figure 140932DEST_PATH_IMAGE021
则精同步位置后的位置为：pos= pos1+FFT_w/2-8+pos2-1。
图4是本发明一种实施方式提供的IEEE802.15.4g MR-OFDM在大频偏环境下的帧同步装置的结构示意图，如图4所示。在本实施方式中，提供了一种IEEE802.15.4g MR-OFDM在大频偏环境下的帧同步装置，所述帧同步装置包括：信号获取模块，用于获取IEEE802.15.4g MR-OFDM信号；功率窗确定模块，用于根据所述IEEE802.15.4g MR-OFDM信号的频偏范围和前导序列中的子载波间隔，将所述前导序列中每一个单音信号的可能偏移位置映射至一个功率窗；所述功率窗中包括多个子载波位置；功率叠加模块，用于计算所述前导序列中所有单音信号对应的功率窗进行叠加后的功率值；位置捕获模块，用于根据所述功率值确定出子载波位置；以及位置校正模块，对确定出的子载波位置在所述子载波间隔的范围内进行同步位置校正，得到帧同步位置。
上述的IEEE802.15.4g MR-OFDM在大频偏环境下的帧同步装置中的各个功能模块的具体限定可以参见上文中对于IEEE802.15.4g MR-OFDM在大频偏环境下的帧同步方法的限定，在此不再赘述。上述装置中的各个模块可全部或部分通过软件、硬件及其组合来实现。上述各模块可以硬件形式内嵌于或独立于计算机设备中的处理器中，也可以以软件形式存储于计算机设备中的存储器中，以便于处理器调用执行以上各个模块对应的操作。
在本发明提供的一种实施方式中，还提供了一种电子设备，所述电子设备包括：至少一个处理器；存储器，与所述至少一个处理器连接；其中，所述存储器存储有能被所述至少一个处理器执行的指令，所述至少一个处理器通过执行所述存储器存储的指令实现前述的IEEE802.15.4g MR-OFDM在大频偏环境下的帧同步方法。此处的控制模块或处理器具有数值计算和逻辑运算的功能，其至少具有数据处理能力的中央处理器CPU、随机存储器RAM、只读存储器ROM、多种I/O口和中断系统等。本实施方式中的处理器和存储器也可以是现有的通信处理模块，其实现的IEEE802.15.4g MR-OFDM在大频偏环境下的帧同步功能为该通信处理模块的子功能。该设备的具体形式为依赖于现有通信处理模块的硬件运行环境中的一段软件代码。此处运行IEEE802.15.4g MR-OFDM在大频偏环境下的帧同步方法的电子设备中的控制模块或控制设备可以例如为单片机、芯片、PLC或处理器等常用硬件。该设备也可以是独立硬件。
在本发明提供的一种实施方式中，所述电子设备为通信处理芯片。采用前述IEEE802.15.4g MR-OFDM在大频偏环境下的帧同步方法的通信处理芯片，可以在大频偏环境下良好的工作，主要通过基于FFT进行峰位置检测，以获得高频偏环境下的良好捕获性能以及粗频偏估计性能。
在本发明提供的一种实施方式中，还提供了一种计算机可读存储介质，所述存储介质中存储有指令，当其在计算机上运行时，使得计算机执行实现前述的IEEE802.15.4gMR-OFDM在大频偏环境下的帧同步方法。
本发明实施方式中提供的IEEE802.15.4g MR-OFDM在大频偏环境下的帧同步方法与现有技术相比，简化了算法的复杂度，具体如下：
对于文献[1]同步算法，假设一帧信号包含短长前导以及4个OFDM符号，接收端刚好在短前导位置，则第一步计算短前导相减求和需要(80+40+80)×8次复数相加，在第二步在求STF功率处需要80次复数相加。因此总的需要(80+40+80)×8+80=1680次复数运算。对于本文提出的改进方案也假设同步时刚好短前导位置且设定两路预补偿，在频偏预补偿阶段需要64×2次复数相乘，在匹配滤波阶段需192次复数乘法，在精同步粗频偏补偿需136次复数相乘，在FFT代替滑动相关处需9*((32/2*5+32*5)+32+(32/2*5+32*5)+16)，共需5208次复数运算。但是在实际应用中FFT有协处理器可以使用。
同时通过试验仿真可以得到图5和图6。其中，图5是本发明背景技术中所提供的时间同步方案的仿真结果图；图6是本发明一种实施方式提供的IEEE802.15.4g MR-OFDM在大频偏环境下的帧同步方法的仿真结果图。如图5和图6所示，可以得到以下结论：
（1）在低频偏环境下，文献[1]同步方案在信噪比10dB时同步概率才接近99%，而改进方案在8dB处同步概率已达99%，提升2dB。
（2）对于在大频偏环境下，文献[1]同步方案在频偏为5KHz，已不能正常工作，而改进方案在频偏为5KHz、10KHz时同步性能几乎没有下降，依然在信噪比8dB处同步性能达到99%以上，因此本文提出IEEE802.15.4g MR-OFDM同步方案相对于现有的同步方案，其在低频偏处同步性能提升2db,在大频偏环境下依然能正常工作。
本领域内的技术人员应明白，本申请的实施例可提供为方法、系统、或计算机程序产品。因此，本申请可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本申请可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质（包括但不限于磁盘存储器、CD-ROM、光学存储器等）上实施的计算机程序产品的形式。
本申请是参照根据本申请实施例的方法、设备（系统）、和计算机程序产品的流程图和/或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和/或方框图中的每一流程和/或方框、以及流程图和/或方框图中的流程和/或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其他可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和／或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。
这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和／或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。
这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。
在一个典型的配置中，计算设备包括一个或多个处理器（CPU）、输入/输出接口、网络接口和内存。
存储器可能包括计算机可读介质中的非永久性存储器，随机存取存储器（RAM）和/或非易失性内存等形式，如只读存储器（ROM）或闪存（flash RAM）。存储器是计算机可读介质的示例。
计算机可读介质包括永久性和非永久性、可移动和非可移动媒体可以由任何方法或技术来实现信息存储。信息可以是计算机可读指令、数据结构、程序的模块或其他数据。计算机的存储介质的例子包括，但不限于相变内存（PRAM）、静态随机存取存储器（SRAM）、动态随机存取存储器（DRAM）、其他类型的随机存取存储器（RAM）、只读存储器（ROM）、电可擦除可编程只读存储器（EEPROM）、快闪记忆体或其他内存技术、只读光盘只读存储器（CD-ROM）、数字多功能光盘（DVD）或其他光学存储、磁盒式磁带，磁带磁磁盘存储或其他磁性存储设备或任何其他非传输介质，可用于存储可以被计算设备访问的信息。按照本文中的界定，计算机可读介质不包括暂存电脑可读媒体（transitory media），如调制的数据信号和载波。
还需要说明的是，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、商品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、商品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括要素的过程、方法、商品或者设备中还存在另外的相同要素。
以上仅为本申请的实施例而已，并不用于限制本申请。对于本领域技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的权利要求范围之内。

Claims (15)

1.一种IEEE802.15.4g MR-OFDM在大频偏环境下的帧同步方法，其特征在于，所述帧同步方法包括：
获取IEEE802.15.4g MR-OFDM信号；
根据所述IEEE802.15.4g MR-OFDM信号的频偏范围和前导序列中的子载波间隔，将所述前导序列中每一个单音信号的可能偏移位置映射至一个功率窗；所述功率窗中包括多个子载波位置；
对所述前导序列中所有单音信号对应的功率窗的功率值进行叠加；
根据叠加后的功率值确定出子载波位置；
对确定出的子载波位置在所述子载波间隔的范围内进行同步位置校正，得到帧同步位置。
2.根据权利要求1所述的帧同步方法，其特征在于，获取IEEE802.15.4g MR-OFDM信号，包括：
获取所述IEEE802.15.4g MR-OFDM信号以及对所述IEEE802.15.4g MR-OFDM信号进行频偏预补偿后的信号。
3.根据权利要求2所述的帧同步方法，其特征在于，对所述IEEE802.15.4g MR-OFDM信号进行频偏预补偿，包括：
对所述IEEE802.15.4g MR-OFDM信号分别采用S个频率进行频偏预补偿，对应得到S路频偏预补偿后的信号；S≥1。
4.根据权利要求1或2所述的帧同步方法，其特征在于，所述功率窗中包括的子载波位置通过以下方式确定：
子载波位置的范围=频偏范围/子载波间隔；
若计算出的子载波位置的范围的边界值不为整数，则向下取整；
根据所述子载波位置的范围确定所述功率窗中包括的子载波位置。
5.根据权利要求4所述的帧同步方法，其特征在于，对所述前导序列中所有单音信号对应的功率窗的功率值进行叠加，包括：
将一个功率窗所包括的信号的功率进行叠加，得到单功率窗功率；
将前导序列中每个单音信号对应的单功率窗功率进行叠加，得到叠加后的功率值；
根据功率窗的范围确定多个叠加后的功率值。
6.根据权利要求5所述的帧同步方法，其特征在于，将一个功率窗所包括的信号的功率进行叠加，得到单功率窗功率，包括：
根据确定的检测窗长和预设份数将功率窗所包括的信号进行截短；
将截短后的信号傅立叶变换后计算功率值；
将所述截短后的信号的功率值按所述确定的检测窗长和预设份数叠加后得到所述单功率窗功率。
7.根据权利要求5所述的帧同步方法，其特征在于，根据叠加后的功率值确定出子载波位置，包括：
从所述多个叠加后的功率值中选择功率最大值；
确定所述功率最大值大于预设的功率门限值，则以所述功率最大值所对应的子载波位置为确定出的子载波位置。
8.根据权利要求7所述的帧同步方法，其特征在于，对确定出的子载波位置在所述子载波间隔的范围内进行同步位置校正，得到帧同步位置，包括：
对确定出的子载波位置在所述子载波间隔的范围内进行粗同步位置校正；
在所述粗同步位置校正的基础上进行精同步位置校正，得到所述帧同步位置。
9.根据权利要求8所述的帧同步方法，其特征在于，对确定出的子载波位置在所述子载波间隔的范围内进行粗同步位置校正，包括：
确定粗同步位置校正的校正步长；
计算所述子载波位置经所述校正步长校正后对所述功率最大值产生的功率变动值；
判断所述功率变动值是否为负值；
若为负值，以校正前的子载波位置作为粗同步位置校正后的位置；
若不为负值，则以校正后的子载波位置作为粗同步位置校正后的位置。
10.根据权利要求9所述的帧同步方法，其特征在于，在所述粗同步位置校正的基础上进行精同步位置校正，得到帧同步位置，包括：
确定截取开始位置和截取长度；
根据所述截取开始位置和截取长度从所述前导序列中截取接收序列；
以滑动步长将截取的接收序列与预设序列进行相关性运算，得到精同步校正值；
以所述精同步校正值校正所述粗同步位置校正后的位置，得到所述帧同步位置。
11.根据权利要求10所述的帧同步方法，其特征在于，所述预设序列为本地预存长度为LTF的序列；以滑动步长将截取的接收序列与预设序列进行相关性运算，得到精同步校正值，包括：
以时域逐点滑动方式改变所述截取的接收序列与预设序列的相对位置；
计算所述相对位置对应的滑动相关结果；
确定所述滑动相关结果大于设定阈值，以所述滑动相关结果的最大值对应的相对位置作为所述精同步校正值。
12.一种IEEE802.15.4g MR-OFDM在大频偏环境下的帧同步装置，其特征在于，所述帧同步装置包括：
信号获取模块，用于获取IEEE802.15.4g MR-OFDM信号；
功率窗确定模块，用于根据所述IEEE802.15.4g MR-OFDM信号的频偏范围和前导序列中的子载波间隔，将所述前导序列中每一个单音信号的可能偏移位置映射至一个功率窗；所述功率窗中包括多个子载波位置；
功率叠加模块，用于计算所述前导序列中所有单音信号对应的功率窗进行叠加后的功率值；
位置捕获模块，用于根据所述功率值确定出子载波位置；以及
位置校正模块，对确定出的子载波位置在所述子载波间隔的范围内进行同步位置校正，得到帧同步位置。
13.一种电子设备，其特征在于，所述电子设备包括：
至少一个处理器；
存储器，与所述至少一个处理器连接；
其中，所述存储器存储有能被所述至少一个处理器执行的指令，所述至少一个处理器通过执行所述存储器存储的指令实现权利要求1至11中任意一项权利要求所述的IEEE802.15.4g MR-OFDM在大频偏环境下的帧同步方法。
14.根据权利要求13所述的电子设备，其特征在于，所述电子设备为通信处理芯片。
15.一种计算机可读存储介质，所述存储介质中存储有指令，其特征在于，当其在计算机上运行时，使得计算机执行实现权利要求1至11中任意一项权利要求所述的IEEE802.15.4g MR-OFDM在大频偏环境下的帧同步方法。
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