CN104980014A - Boost无直流偏磁无电解电容的APFC方法 - Google Patents

Boost无直流偏磁无电解电容的APFC方法 Download PDF

Info

Publication number
CN104980014A
CN104980014A CN201510407521.3A CN201510407521A CN104980014A CN 104980014 A CN104980014 A CN 104980014A CN 201510407521 A CN201510407521 A CN 201510407521A CN 104980014 A CN104980014 A CN 104980014A
Authority
CN
China
Prior art keywords
winding
switch
electric capacity
apfc
alternating current
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN201510407521.3A
Other languages
English (en)
Inventor
石常青
常小霞
野娜
王希天
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
NANNING CHANGMENG ELECTRONIC TECHNOLOGY CO LTD
Original Assignee
NANNING CHANGMENG ELECTRONIC TECHNOLOGY CO LTD
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by NANNING CHANGMENG ELECTRONIC TECHNOLOGY CO LTD filed Critical NANNING CHANGMENG ELECTRONIC TECHNOLOGY CO LTD
Priority to CN201510407521.3A priority Critical patent/CN104980014A/zh
Publication of CN104980014A publication Critical patent/CN104980014A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02P—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN THE PRODUCTION OR PROCESSING OF GOODS
    • Y02P80/00—Climate change mitigation technologies for sector-wide applications
    • Y02P80/10—Efficient use of energy, e.g. using compressed air or pressurized fluid as energy carrier

Landscapes

  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明公开了Boost无直流偏磁无电解电容的APFC方法，在Boost电路中接入磁集成的两组高频自激推挽振荡电路，使APFC过程包括受控于单片机MCU的两个低频的开关管分别调控两组高频自激推挽振荡电路的高频电感的APFC过程。本发明方法不使用电解电容而提高可靠性，实现逐个脉冲精确占空比控制，实现真正的“谷底开关QR”，降低发热，实现输出电流低纹波，实现高的功率因数及电功效率，成本低，且无直流偏磁问题和无电解电容污染问题。

Description

Boost无直流偏磁无电解电容的APFC方法
技术领域
本发明属于开关电源技术领域，具体涉及Boost无直流偏磁无电解电容的APFC方法。
背景技术
传统Boost拓扑，是DC/DC变换基本方法之一，尤其适用于低电压直流电升压为高电压直流电输出。Boost作为APFC最常见拓扑，其贮能电感存在直流偏磁，会加速磁芯老化；该APFC贮能电感发热较严重，制约了APFC模块整体往轻、薄、短、小方向优化。而其采用常见的桥式整流和高压电解电容，由于电解电容体积较大、寿命较短，降低了开关电源的可靠性，也不利于实现大功率开关电源模块的轻、薄、短、小。
发明内容
本发明需要解决的技术问题是提供一种不使用电解电容而提高可靠性，实现逐个脉冲精确占空比控制，实现真正的“谷底开关QR”，降低发热，实现输出电流低纹波，实现高的功率因数及电功效率，成本低的Boost无直流偏磁无电解电容的APFC方法。
本发明采用如下技术方案解决上述技术问题：
Boost无直流偏磁无电解电容的APFC方法，在Boost电路中接入磁集成的两组高频自激推挽振荡电路，使APFC过程包括受控于单片机MCU的两个低频的开关管分别调控两组高频自激推挽振荡电路的高频电感的APFC过程。
所述在Boost电路中接入磁集成的两组高频自激推挽振荡电路，具体方法为：
采用“日”字型磁芯的磁集成变压器TR，两组高频自激推挽振荡电路的高频电感，一组为绕组N11和绕组N12，另一组为绕组N13和绕组N14，分别绕在磁集成变压器TR的两个边柱上，绕组N11和绕组N12有第一中心抽头，绕组N13和绕组N14有第二中心抽头；
在交流输入电源～Uin的两端分别连接差模电感L1的异名端和差模电感L2的同名端，差模电感L1的同名端连接第二中心抽头，差模电感L2的异名端连接第一中心抽头；绕组N11的同名端连接整流二极管D01正极，绕组N12的异名端连接整流二极管D02正极，绕组N13的异名端连接整流二极管D03正极，绕组N14的同名端连接整流二极管D04正极，上述四个整流二极管的负极均连接电容C01一端，电容C01另一端接地；
绕组N11和绕组N12分别对应连接推挽开关S1和推挽开关S2构成第一组高频自激推挽振荡电路，绕组N13和绕组N14分别对应连接推挽开关S3和推挽开关S4构成第二组高频自激推挽振荡电路；
两组高频自激推挽振荡电路均采用D类自激推挽振荡电路结构：该结构的两个推挽开关，每个推挽开关的栅极经过一个RC并联支路后连接到另一个推挽开关的漏极；矩形磁化曲线的感应磁环有两个初级绕组和两个次级绕组；两个初级绕组有第一公共连接点，两个次级绕组有第二公共连接点；两个次级绕组分别经过两个反向串联支路后与两个初级绕组形成闭环回路，其中每个反向串联支路为限流电阻和稳压二极管反向串联；
两个初级绕组分别连接两个推挽开关的源极；两个推挽开关的栅极分别连接两个反向串联支路中限流电阻和稳压二极管的公共连接点；
所述两个低频的开关管分别为开关管T1和开关管T2，推挽开关S1和推挽开关S2均受控于开关管T1，推挽开关S3和推挽开关S4均受控于开关管T2，开关管T1和开关管T2分别受控于单片机MCU的逐个脉冲占空比控制。
所述开关管T1和开关管T2分别受控于单片机MCU的逐个脉冲占空比控制，具体方法为：
输入交流电正半波，交流输入电源～Uin的L端为高电位，N端为低电位，只有第二高频自激推挽振荡电路工作，单片机MCU输出占空比控制信号ΔD2至开关管T2的栅极，驱动开关管T2，当开关管T2导通才允许推挽开关S3和推挽开关S4产生D类自激推挽振荡；
输入交流电负半波，交流输入电源～Uin的N端为高电位，L端为低电位，只有第一高频自激推挽振荡电路工作，单片机MCU输出占空比控制信号ΔD1至开关管T1的栅极，驱动开关管T1，当开关管T1导通才允许推挽开关S1和推挽开关S2产生D类自激推挽振荡。
还包括单片机MCU谷底开关QR控制，具体方法为：单片机MCU分别通过两个取样电阻取样开关管T1和开关管T2的电流负反馈信号，仅当电流负反馈信号过零之后，才允许MCU输出下一个脉冲。
所述单片机MCU的启动方法为：
在交流输入电源～Uin的交流电正半波，交流电从交流输入电源～Uin的L端流经贮能电感L1，流入绕组N13和绕组N14的中心抽头后分成两路，一路流经绕组N13到整流二极管D03向电容C01充电，另一路流经绕组N14到整流二极管D04向电容C01充电，电容C01一端接地，整流二极管D1正极接地，充电电流流经整流二极管D1回到交流输入电源～Uin的N端，实现正半波整流；
在交流输入电源～Uin的交流电负半波，交流电从交流输入电源～Uin的N端流经贮能电感L2，流入绕组N11和绕组N12的中心抽头后分成两路，一路流经绕组N11到整流二极管D01向电容C01充电，另一路流经绕组N12到整流二极管D02向电容C01充电，整流二极管D2正极接地，充电电流流经整流二极管D2回到交流输入电源～Uin的L端，实现负半波整流；
经上述全波整流充电后，电容C01输出直流电压U0；直流电压U0经启动电阻Rj向单片机MCU供电，单片机MCU启动工作。
所述单片机MCU启动后，采用自供电方式，该方式具体为：在磁集成变压器TR的中柱设置绕组NV，当单片机MCU启动后，绕组NV的感应电流经全波倍电压整流后向单片机MCU供电。
还包括恒功率输出控制方法：单片机MCU分别取样负载的电压负反馈信号和电流负反馈信号，用于调整占空比控制信号使输出恒功率。
还包括主动抑平输出电流纹波方法：在磁集成变压器TR的中柱设置独立绕组Ni接收输入电源的谐波及其它有害的谐波，独立绕组Ni和调谐电感Lf与电容Ci1、电容Ci2组成两组串联谐振电路，把上述谐波能量经二极管Di1和二极管Di2转化为直流电流源，贮存于电容Ci1和电容Ci2，主动抑平电容C01的输出电流纹波。
本发明的优点在于：
1、APFC过程包括Boost电路差模电感L1或差模电感L2受控于低频的开关管T1或开关管T2的低频率fL APFC过程，还包括磁集成的两组高频自激推挽振荡电路的高频电感的高频推挽频率fH APFC过程，两个频率于磁集成变压器TR的磁芯发生复合，复合频率的基波是(fH±fL)，并由于磁化曲线之非线性造成谐波。推挽振荡有抵消偶次谐波，强化奇次谐波作用。整流二极管D01、D02以及D03、D04的全波整流具有倍频作用有利于滤波。使得APFC的直流输出电流纹波，比较容易滤波平滑，所以电路中均用纯固态电容，而不必采用大电容量的电解电容，提高可靠性。
2、交流输入电源～Uin经差模电感L1和差模电感L2，对推挽振荡直接供电，是交流电源供电方式，电流源供电能克制推挽振荡两臂高频参不完全对称之差异而可能导致的直流偏磁问题。
3、本发明方法能实现逐个脉冲精确占空比控制，实现真正的“谷底开关QR”。
4、本发明方法把开关电源内部热源分散到两组高频自激推挽振荡电路的4个推挽开关，降低发热。
5、实现输出电流低纹波。
6、实现高的功率因数及电功效率。
7、成本低。
附图说明
图1是本发明实施例1的电路原理图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明具体实施方式做进一步详细描述，但不构成对本发明保护范围的限制。
如图1所示，Boost无直流偏磁无电解电容的APFC方法，采用如图1所示的电路结构实现。
当交流输入电源～Uin有电，由L端,经熔断保险丝F到安规电容Cx，安规电容Cx并联压敏电阻Rv，回到另一电源端N端，这是常规接法。
一、在Boost电路中接入磁集成的两组高频自激推挽振荡电路，具体方法为：
采用“日”字型磁芯的磁集成变压器TR，两组高频自激推挽振荡电路的高频电感，一组为绕组N11和绕组N12，另一组为绕组N13和绕组N14，分别绕在磁集成变压器TR的两个边柱上，绕组N11的异名端和绕组N12的同名端连接而成第一中心抽头，绕组N13同名端和绕组N14异名端连接而成第二中心抽头；
在交流输入电源～Uin的两端分别连接差模电感L1的异名端和差模电感L2的同名端，差模电感L1的同名端连接第二中心抽头，差模电感L2的异名端连接第一中心抽头；绕组N11的同名端连接整流二极管D01正极，绕组N12的异名端连接整流二极管D02正极，绕组N13的异名端连接整流二极管D03正极，绕组N14的同名端连接整流二极管D04正极，上述四个整流二极管的负极均连接电容C01一端，电容C01另一端接地。电容C01输出电压U0。
绕组N11、绕组N12、推挽开关S1和推挽开关S2构成第一组高频自激推挽振荡电路，绕组N11同名端连接推挽开关S1的漏极，绕组N12的异名端连接推挽开关S2的漏极。绕组N13、绕组N14、推挽开关S3和推挽开关S4构成第二组高频自激推挽振荡电路，绕组N13的异名端连接推挽开关S3的漏极，绕组N14的同名端连接推挽开关S4的漏极。
两组高频自激推挽振荡电路均采用D类自激推挽振荡电路结构，具体为：
推挽开关S1的栅极经过电容Cs1和电阻Rs1的并联支路后连接到推挽开关S2的漏极；同理，推挽开关S2的栅极经过电容Cs2和电阻Rs2的并联支路后连接到推挽开关S1的漏极；推挽开关S3的栅极经过电容Cs3和电阻Rs3的并联支路后连接到推挽开关S4的漏极；推挽开关S4的栅极经过电容Cs4和电阻Rs4的并联支路后连接到推挽开关S3的漏极；形成极容易起振的多谐自激振荡。电阻Rs1、Rs2、Rs3和Rs4均采用1MΩ电阻，电容Cs1、Cs2、Cs3和Cs4均采用10PF电容。
矩形磁化曲线的感应磁环B1有均为1匝的初级绕组Ns1和初级绕组Ns2，对应还有次级绕组Ng1和次级绕组Ng2；初级绕组Ns1的同名端和初级绕组Ns2的异名端连接于第一公共连接点后再连接开关管T1的漏极，次级绕组Ng1的同名端和次级绕组Ng2的异名端连接于第二公共连接点；次级绕组Ng1、限流电阻Rg1和稳压二极管Ds1的反向串联支路、初级绕组Ns1、初级绕组Ns2、限流电阻Rg2和稳压二极管Ds2的反向串联支路、次级绕组Ng2依次串联构成闭环回路。推挽开关S1的源极连接初级绕组Ns1的异名端,栅极连接限流电阻Rg1和稳压二极管Ds1的公共连接点；推挽开关S2的源极连接初级绕组Ns2的同名端,栅极连接限流电阻Rg2和稳压二极管Ds2的公共连接点。限流电阻Rg1和Rg2均为10Ω电阻，稳压二极管Ds1和Ds2工作电压为15伏。
第一组高频自激推挽振荡电路的推挽开关S1和S2起振之后，源极电流流经初级绕组NS1和NS2，次级绕组Ng1和Ng2感生电流，形成正回馈，感生电流在次级绕组Ng1和Ng2、限流电阻Rg2、稳压二极管Ds2、Rg1限流电阻和稳压二极管Ds1之间形成闭环电流，令感应磁环B1饱和导通之后，迅速转变为截止，接着又从截止转化为饱和导通，成为矩形磁化曲线磁环，工作点从磁化曲线的第I象限转变到第III象限，又从第III象限转变到第I象限……不断反复，工作在“矩形磁化曲线”的回环线上，充分发挥磁材料的四个象限工作。
同理，第二组高频自激推挽振荡电路以相同结构的D类自激推挽振荡电路形成自激推挽振荡。
二、单片机MCU的控制方法：
单片机MCU分别对开关管T1和开关管T2以占空比控制信号ΔD1和ΔD2逐个脉冲精确控制，具体方法为：
输入交流电正半波，交流输入电源～Uin的L端为高电位，N端为低电位，只有推挽开关S3和推挽开关S4具有工作的可能，推挽开关S1和推挽开关S2不具备工作的条件。单片机MCU输出脉冲至开关管T2的源极，输出占空比控制信号ΔD2至开关管T2的栅极，驱动开关管T2，开关管T2分别对推挽开关S3和推挽开关S4源极驱动产生D类自激推挽振荡；
输入交流电负半波，交流输入电源～Uin的N端为高电位，L端为低电位，只有推挽开关S1和推挽开关S2具有工作的可能，推挽开关S3和推挽开关S4不具备工作的条件。单片机MCU输出脉冲至开关管T1的源极，输出占空比控制信号ΔD1至开关管T1的栅极，驱动开关管T1，开关管T1分别对推挽开关S1和推挽开关S2源极驱动产生D类自激推挽振荡。
推挽振荡的必要条件是推挽振荡必须处在极性电源。对推挽开关S1和推挽开关S2而言，只能是电源端N端为正极性的10毫秒半波工作，而对推挽开关S3和推挽开关S4而言，只能是在电源端L端为正极性的10毫秒半波工作。
推挽振荡的充分条件是源极驱动开关管T1或开关管T2导通脉冲时段才接通推挽振荡电流回到公共端。
由此实现把开关电源内部热源分散到4个推挽开关，每两个推挽开关分别控制绕组N11、N12、N13和N14的自感和漏电感之总和的APFC过程。交流输入电源～Uin的频率为50赫兹或60赫兹，则开关管T1和T2工作频率均为电源频率一百倍以上，即5KHZ至6KHZ以上。而推挽开关S1和推挽开关S2以及推挽开关S3和推挽开关S4的推挽工作频率为电源频率一千倍左右，而且又仍然处于磁集成变压器TR磁芯最佳工作频率之内，磁芯损耗不大。
单片机MCU分别通过取样电阻rs1和取样电阻rs2取样开关管T1和开关管T2的电流负反馈信号，仅当电流过零之后，才输出下一个脉冲，实现真正“谷底开关QR”工作。
APFC电感贮能和续流为：
APFC电感，包含两部分磁能的续流能量，一部分来自差模电感L1或差模电感L2，另一部分来自高频电感即绕组N11和绕组N12以及绕组N13和绕组N14的自感与漏感之和。其中差模电感L1或差模电感L2贮能是开送管T1或T2导通时段，续流是T1或T2截止时段。高频电感的贮能及续流分别是推挽开关S1、推挽开关S2或推挽开关S3、推挽开关S4振荡导通和截止的时段。
单片机MCU启动过程如下：
在交流输入电源～Uin的交流电正半波，交流电从交流输入电源～Uin的L端流经贮能电感L1，流入绕组N13和绕组N14的中间抽头后分成两路，一路流经绕组N13到整流二极管D03向电容C01充电，另一路流经绕组N14到整流二极管D04向电容C01充电，电容C01一端接地，整流二极管D1正极接地，充电电流流经整流二极管D1回到交流输入电源～Uin的N端，实现正半波整流；
在交流输入电源～Uin的交流电负半波，交流电从交流输入电源～Uin的N端流经贮能电感L2，流入绕组N11和绕组N12的中间抽头后分成两路，一路流经绕组N11到整流二极管D01向电容C01充电，另一路流经绕组N12到整流二极管D02向电容C01充电，整流二极管D2正极接地，充电电流依次流经整流二极管D2、熔断保险丝F，回到交流输入电源～Uin的L端，实现负半波整流；
经上述全波整流充电后，电容C01输出直流电压U0；如交流输入电源～Uin为220伏，则直流电压U0为311伏。直流电压U0经启动电阻Rj，经过15伏稳压二极管Dz1并联106/25V型电容Cz1得到稳压+15V，又经1KΩ降压电阻R2降压，再经稳压二极管Dz2并联105/25V型电容Cz2向单片机MCU供电，单片机MCU启动工作。单片机MCU的型号规格，决定上述稳压管Dz2的选用。
单片机MCU启动后，磁集成变压器TR中柱上的绕组NV产生感应电流，感应电流经两只105/25V型的电容Cv1和电容Cv2,两只4148型的二极管Dv1和二极管Dv2组成的全波倍电压整流电路，取代启动电阻Rj的作用，向单片机MCU供电，实现自供电。
单片机MCU分别取样负载的电压负反馈信号和电流负反馈信号，用于调整占空比控制信号使输出恒功率。
三、独立绕组Ni的主动平滑纹波作用：
由于单片机MCU分别有负载的电压负回馈回路和电压负回馈回路，使APFC的输出端子，相当于巨大电流的稳压恒流(7字形)外特性，不妨看作是一个大电流稳压二极管的两端。
在磁集成变压器TR的中柱设置独立绕组Ni接收输入电源的谐波及其它有害的谐波，独立绕组Ni和调谐电感Lf与电容Ci1、电容Ci2组成两组串联谐振电路，把上述谐波能量经二极管Di1和二极管Di2转化为直流电流源，贮存于电容Ci1和电容Ci2，主动抑平电容C01的输出电流纹波。
独立绕组Ni的主动平滑纹波作用有利于本发明不用大电容量。实测波形证实本发明不用电解电容有低纹波优点。本发明具有高功率因数及高电功效率的优点，本发明低THD及低EMC有利于通过3C认证及其他认证。

Claims (8)

1.Boost无直流偏磁无电解电容的APFC方法，其特征在于，在Boost电路中接入磁集成的两组高频自激推挽振荡电路，使APFC过程包括受控于单片机MCU的两个低频的开关管分别调控两组高频自激推挽振荡电路的高频电感的APFC过程。
2.如权利要求1所述的Boost无直流偏磁无电解电容的APFC方法，其特征在于，所述在Boost电路中接入磁集成的两组高频自激推挽振荡电路，具体方法为：
采用“日”字型磁芯的磁集成变压器TR，两组高频自激推挽振荡电路的高频电感，一组为绕组N11和绕组N12，另一组为绕组N13和绕组N14，分别绕在磁集成变压器TR的两个边柱上，绕组N11和绕组N12有第一中心抽头，绕组N13和绕组N14有第二中心抽头；
在交流输入电源～Uin的两端分别连接差模电感L1的异名端和差模电感L2的同名端，差模电感L1的同名端连接第二中心抽头，差模电感L2的异名端连接第一中心抽头；绕组N11的同名端连接整流二极管D01正极，绕组N12的异名端连接整流二极管D02正极，绕组N13的异名端连接整流二极管D03正极，绕组N14的同名端连接整流二极管D04正极，上述四个整流二极管的负极均连接电容C01一端，电容C01另一端接地；
绕组N11和绕组N12分别对应连接推挽开关S1和推挽开关S2构成第一组高频自激推挽振荡电路，绕组N13和绕组N14分别对应连接推挽开关S3和推挽开关S4构成第二组高频自激推挽振荡电路；
两组高频自激推挽振荡电路均采用D类自激推挽振荡电路结构：该结构的两个推挽开关，每个推挽开关的栅极经过一个RC并联支路后连接到另一个推挽开关的漏极；矩形磁化曲线的感应磁环有两个初级绕组和两个次级绕组；两个初级绕组有第一公共连接点，两个次级绕组有第二公共连接点；两个次级绕组分别经过两个反向串联支路后与两个初级绕组形成闭环回路，其中每个反向串联支路为限流电阻和稳压二极管反向串联；
两个初级绕组分别连接两个推挽开关的源极；两个推挽开关的栅极分别连接两个反向串联支路中限流电阻和稳压二极管的公共连接点；
所述两个低频的开关管分别为开关管T1和开关管T2，推挽开关S1和推挽开关S2均受控于开关管T1，推挽开关S3和推挽开关S4均受控于开关管T2，开关管T1和开关管T2分别受控于单片机MCU的逐个脉冲占空比控制。
3.如权利要求2所述的Boost无直流偏磁无电解电容的APFC方法，其特征在于，所述开关管T1和开关管T2分别受控于单片机MCU的逐个脉冲占空比控制，具体方法为：
输入交流电正半波，交流输入电源～Uin的L端为高电位，N端为低电位，只有第二高频自激推挽振荡电路工作，单片机MCU输出占空比控制信号ΔD2至开关管T2的栅极，驱动开关管T2，当开关管T2导通才允许推挽开关S3和推挽开关S4产生D类自激推挽振荡；
输入交流电负半波，交流输入电源～Uin的N端为高电位，L端为低电位，只有第一高频自激推挽振荡电路工作，单片机MCU输出占空比控制信号ΔD1至开关管T1的栅极，驱动开关管T1，当开关管T1导通才允许推挽开关S1和推挽开关S2产生D类自激推挽振荡。
4.如权利要求3所述的Boost无直流偏磁无电解电容的APFC方法，其特征在于，还包括单片机MCU谷底开关QR控制，具体方法为：单片机MCU分别通过两个取样电阻取样开关管T1和开关管T2的电流负反馈信号，仅当电流负反馈信号过零之后，才允许MCU输出下一个脉冲。
5.如权利要求1所述的Boost无直流偏磁无电解电容的APFC方法，其特征在于，所述单片机MCU的启动方法为：
在交流输入电源～Uin的交流电正半波，交流电从交流输入电源～Uin的L端流经贮能电感L1，流入绕组N13和绕组N14的中心抽头后分成两路，一路流经绕组N13到整流二极管D03向电容C01充电，另一路流经绕组N14到整流二极管D04向电容C01充电，电容C01一端接地，整流二极管D1正极接地，充电电流流经整流二极管D1回到交流输入电源～Uin的N端，实现正半波整流；
在交流输入电源～Uin的交流电负半波，交流电从交流输入电源～Uin的N端流经贮能电感L2，流入绕组N11和绕组N12的中心抽头后分成两路，一路流经绕组N11到整流二极管D01向电容C01充电，另一路流经绕组N12到整流二极管D02向电容C01充电，整流二极管D2正极接地，充电电流流经整流二极管D2回到交流输入电源～Uin的L端，实现负半波整流；
经上述全波整流充电后，电容C01输出直流电压U0；直流电压U0经启动电阻Rj向单片机MCU供电，单片机MCU启动工作。
6.如权利要求1所述的Boost无直流偏磁无电解电容的APFC方法，其特征在于，所述单片机MCU启动后，采用自供电方式，该方式具体为：在磁集成变压器TR的中柱设置绕组NV，当单片机MCU启动后，绕组NV的感应电流经全波倍电压整流后向单片机MCU供电。
7.如权利要求1所述的Boost无直流偏磁无电解电容的APFC方法，其特征在于，还包括恒功率输出控制方法：单片机MCU分别取样负载的电压负反馈信号和电流负反馈信号，用于调整占空比控制信号使输出恒功率。
8.如权利要求1所述的Boost无直流偏磁无电解电容的APFC方法，其特征在于，还包括主动抑平输出电流纹波方法：在磁集成变压器TR的中柱设置独立绕组Ni接收输入电源的谐波及其它有害的谐波，独立绕组Ni和调谐电感Lf与电容Ci1、电容Ci2组成两组串联谐振电路，把上述谐波能量经二极管Di1和二极管Di2转化为直流电流源，贮存于电容Ci1和电容Ci2，主动抑平电容C01的输出电流纹波。
CN201510407521.3A 2015-07-13 2015-07-13 Boost无直流偏磁无电解电容的APFC方法 Pending CN104980014A (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201510407521.3A CN104980014A (zh) 2015-07-13 2015-07-13 Boost无直流偏磁无电解电容的APFC方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201510407521.3A CN104980014A (zh) 2015-07-13 2015-07-13 Boost无直流偏磁无电解电容的APFC方法

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN104980014A true CN104980014A (zh) 2015-10-14

Family

ID=54276212

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201510407521.3A Pending CN104980014A (zh) 2015-07-13 2015-07-13 Boost无直流偏磁无电解电容的APFC方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN104980014A (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106774795A (zh) * 2016-11-30 2017-05-31 上海摩软通讯技术有限公司 移动终端及其电源管理系统

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104284480A (zh) * 2014-08-26 2015-01-14 上海占空比电子科技有限公司 无桥无电解电容低纹波隔离式led灯恒流电源
CN104284481A (zh) * 2014-08-26 2015-01-14 上海占空比电子科技有限公司 无桥无电解电容低纹波大功率led灯恒流电源
CN104993689A (zh) * 2015-07-11 2015-10-21 深圳创智慧能电子科技有限公司 Boost无直流偏磁无电解电容的APFC电路

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104284480A (zh) * 2014-08-26 2015-01-14 上海占空比电子科技有限公司 无桥无电解电容低纹波隔离式led灯恒流电源
CN104284481A (zh) * 2014-08-26 2015-01-14 上海占空比电子科技有限公司 无桥无电解电容低纹波大功率led灯恒流电源
CN104993689A (zh) * 2015-07-11 2015-10-21 深圳创智慧能电子科技有限公司 Boost无直流偏磁无电解电容的APFC电路

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106774795A (zh) * 2016-11-30 2017-05-31 上海摩软通讯技术有限公司 移动终端及其电源管理系统

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Prasanna et al. Novel zero-current-switching current-fed half-bridge isolated DC/DC converter for fuel-cell-based applications
US8837174B2 (en) Switching power-supply apparatus including switching elements having a low threshold voltage
CN110224612A (zh) 不对称半桥变换器及控制方法
CN101043183B (zh) 一种功率变换器
CN103595260A (zh) 一种推挽串联谐振软开关变换器
O'Sullivan et al. A family of single-stage resonant AC/DC converters with PFC
CN109889050A (zh) 基频-倍频双工作模态clcl谐振式dc/dc变换器
CN108683337A (zh) 带有多个半桥llc谐振变换器的变换系统及均流方法
CN103414340A (zh) 零电流软开关变换器
CN201199674Y (zh) 谐振变换器高压电源装置
CN110299849A (zh) 一种移相控制的交错并联双管正激变换器
CN204794676U (zh) Boost无直流偏磁无电解电容的APFC电路
CN213243835U (zh) 一种半桥双向隔离式ac-dc变换器
Kathiresan et al. Novel high-power nonresonant multichannel LED driver
JP6297565B2 (ja) 不平衡な二相ｄｃグリッドのための整流器回路及び方法
Saranya et al. Analysis of bidirectional flyback converter
CN104980014A (zh) Boost无直流偏磁无电解电容的APFC方法
CN103956903A (zh) Lc并联谐振降压直/直变换器及其控制方法
CN204858973U (zh) 一种llc谐振变换器的隔离反馈供电电路
CN104993689B (zh) Boost无直流偏磁无电解电容的APFC电路
CN110289755A (zh) 高功率因数DCM Buck-Flyback PFC变换器
CN105245107B (zh) 一种电流型交流功率变换器
CN204810140U (zh) 功率因数校正电路及逆变电源电路、逆变焊机
CN204068742U (zh) 小功率电源适配器驱动电路
CN203788135U (zh) 一种三相三电平vienna整流器的辅助电源

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication
WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication

Application publication date: 20151014