CN105071875A - 一种场强测量系统及其测量方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种场强测量系统及其测量方法，系统包括：第一USRP完成基带信号的数字上变频处理，将中频信号转换为模拟信号，传输至射频前端，获取处理后模拟信号；第二USRP的子板将处理后模拟信号搬移到中频，转变为数字信号传入FPGA中，进行数字下变频和多级抽取滤波；第二PC机将处理后数字信号分割为块，将每部分的数据进行相应的FFT变换，在频域内滤除带外噪声，将有用的带内信号进行能量累积，求取场强的大小。方法包括：对计算出的场强采用滑动平滑进行滤波处理；将幅度与环路增益相乘后，与参考电平相减，根据差值调节环路增益的大小；输出输入复信号与环路增益的乘积。本发明有测量精度高、操作方便、复制性高的优点。

Description

一种场强测量系统及其测量方法

技术领域

本发明涉及场强测量系统领域，尤其涉及一种基于GNURadio和USRP的场强测量系统及其测量方法。

背景技术

在通信信号传输的过程中，无线信道特性的测量是非常具有意义的。对比国际主流及国内的信道测量仪与建模现状，目前商用的无线信道测量仪不但价格高昂，而且其所提供的高速测量能力有限，与软件无线电平台相比，无论在数据存储速度、信道的采样速度还是在数据存储容量方面都没有优势。通过与国际上主流的无线信道测量仪进行对比，本测量仪器在价格成本以及连续数据存储方面优势明显。

发明内容

本发明提供了一种基于GNURadio和USRP的场强测量系统，本发明可以对室内无线信号场强进行测量，测量室内无线信号的场强分布和信道特性，详见下文描述：

一种场强测量系统，所述场强测量系统基于GNURadio和USRP，所述场强测量系统包括：发送装置和接收装置，

所述发送装置包括：第一PC机、第一USRP；

所述第一PC机为基带信号的产生器，将基带信号传输至所述第一USRP；

所述第一USRP完成基带信号的数字上变频处理，将中频信号转换为模拟信号，传输至射频前端，在所述射频前端经过处理后，获取处理后模拟信号；

所述接收装置包括：第二PC机、第二USRP，

所述第二USRP的子板将处理后模拟信号搬移到中频，转变为数字信号传入所述第二USRP的FPGA中，在所述FPGA中进行数字下变频和多级抽取滤波；

所述第二PC机将处理后数字信号分割为块，将每部分的数据进行相应的FFT变换，在频域内滤除带外噪声，将有用的带内信号进行能量的累积，求取场强的大小。

其中，所述发送装置还包括：

第一USB，用于将所述第一PC机产生的基带信号传输至所述第一USRP中。

其中，所述接收装置还包括：第二USB，

所述第二USRP的FPGA，用于将数据速率降至所述第二USB的处理范围之内；

所述第二USB将处理后数字信号传输到所述第二PC机。

一种场强测量系统的测量方法，所述场强测量方法包括以下步骤：

对FFT变换后数据进行场强计算；

对计算出的场强采用滑动平滑进行滤波处理，从阴影衰落中分离出快衰落和慢衰落；

将幅度与环路增益相乘后，与参考电平相减，根据得到的差值调节环路增益的大小；

输出输入复信号与环路增益的乘积。

其中，所述对FFT变换后数据进行场强计算具体为：

从功率频谱中选取功率最大频点，若功率最大频点在发送频率范围内，则记录功率最大频点对应的功率值；

寻找小于功率值3dB的所有频点，所有频点的范围即为所发送的频率带宽；

将所有频点对应的功率累加，求取此时的功率值，即为此时刻所有频点的功率值，经过校验值的处理即为场强的大小。

其中，所述将幅度与环路增益相乘后，与参考电平相减，根据得到的差值调节环路增益的大小的步骤具体为：

当差值Diff大于环路增益G时，G＝G-Diff*attack_rate；

当差值Diff小于环路增益G时，G＝G+Diff*attack_rate；

其中，attack_rate为补偿率，可以自己设定初始值，一般设置为1。

本发明提供的技术方案的有益效果是：本发明可以比较精确地测量无线信号的场强大小，它具有测量精度高、操作方便、可复制性高、成本低廉的优点，其次创新性地在接收端应用自动增益控制提升了可以测量的距离范围和提高了测量精度。对于研究室内场强分布和信道特性具有重要意义。

附图说明

图1为一种基于GNURadio和USRP的场强测量系统的结构原理图；

图2为无线信号发送装置结构框图；

图3为无线信号接收装置结构框图；

图4为接收信号的处理流程图；

图5为自动增益控制流程图；

图6为室内信号强度和运动距离的关系图。

附图中，各部件的列表如下：

1：发送装置；2：接收装置；

11：第一PC机；12：第一USRP；

13：第一USB；14：第一天线；

21：第二PC机；22：第二USRP；

23：第二USB；24：第二天线。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面对本发明实施方式作进一步地详细描述。

开源软件无线电(GNURadio)是EricBlossom(埃里克布洛瑟姆)发起组建的一个免费开源的软件包。该软件包可以组建部署自己的无线电平台，提供信号运行和处理的软件模块，最小程度的结合硬件，用编写的软件来替代高性能的无线电设备中的硬件设施。GNURadio是基于Python脚本语言和C++的混合编程，其中Python语言主要做上层的模块连接，信号处理模块采用C++浮点扩展库来实现的，C++具有较高的执行效率被用来编写各种信号处理模块，比如：滤波器，调制/解调，信道的编码和译码等。

USRP(UniversalSoftwareRadioPeripheral，通用软件无线电外设)是一套通用软件无线电射频前端，是GNURadio运行的重要硬件平台。USRP实际上就是一块集成的电路板，主要由USRP母板和子板组成，每个母板上最多可以容纳4个子板。USRP母板主要由AD9862芯片、FPGA以及一些输入输出通道(I/Ochannel)组成。子板提供射频(RF)前端，如果进行实采样时，每个子板可以使用两个独立的RF和天线，如果进行复采样时，则只能够使用一个RF和天线，也就是只能够进行一路的电波发送或接收。每个子板上都有一个I2C总线的EEPROM来存储子板的一些标示信息和一些校准信息，当子板连接到母板上之后，这些就会被系统所辨识。

一种基于GNURadio和USRP的场强测量系统，参见图1、图2、图3，包括：发送装置1和接收装置2。

其中，发送装置1包括：第一PC机11、第一USRP12、第一USB13和第一天线14，第一PC机11为基带信号的产生器，将所产生的基带信号通过第一USB13传输到第一USRP12中。在第一USRP12中完成基带信号的数字上变频(即CIC(cascadeimtegratorcomb，积分梳状滤波器)内插滤波、数字的混频)处理，将基带信号的中心频率搬移到中频；通过数模转换器(DA)将中频信号转换为模拟信号，传输送至射频前端，在射频前端经过模拟的混频、滤波和功率放大获取处理后模拟信号，并经第一天线14发送出去。

其中，接收装置2包括：第二PC机21、第二USRP22、第二USB23和第二天线24，第二USRP22的子板会将处理后模拟信号搬移到中频，通过模数转换器(AD)转换变为数字信号传入第二USRP22的FPGA中，在FPGA中进行数字下变频和多级抽取滤波，将数据速率降至第二USB23的处理范围之内，第二USB23将处理后数字信号传输到第二PC机21。

进入第二PC机21之后会将处理后数字信号分割为块，将每部分的数据进行相应的FFT变换，将处理后数字信号信号变换到频域范围之内，在频域内将滤除带外噪声，将有用的带内信号进行能量的累积求取场强的大小。

同时为了能够方便后续对数据的处理和分析，会将所求的场强大小按照时间的顺序存入数据库之中。为了能够降低噪声对信号的影响，本系统加入了AGC(AutomaticGainControl，自动增益控制)。在测量信号强度低于设定值的时候接收端会自动增加天线的增益，使得信号的强度能够很好的从噪声中分离，对信号进行补偿，进而扩大测量信号强度的范围。

由于软件无线电的灵活性，在发送装置1采用两种信号源，一种为单一频率的正弦波的窄带信号，另一种为高斯滤波最小频移键控调制的宽带信号。

其中，第一PC机11为基带信号的产生器，将基带信号经过高斯滤波器之后，再进行MSK(MinimumShiftKeying，最小频移键控)，从而形成GSMK(GaussianFilteredMinimumShiftKeying，高斯滤波最小频移键控)。由于它具有良好的频谱和功特性，因此在功率测量中选择它作为发射源的调制方式。其调制方式的原理分为以下两个步骤：

高斯滤波原始数据α_i经过高斯滤波器之后的响应可由式(1)来表示：

g(t)＝h(t)*α_i(1)

其中，g(t)为高斯滤波响应，*为卷积，h(t)为高斯滤波器的冲击响应，具体表达公式(2)：

$h\left(t\right)=\frac{\exp \left(\frac{-t^2}{2{\mathrm{\δ}}^2{T}^2}\right)}{\sqrt{2\mathrm{\π}}\mathrm{\δ}T}---\left(2\right)$

其中，符号周期T为3.69μs，BT＝0.3。

GMSK调制信号的相位表示为公式(3)：

其中，为相位；α_i为第i个调制数据源，i为下标号；g(u)为原始信号经过高斯滤波后的信号；u为时间；τ＝-iT；g(τ-iT)＝g(u)。调频的指数为h＝1/2，意味着对应的调制数据源α_i，一个码元最大的相移为π/2。

公式(4)为GMSK调制符号的表达式。

其中，x(t)为经GMSK调制后的信号；E_c为每个调制比特的能量，f₀为中心频率，而是随机的初始相位。

本发明实施例具体的实现方法为：让原始数据由0，1映射为+1、-1的形式，即进行星座点的映射，在经过高斯滤波器的处理，这些信号的处理都是在第一PC机11端完成，之后送入第一USRP12的FPGA进行内插，送入DA，最后传送给第一USRP12的子板进行发送，测试过程中的具体参数为：

表1发送参数

参数	参数值
		频率	2.6GHz
调制方式	GMSK
		数据速率	270.833kbit/s
内插系数	320
		抽取系数	160
发送功率	10mw

将所产生的基带信号通过第一USB13传输到第一USRP12中。在第一USRP12中完成数字上变频(CIC内插滤波、数字的混频)将基带信号的中心频率搬移到中频。最后中频先后通过DA转换为模拟信号，送至射频前端，在射频前端经过模拟的混频、滤波和功率放大经天线发送出去。

实施例2

一种基于GNURadio和USRP的场强测量方法，参见图4、图5和图6，为了能够滤除带外噪声准确测量场强的大小，在接收装置2中利用非相干检测的方法，来进行场强的计算。接收装置2的数据处理需要在频域范围内进行处理，其具体的处理过程如图4所示。

FFT计算的基本原理是通过计算有限长序列x(n)的傅里叶变换得到X_N(e^jω)，获取功率谱。原始的模拟信号经过ADC采样之后，变为了数字信号(即实施例1中的处理后数字信号)，通过得到的数字信号就可以做FFT变换。

其中，N个采样点，经过FFT之后，就可以得到N个点的FFT结果，为了计算的方便通常N取2的整数次方，本发明实施例中采用1024个点。若采样的频率为Fs则FFT变换之后的每个点所表示的频率为：Fn＝(n-1)*Fs/N。由此可知采用N个点的能分辨的频率为Fs/N，如果采样频率为1024Hz且采用1024个点进行FFT变换，那么所能分辨的最小频率为1Hz，如果要提高频率分辨力，就必须增加采样点数，即采样的时间。

由于x(n)是有限长的序列，所以X_N(e^jω)具有周期性，由此可以得出公式(5)：

$P_{xx}\left(\mathrm{\ω}\right)=\frac{1}{N}{X}_N\left(e^{j\mathrm{\ω}}\right)X_N^{*}\left(e^{j\mathrm{\ω}}\right)=\frac{1}{N}|X_N\left(e^{j\mathrm{\ω}}\right){|}^2---\left(5\right)$

其中，N为傅里叶变换序列长度即采样点个数；P_xx(ω)为有限长序列x(n)的功率谱；为X_N(e^jω)的复共轭变换。

本方法通过计算有限长序列的傅里叶变换得到新的功率谱。另外通过快速傅里叶变换(FFT)可以提高运算效率，所以通过本方法，可以快速的计算出当前环境下的场强信息。

在经过FFT变换之后得到信号的功率频谱分布，首先从功率频谱中选取功率最大的频点，看是否在自己所设定的发送频率范围(2.4G-2.6G)之内，如果符合，则记录该频点的功率值，然后再寻找满足小于最大功率值3DB的所有的频点，这些频点的范围即为所发送的频率的带宽，之后将满足这些要求的功率累加求取此时的功率，即为该时刻该频点的功率值，最后经过校验值的处理即为场强的大小。

例如：发送频率为2.6GHZ的GMSK调制信号，带宽为100HZ，接收端接收到信号经过FFT变换后得到信号的功率频谱分布，通过选取最大功率值来确定发送频率即2.6GHZ，然后再寻找满足小于最大功率值3DB的所有频点，这些频点的范围即为所发送的频率带宽，即100HZ，然后将带宽内的所有频点对应的功率值相加得到该频点即2.6GHZ的功率值。

滤波处理中采用滑动平滑技术，为了能够从阴影衰落中分离出快衰落和慢衰落，在一定距离上对接收电压V(X)的幅值和包络取平均，并将该平均值叫做区域平均值。通常在数据获取期间对1S内的电压或接收功率进行平均来实现这种取平均，以便减少必须存储的数据量。在1S内，按照1M/S的速度推进，行驶距离为1M，对应于2.6GHZ的大约8个波长。用这种方法可以获得个分离区域内的平均，之后将获取电压的整个记录通过使用一个窗口长度2W为1M的滑动平均方法从快衰落中分离出阴影衰落，即：

$\stackrel{\‾}{V}\left(x\right)=\frac{1}{2W}{\∫}_{-W}^{W}V(x+s)ds---\left(6\right)$

其中，V(x+s)为时间域S上的瞬时值；为接收到的场强值V(x)在窗口长度2W内的平均值。

在实际的测量过程之中，测量功率值的大小随着距离的增加而不断的减小，在超过一定的距离之后会被附近的噪声功率所淹没。为了能够提高测量的范围和精度，本发明实施例中采用AGC模式。即自动增益控制有一路输入数据流和一路输出数据流，它们的数据类型均为32位复合浮点型，具体控制流程图如图5所示。

AGC初始化环路增益G＝1，初始化参考电平Ref＝1。根据输入复信号In的同相和正交分量计算幅度：

$Amp=\sqrt{{x_I}^2+{x_Q}^2}---\left(7\right)$

式中，x_I和x_Q分别为输入复信号In的实部和虚部。将Amp与环路增益G相乘后和参考电平Ref相减，根据得到的差值Diff调节环路增益G的大小。

即，当差值Diff大于环路增益G时，G＝G-Diff*attack_rate；当差值Diff小于环路增益G时，G＝G+Diff*attack_rate；其中，attack_rate为补偿率，可以自己设定初始值，一般设置为1。

AGC的最终输出为输入复信号与环路增益的乘积(即Out＝In*G)。

测量地点为天津大学26教学楼D区355实验室。其中测量条件为固定发射源位置(14.6,1.8,2.2)，接收点按照步长0.02m沿直线从位置(2,1.8,1)移动到位置(12,1.8,1)。图6表示接收端从2米移动到12米的接收信号强度和信号强度均值。

本领域技术人员可以理解附图只是一个优选实施例的示意图，上述本发明实施例序号仅仅为了描述，不代表实施例的优劣。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种场强测量系统，其特征在于，所述场强测量系统基于GNURadio和USRP，所述场强测量系统包括：发送装置和接收装置，

所述发送装置包括：第一PC机、第一USRP；

所述第一PC机为基带信号的产生器，将基带信号传输至所述第一USRP；

所述第一USRP完成基带信号的数字上变频处理，将中频信号转换为模拟信号，传输至射频前端，在所述射频前端经过处理后，获取处理后模拟信号；

所述接收装置包括：第二PC机、第二USRP，

所述第二USRP的子板将处理后模拟信号搬移到中频，转变为数字信号传入所述第二USRP的FPGA中，在所述FPGA中进行数字下变频和多级抽取滤波；

所述第二PC机将处理后数字信号分割为块，将每部分的数据进行相应的FFT变换，在频域内滤除带外噪声，将有用的带内信号进行能量的累积，求取场强的大小。

2.根据权利要求1所述的一种场强测量系统，其特征在于，所述发送装置还包括：

第一USB，用于将所述第一PC机产生的基带信号传输至所述第一USRP中。

3.根据权利要求1所述的一种场强测量系统，其特征在于，所述接收装置还包括：第二USB，

所述第二USRP的FPGA，用于将数据速率降至所述第二USB的处理范围之内；

所述第二USB将处理后数字信号传输到所述第二PC机。

4.一种用于权利要求1-3中任一权利要求所述的场强测量系统的测量方法，其特征在于，所述场强测量方法包括以下步骤：

对FFT变换后数据进行场强计算；

对计算出的场强采用滑动平滑进行滤波处理，从阴影衰落中分离出快衰落和慢衰落；

将幅度与环路增益相乘后，与参考电平相减，根据得到的差值调节环路增益的大小；

输出输入复信号与环路增益的乘积。

5.根据权利要求4所述的场强测量方法，其特征在于，所述对FFT变换后数据进行场强计算具体为：

从功率频谱中选取功率最大频点，若功率最大频点在发送频率范围内，则记录功率最大频点对应的功率值；

寻找小于最大功率值3dB的所有频点，所有频点的范围即为所发送的频率带宽；

将所有频点对应的功率累加，求取此时的功率值，即为此时刻所有频点的功率值，经过校验值的处理即为场强的大小。

6.根据权利要求4所述的场强测量方法，其特征在于，所述将幅度与环路增益相乘后，与参考电平相减，根据得到的差值调节环路增益的大小的步骤具体为：

当差值Diff大于环路增益G时，G＝G-Diff*attack_rate；

当差值Diff小于环路增益G时，G＝G+Diff*attack_rate；

其中，attack_rate为补偿率，可以自己设定初始值，一般设置为1。