CN104935180A - 一种使用矩阵变换器的共模电压抑制调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开的一种抑制矩阵变换器共模电压的调制方法，包含以下顺序的步骤：对矩阵变换器的全部开关状态矩阵的空间矢量形式应用奇异值分解，并以此为基础把矩阵变换器的全部开关状态划分为三类，然后利用矩阵变换器不同类别的开关状态间的等效关系，在矩阵变换器的调制矩阵计算及开关次序中优先选择对应共模电压值小的开关状态，并通过优化开关次序减少输出共模电压的变化率。本发明的调制方法，解决了如何减少矩阵变换器的输出共模电压的幅值和变化率的问题，达到了降低共模电压的幅值和有效值，同时保证矩阵变换器的输入输出波形谐波含量少的效果。

Description

一种使用矩阵变换器的共模电压抑制调制方法

技术领域

本发明涉及电力电子换流器的共模电压抑制领域，特别涉及一种使用矩阵变换器的共模电压抑制调制方法。

背景技术

三相矩阵变换器是通过可控的功率半导体双向开关阵列直接把三相输入连接到三相负载，可以变压变频输出的强制换流的变换器。它由九个双向开关按3×3排列，三相输入中的任意一相可与三相输出的任意一线相连，如图1所示。

当矩阵变换器的各双向开关在数学上被理想为开关函数后，输入输出端的电压及电流关系可表示为：

$V_o=\left[\begin{array}{c}{v}_A\\ v_B\\ v_C\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}{S}_{\mathrm{Aa}}& S_{\mathrm{Ab}}& S_{\mathrm{Ac}}\\ S_{\mathrm{Ba}}& S_{\mathrm{Bb}}& S_{\mathrm{Bc}}\\ S_{\mathrm{Ca}}& S_{\mathrm{Cb}}& S_{\mathrm{Cc}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v}_a\\ v_b\\ v_c\end{array}\right]={\mathrm{SV}}_i,$

$I_i=\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ i_c\end{array}\right]={\left[\begin{array}{ccc}{S}_{\mathrm{Aa}}& S_{\mathrm{Ab}}& S_{\mathrm{Ac}}\\ S_{\mathrm{Ba}}& S_{\mathrm{Bb}}& S_{\mathrm{Bc}}\\ S_{\mathrm{Ca}}& S_{\mathrm{Cb}}& S_{\mathrm{Cc}}\end{array}\right]}^T\left[\begin{array}{c}{i}_A\\ i_B\\ i_C\end{array}\right]=S^T{I}_o,$

S_Ka+S_Kb+S_Kc＝1，K＝{A,B,C}，

其中V和v表示电压，I和i表示电流，大写的下标表示输出端，小写的下标表示输入端，S表示开关函数，当对应的开关处于导通状态时其值为1，处于阻断状态时其值为0。

电力电子换流设备在脉宽调制作用下，会在负载中性点与参考地之间产生共模电压。三相-三相的矩阵变换器的调制方法本质上也是一种脉宽调制(PWM)，因此其输出也会产生一序列阶梯状高频共模电压波形。共模电压的幅值及其变化率dv/dt过大时，将会击穿电机轴承的油膜隔离，导致电机绕组损坏和轴承故障。

为减少矩阵变换器的高频共模电压，学者推出了许多方法。一种直观的方案是，在带载为开端绕组电机的双结构换流器中只采用定向开关状态所对应的旋转矢量。这些定向开关状态对应的输出共模电压为零，因此可以将大幅度减少共模电压。但因为这一方案采用了两套换流器，这需要更多的半导体，因此会大幅增加矩阵变换器的成本和控制复杂度。

另一种减缓共模电压的不利影响的方案是通过软件编程的方式来修改调制策略，尽量采用共模电压幅值低的开关状态。常用的优化方法有三种。1)从三个零矢量中选择对应三相输入电压中瞬时值位于中间的一相，以减少零矢量对应的共模电压的幅值。但在该方法中，零矢量被放置的位置要根据输入电压在扇区中所处的位置而决定。2)使用方向相反的有效矢量来代替零矢量。这种方法使用了比传统空间矢量方法更多的有效矢量，因此在一个开关周期内的开关次数增加，这增加了半导体器件的开关损耗。3)使用三个最邻近参考矢量的有效矢量来减少零矢量。与第二种方法相比，这个方法不仅在一个开关周期内使用了较多的开关状态，它还有另外一个限制，即只能应用在电压传输比高于0.667的场合。

在上述方法中，输出共模电压为零的定向开关状态均被忽略而没有使用。到目前为止，定向开关状态仍未被充分研究。有学者使用相位互差120度的三个定向开关状态来减少共模电压。但该方法不能满足矩阵变换器每次仅换流一个输出相的安全工作要求。这会造成半导体开关器件承受大电压应力，开关损耗大，输出波形的总谐波系数大。其他学者尝试用预测控制方法将控制算法与调制算法整合在一块，建立包括共模电压在内的成本函数，通过优化的方法在全部27种开关状态中选择使得成本函数最低的开关状态。但这一方法也难以满足矩阵变换器每次仅换流一个输出相的安全工作要求，并且该方法的计算量比较大，难以使用主流的数字处理器完成计算。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的缺点与不足，提供一种使用矩阵变换器的共模电压抑制调制方法。

本发明的目的通过以下的技术方案实现：

一种使用矩阵变换器的共模电压抑制调制方法，包含以下顺序的步骤：

对矩阵变换器的全部开关状态矩阵的空间矢量形式应用奇异值分解，并以此为基础把矩阵变换器的全部开关状态划分为三类，然后利用矩阵变换器不同类别的开关状态间的等效关系，在矩阵变换器的调制矩阵计算及开关次序中优先选择对应共模电压值小的开关状态，并通过优化开关次序减少输出共模电压的变化率。

所述的矩阵变换器不同类别的开关状态间的等效关系，具体为：

S_abc＝S_abb+S_bbc＝S_acc+S_cbc S_acb＝S_abb+S_bcb＝S_acc+S_ccb

S_cab＝S_caa+S_aab＝S_cbb+S_bab，S_bac＝S_bcc+S_cac＝S_baa+S_aac，

S_bca＝S_bcc+S_cca＝S_baa+S_aca S_cba＝S_caa+S_aba＝S_cbb+S_bba

其中，各开关状态描述开关矩阵中开关的通断，以三个输出相对应的输入相为下标表示，共有27中开关状态，S_abc表示三个输出相ABC分别连接到输入相abc，其它依此类推；等号表示等式两端的开关状态在合成输出电压及输入电流的效果上等价。

一种使用矩阵变换器的共模电压抑制调制方法，具体包含以下顺序的步骤：

步骤一、根据输出参考电压空间矢量及参考输入电流空间矢量所在的扇区，选择与之相邻的四个旋转矢量和零矢量，并计算它们对应的开关状态矩阵的占空比；

步骤二、根据输入电压与输出电压矢量所在的扇区，选择能将输入电压矢量旋转变换到输出电压矢量所在扇区的定向开关状态；

步骤三、根据矩阵变换器不同类别的开关状态间的等效关系，凑成根据步骤二所选定的定向开关状态为目标，分解步骤一中所得的四个旋转开关状态矩阵中的一个；将原先不在步骤一所得的四个旋转开关状态矩阵，而是通过分解得到的开关状态矩阵定义为互补矩阵；

步骤四、选定与步骤三中被分解的开关状态同行或同列，并且与互补矩阵不同行且不同列的开关状态；

步骤五、判定步骤三和步骤四中被分解的两个开关状态的占空比之和与零开关状态的占空比的关系；若被分解的两个开关状态的占空比之和小于或等于零开关状态的占空比，不使用定向开关状态，全部分解步骤三和步骤四所选定的两个开关状态，选择对应三相输入电压值的绝对值最小的一相所对应的零开关状态参与调制与换流；若被分解的两个开关状态的占空比之和大于零开关状态的占空比，零开关状态不再参与调制，将经过步骤三和步骤四后所得到的开关状态按矩阵变换器不同类别的开关状态间的等效关系替换成定向开关状态；余下的旋转开关状态与定向开关状态参与换流；

步骤六、将步骤五确定的零开关状态或定向开关状态置于开关序列的中间，按照每次仅换流一个输出相的原则安排开关次序。

所述的步骤四，通过表格选定与步骤三中被分解的开关状态同行或同列，并且与互补矩阵不同行且不同列的开关状态；所述表格具体通过以下方式制定：根据开关状态传递函数的空间矢量形式奇异值分解结果中的对角阵的不同，将27种开关状态分成三种类别，包括零开关状态3个，旋转开关状态18个和定向开关状态矢量6个；将旋转开关状态矩阵按其旋转的角度制成表格。

本发明与现有技术相比，具有如下优点和有益效果：

1、本发明有效地降低了矩阵变换器输出共模电压的幅值。在现有技术中，减少共模电压的调制算法仅使用了3个零矢量及18个有效矢量。这些矢量对应本发明中的零开关状态及旋转开关状态。但矩阵变换器的有效开关状态中，尚有6个定向开关状态在传统的调制算法中没有被使用。本发明使用了矩阵变换器全部的有效开关状态，优先选择包括对应输出共模电压为零的定向开关状态和对应输出共模电压为输入电压幅值的一半的零开关状态。因为这两种开关状态对应的共模电压相对传统调制方法中使用的开关状态对应的共模电压的幅值更低，这有效地降低了矩阵变换器输出共模电压的幅值。

2、本发明有效地降低了矩阵变换器输出共模电压的有效值。本发明将定向开关状态或零开关状态放置于开关次序的中间，这使得每次换流均避免从输入相电压的最大值相切换到最小值相或相反。这降低了共模电压的变化率，从而降低了其有效值。

3、与其他使用定向开关状态的调制方法相比，本发明的所需计算时间大大减少。因为本发明利用旋转开关状态与定向开关状态的等效关系，与传统的空间矢量调制方法相比，仅需少量的额外的判断及加减法计算。计算难度及所需的计算时间相对其他其他使用定向开关状态的调制方法如预测控制方法大大减少。

4、本发明的开关功率损耗比其他减少输出共模电压的调制方法低。在本发明中，每个开关周期仅使用了5个开关状态，相对其他使用两到三个有效矢量替代零矢量的调制方法所需要的开关状态少。开关功率损耗除了与所需切换的电压电流有关系，主要地与开关次数有关系。因此使用更少的开关状态能减少开关功率损耗。

附图说明

图1为三相－三相矩阵变换器的基本结构框图；

图2为旋转开关状态矩阵经奇异值分解后得到的U矩阵等效的旋转矢量所形成的六角形；

图3为旋转开关状态矩阵经奇异值分解后得到的V矩阵等效的旋转矢量所形成的六角形；

图4为矢量合成分别与输出电压空间矢量和输入电流空间矢量想对应的U矢量的示意图；

图5为矢量合成分别与输出电压空间矢量和输入电流空间矢量想对应的V矢量的示意图。

具体实施方式

下面结合实施例及附图对本发明作进一步详细的描述，但本发明的实施方式不限于此。

一种使用矩阵变换器的共模电压抑制调制方法，其中矩阵变换器是由数字王国按3×3排成阵列的九个双向开关将任意三相输入与三相输出相连的功率变换器，如图1所示。矩阵变换器通过控制双向开关的高频切换合成所需要的输出波形。

对矩阵变换器的输入输出三相电压及电流值应用如下Clarck变换：

$T=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\\ \frac{1}{\sqrt{2}}& \frac{1}{\sqrt{2}}& \frac{1}{\sqrt{2}}\end{array}\right],$

将矩阵变换器输入输出端电压与电流的关系表示为：

V_o,αβ0＝TST^-1V_i,αβ0，I_i,αβ0＝TS^TT^-1I_o,αβ0,

并忽略零序分量，得到：

$\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{o\α}}\\ v_{\mathrm{o\β}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{S}_{1\mathrm{\α}}& S_{1\mathrm{\β}}\\ S_{2\mathrm{\β}}& S_{2\mathrm{\α}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{i\α}}\\ v_{\mathrm{i\β}}\end{array}\right]=S_{\mathrm{xyz}}\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{i\α}}\\ v_{\mathrm{i\β}}\end{array}\right],$

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{i\α}}\\ i_{\mathrm{i\β}}\end{array}\right]={\left[\begin{array}{cc}{S}_{1\mathrm{\α}}& S_{1\mathrm{\β}}\\ S_{2\mathrm{\β}}& S_{2\mathrm{\α}}\end{array}\right]}^T\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{o\α}}\\ i_{\mathrm{o\β}}\end{array}\right]=S_{\mathrm{xyz}}^T\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{o\α}}\\ i_{\mathrm{o\β}}\end{array}\right],$

其中S_xyz为开关状态矩阵的空间矢量表示形式，下标为与三个输出相对应的输入相，用来描述开关矩阵中各开关的通断。以S_abc为例，与三个输出相ABC和三个输入相abc分别连接的开关S_Aa，S_Bb，S_Cc均处于导通状态，其他开关处于阻断状态。

对全部的27种开关状态的空间矢量形式进行奇异值分解，S_xyz＝UDV^T,其结果列举如表格1所示。根据开关状态的空间矢量形式奇异值分解结果中的对角阵的不同，27种开关状态可分为三类。其中第一类为零开关状态，它的对角阵元素全部为0，其效果是将所有的矢量转变为零。第二类为旋转开关状态，它的对角阵D的元素全部为1和0，U矩阵和V矩阵均为旋转矩阵，其效果是将矢量在输入端和输出端分别旋转固定的角度；第三类为定向开关状态，它的V矩阵决定输出矢量的旋转方向。

由表格1可得定向开关状态与旋转开关状态的等效关系，表示为：

S_abc＝S_abb+S_bbc＝S_acc+S_cbc S_acb＝S_abb+S_bcb＝S_acc+S_ccb

S_cab＝S_caa+S_aab＝S_cbb+S_bab，S_bac＝S_bcc+S_cac＝S_baa+S_aac。

S_bca＝S_bcc+S_cca＝S_baa+S_aca S_cba＝S_caa+S_aba＝S_cbb+S_bba

表格1

¹xxx means aaa，bbb or ccc.

将第二类开关状态的旋转矩阵U和V用与其旋转效果等效的旋转矢量表示，则可得图2及表格2。

表格2

利用不同类别的开关状态之间的等效关系，本发明提供一种适用于矩阵变换器的共模电压抑制方法，实现其技术方案包括如下步骤：

步骤一、根据输出参考电压空间矢量及参考输入电流空间矢量所在的扇区，选择与之相邻的四个旋转矢量和零矢量，并计算它们对应的开关状态矩阵的占空比。在本发明中，先考虑使用等二类开关状态矩阵合成低频调制矩阵：

$M_{\mathrm{\α\β}}=\stackrel{\‾}{U}\·\stackrel{\‾}{D}\·{\stackrel{\‾}{V}}^T=\left[\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\α}}_o& -\sin {\mathrm{\α}}_o\\ \sin {\mathrm{\α}}_o& \cos {\mathrm{\α}}_o\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}\frac{2}{\sqrt{3}}m& 0\\ 0& 0\end{array}\right]{\left[\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\θ}}_i& -\sin {\mathrm{\θ}}_i\\ \sin {\mathrm{\θ}}_i& \cos {\mathrm{\θ}}_i\end{array}\right]}^T,$

其中m为调制系数，其值的范围为0～1。因对角阵中q轴增益恒为0，参考电压空间矢量与矩阵对应的旋转矢量同步，参考输入电流空间矢量与矩阵对应的旋转矢量同步，故这里α_o为参考电压空间矢量的相角，θ_i为参考输入电流空间矢量的相角。根据这两个相角在图2所划分的扇区中的位置，可选择与参考矢量相邻的四个旋转矢量，计算其占空比为：

式中α_sv是参考电压空间矢量在其所在扇区中的偏移角，θ_sv是参考电流空间矢量在其所在扇区中的偏移角。对照表2可得四个旋转开关状态，计算其占空比为：

开关周期余下的时间使用零开关状态矩阵，其占空比为：

d₀＝1-d_αμ-d_βμ-d_αν-d_βν＝1-m·cos(α_sv-30°)·cos(θ_sc-30°)。

步骤二、根据输入电压与输出电压空间矢量所在的扇区，选择能将输入电压矢量旋转变换到输出电压矢量所在扇区的定向开关状态矩阵。以复平面中0°～60°为第一扇区，每隔60°为一个扇区的方式划分输入电压与输出电压的扇区。定向开关状态矩阵的选择可总结如表格3。

表格3

步骤三、根据定向开关状态与旋转开关状态的等效关系，以凑成根据步骤二所选定的定向开关状态为目标，分解步骤一中所得的四个旋转开关状态矩阵中的一个。分解旋转开关状态矩阵的主要思想为，在表格2中的任意开关状态矩阵等于与其同一行或同一列的相邻的两个开关状态矩阵的和。这在图2中表示为在两个矢量六角形中，任意一个旋转矢量可由相邻的两个旋转矢量合成。被分解开关状态的选择经分解后能等效替换根据步骤二所选定的定向开关状态为目标。将原先不在步骤一所得的四个旋转开关状态矩阵，而是通过分解得到的开关状态矩阵定义为互补矩阵。

步骤四、在表格2中，选定与步骤三中被分解的开关状态同行或同列，并且互补矩阵不同行且不同列的开关状态。分解该开关状态的目的是减少零开关状态的占空比。

步骤五、判定步骤三和步骤四中被分解的两个开关状态的占空比之和与零开关状态的占空比的关系。若被分解的两个开关状态的占空比之和小于或等于零开关状态的占空比，不使用定向开关状态，全部分解步骤三和步骤四所选定的两个开关状态，选择对应三相输入电压值的绝对值最小的一相所对应的零开关状态参与调制与换流。若被分解的两个开关状态的占空比之和大于零开关状态的占空比，零开关状态不再参与调制，将经过步骤三和步骤四后所得到的开关状态按定向开关状态与旋转开关状态的等效关系替换成定向开关状态。余下的旋转开关状态与定向开关状态参与换流。

步骤六、将步骤五确定的零开关状态或定向开关状态置于开关序列的中间，按照每次仅换流一个输出相的原则安排开关次序。

以下以输出电压及输入电压均在第一电压扇区，输入电流在电流的第一扇区为例，进一步说明本发明所述的方法对各开关状态的选择、分解及等价替代的过程。

在步骤一中，根据图3，由输出电压空间矢量(即U矢量)处于扇区I，指向方向(1)和(2)的矢量被选中。同理，由输入电流的空间矢量(即V矢量)处于扇区I，指向方向①和②的矢量被选中。根据表格2，这些矢量对应开关状态S_abb，S_aab，S_aab，S_aac。与传统空间矢量调制方法相似，这四个开关状态及零开关状态的占空比可计算为d_αμ，d_βμ，d_αν，d_βν，d₀。

在步骤二中，根据表格2，查表知当输入输出电压空间矢量均在扇区I时，选择定向开关状态S_abc。

在步骤三中，根据定向开关状态与旋转开关状态的等效关系：

S_abc＝S_abb+S_bbc＝S_acc+S_cbc。

在S_abc的两个组合中，因为旋转开关状态S_abb在步骤一已选定的四个开关状态中，而S_bbc在表格2中为与四个已选定的旋转开关状态相接壤的八个开关状态中的一个，可通过分解S_aac获得：

S_aac＝S_aab+S_bbc。

另外一个组合不适用。若两个组合均能通过分解某个开关状态获得，选择能替换定向开关状态的占空比大的一种组合。

在步骤四中，分解与互补状态S_aac在表格2中同一列的开关状态S_acc：

S_acc＝S_abb+S_bcc。

在步骤五中，根据四个旋转开关状态的占空比与零开关状态的占空比之间的比较判断，选择下列五个表格中的一个组合，以步骤二中选定的定向开关状态替代与之等效的旋转开关状态，在此步骤中，定向开关状态与零开关状态不同时使用：

1)当d_αν≥d₀且(d_αμ+d₀)≥d_βν，分解部分的S_acc和全部的S_aac，然后将S_aac分解得到的开关状态S_bbc与相等占空比的S_abb替换成S_abc。余下的开关状态及其占空比如表格4所示：

表格4

Saab	Sabb	Sabc	Sacc	Sbcc
					dβμ+dβγ	dαμ+d0-dβγ	dβγ	dαγ-d0	d0

2)当d_αν≥d₀且(d_αμ+d₀)<d_βν，分解部分的S_acc和部分的S_aac，然后将S_aac分解得到的开关状态S_bbc与相等占空比的S_abb替换成S_abc。余下的开关状态及其占空比如表格5所示：

表格5

Saab	Saac	Sabc	Sacc	Sbcc
					dβμ+dαμ+d0	dβγ-dαμ-d0	dαμ+d0	dαγ-d0	d0

3)当d_αν<d₀≤(d_αν+d_βν)且(d_αμ+d₀)≥d_βν，分解全部的S_acc和部分的S_aac，然后将S_aac分解得到的开关状态S_bbc与相等占空比的S_abb替换成S_abc。余下的开关状态及其占空比如表格6所示：

表格6

Saab	Saac	Sabc	Sbbc	Sbcc
					dβμ+d0+dαμ	dβγ-d0-dαμ	dαμ+dαγ	d0-dαγ	dαγ

4)当d_αν<d₀≤(d_αν+d_βν)且(d_αμ+d₀)<d_βν，分解全部的S_acc和全部的S_aac，然后将S_aac分解得到的开关状态S_bbc与相等占空比的S_abb替换成S_abc。余下的开关状态及其占空比如表格7所示：

表格7

Saab	Sabb	Sabc	Sbbc	Sbcc
					dβμ+dβγ	dαμ+d0-dβγ	dβγ+dαγ-d0	d0-dαγ	dαγ

5)当d₀>(d_αν+d_βν)d_αν<d₀≤(d_αν+d_βν)且(d_αμ+d₀)<d_βν，分解全部的S_acc和全部的S_aac，不使用定向开关状态而使用零开关状态。余下的开关状态及其占空比如表格8所示：

表格8

Saab	Sabb	Sbbb	Sbbc	Sbcc
					dβμ+dβγ	dαμ+dαγ	d0-dαγ-dβγ	dβγ	αγ

在步骤六中，选用双边对称PWM，其中一边的开关次序按步骤五中得到的表格中开关的先后次序依次选通。

如上所述便可较好的实现本发明。

如图4、5验证本发明能有效地抑制共模电压的幅值和有效值：

当调制系数设定为m＝0.9时，在传统空间矢量方法调制下得到的矩阵变换器的线电压输出波形、输入电压波形、共模电压波形、输入电流波形，得到的波形可以看出共模电压的峰-峰值为872V，输入电流的有效值为2.9787A；当调制系数设定为m＝0.9时，在本发明的方法调制下矩阵变换器的线电压输出波形、输入电压波形、共模电压波形、输入电流波形，得到的波形共模电压的峰-峰值为872V，输入电流的有效值为2.933A。相对传统空间矢量方法，本方法能保证输入电流为正弦波形，降低共模电压的幅值，同时降低输入电流的有效值。

当调制系数设定为m＝0.9时在本发明的方法调制下矩阵变换器的共模电压波形，FFT分析及共模电压波形放大图，相对传统空间矢量方法，本方法的共模电压在每个开关争取内都有一部分使用对应共模电压为零的开关状态同时优化后的开关次序减少了共模电压的变化率，这导致了输入电流的有效值的减少，也表现在本发明方法的共模电压的FFT分析图中，共模电压的高频分量减少。

当调制系数设定为m＝0.5时，在传统空间矢量方法调制下矩阵变换器的线电压输出波形、输入电压波形、共模电压波形、输入电流波形，该方法中共模电压的峰-峰值为880V，输入电流的有效值为1.7165A；当调制系数设定为m＝0.5时，在本发明的方法调制下矩阵变换器的线电压输出波形、输入电压波形、共模电压波形、输入电流波形，该方法中共模电压的峰-峰值为620V，输入电流的有效值为1.6699A。相对传统空间矢量方法，本方法能保证输入电流为正弦波形，降低共模电压的幅值，同时降低输入电流的有效值。

当调制系数设定为m＝0.5时，在本发明的方法调制下矩阵变换器的共模电压波形，FFT分析及共模电压波形放大图。相对传统空间矢量方法，本方法的共模电压在每个开关争取内都不使用零开关状态，同时优化后的开关次序减少了共模电压的变化率，这导致了输入电流的有效值的减少，也表现在对应本发明方法的共模电压的FFT分析图中，共模电压的高频分量减少。

实验结果表明本发明的方法不仅能有效合成所期望的输出电压及输入电流，做到期望变量的总谐波含量少，保证期望三相变量的低频分量正弦平衡，同时降低了共模电压的幅值和有效值。共模电压波形的放大图还表明，在高电压传输比时，本发明的方法在每个开关周期都使用了共模电压了零的定向开关状态，这在传统的空间矢量调制方法中从未被使用。另外，本发明的调制方法与传统空间矢量调制方法在DSK6713中所需的计算时间分别为87.64μs和82.84μs，计算量相仿，均能工作在开关周期频率为10K的场合。

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种使矩阵变换器的共模电压抑制的调制方法，其特征在于，包含以下顺序的步骤：

对矩阵变换器的全部开关状态矩阵的空间矢量形式应用奇异值分解，并以此为基础把矩阵变换器的全部开关状态划分为三类，然后利用矩阵变换器不同类别的开关状态间的等效关系，在矩阵变换器的调制矩阵计算及开关次序中优先选择对应共模电压值小的开关状态，并通过优化开关次序减少输出共模电压的变化率。

2.根据权利要求1所述的使用矩阵变换器的共模电压抑制调制方法，其特征在于，所述的矩阵变换器不同类别的开关状态间的等效关系，具体为：

S_abc＝S_abb+S_bbc＝S_acc+S_cbc S_acb＝S_abb+S_bcb＝S_acc+S_ccb

S_cab＝S_caa+S_aab＝S_cbb+S_bab，S_bac＝S_bcc+S_cac＝S_baa+S_aac，

S_bca＝S_bcc+S_cca＝S_baa+S_aca S_cba＝S_caa+S_aba＝S_cbb+S_bba

其中，各开关状态描述开关矩阵中开关的通断，以三个输出相对应的输入相为下标表示，共有27中开关状态，S_abc表示三个输出相ABC分别连接到输入相abc，其它依此类推；等号表示等式两端的开关状态在合成输出电压及输入电流的效果上等价。

3.根据权利要求2所述的使用矩阵变换器的共模电压抑制调制方法，其特征在于，具体包含以下顺序的步骤：

步骤一、根据输出参考电压空间矢量及参考输入电流空间矢量所在的扇区，选择与之相邻的四个旋转矢量和零矢量，并计算它们对应的开关状态矩阵的占空比；

步骤二、根据输入电压与输出电压矢量所在的扇区，选择能将输入电压矢量旋转变换到输出电压矢量所在扇区的定向开关状态；

步骤三、根据矩阵变换器不同类别的开关状态间的等效关系，凑成根据步骤二所选定的定向开关状态为目标，分解步骤一中所得的四个旋转开关状态矩阵中的一个；将原先不在步骤一所得的四个旋转开关状态矩阵，而是通过分解得到的开关状态矩阵定义为互补矩阵；

步骤四、选定与步骤三中被分解的开关状态同行或同列，并且与互补矩阵不同行且不同列的开关状态；

步骤五、判定步骤三和步骤四中被分解的两个开关状态的占空比之和与零开关状态的占空比的关系；若被分解的两个开关状态的占空比之和小于或等于零开关状态的占空比，不使用定向开关状态，全部分解步骤三和步骤四所选定的两个开关状态，选择对应三相输入电压值的绝对值最小的一相所对应的零开关状态参与调制与换流；若被分解的两个开关状态的占空比之和大于零开关状态的占空比，零开关状态不再参与调制，将经过步骤三和步骤四后所得到的开关状态按矩阵变换器不同类别的开关状态间的等效关系替换成定向开关状态；余下的旋转开关状态与定向开关状态参与换流；

步骤六、将步骤五确定的零开关状态或定向开关状态置于开关序列的中间，按照每次仅换流一个输出相的原则安排开关次序。

4.根据权利要求3所述的使用矩阵变换器的共模电压抑制调制方法，其特征在于，所述的步骤四，通过表格选定与步骤三中被分解的开关状态同行或同列，并且与互补矩阵不同行且不同列的开关状态；所述表格具体通过以下方式制定：根据开关状态传递函数的空间矢量形式奇异值分解结果中的对角阵的不同，将27种开关状态分成三种类别，包括零开关状态3个，旋转开关状态18个和定向开关状态矢量6个；将旋转开关状态矩阵按其旋转的角度制成表格。