CN104904087A - 无线功率传输频内通信系统 - Google Patents

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Abstract

一无线充电频内通信系统，包含:一发射器模块，其中该发射器模块利用循环冗余校验计算以格式化一信息，并且将该信息与该循环冗余校验计算结果连接以作为检测信息错误之用，且该发射器包含用以校正信息错误的通道编码、一用以执行直流平衡信号的双相调变与改变一来源端所视的阻抗切换的一调变模块，以及利用具有Golay互补码的一同步序列来前置该信息的一同步模块；且该频内通信包含一接收器模块，其中该接收器模块自该发射器模块接收该信息，且该接收器模块包含一阻抗感应电路以检测该发射器模块的该反射阻抗的变化，且另包含用以脉波整型及噪音抑制的一前端滤波器。

Description

无线功率传输频内通信系统
优先权信息
本发明要求美国暂时申请号61/718,943(申请日2012年10月26日)，该申请案的所有内容以引用方式纳入。
背景技术
本发明是有关于无线功率传输系统领域，尤指一提供稳定通信频道的无线功率传输频内(in-band)通信系统，其中该通信系统是用于未通过一实体连接自一来源端(source)传送能量至一负载端(load)的系统。
目前市面上(无线充电标准Qi)的无线功率传输(亦可视为无线充电)利用根据一具有一启动/停止位或指示且在数据传输上仅具有少量或甚至无保护的典型非同步串列通信接口通信系统，其中此串列通信是由无线充电联盟(Wireless Power Consortium,WPC)所认定。
发明内容
根据本发明的一观点，揭露一无线充电频内通信系统，其中该频内通信包含一发射器模块其使用循环冗余校验(Cyclic Redundancy Check,CRC)计算格式化一信息且将该循环冗余校验计算结果与该信息连接以检测信息错误，且该发射器包含频道编码以校正信息错误；一调变模块执行直流平衡信号双相调变(biphase modulation)及执行阻抗转换以改变该来源端所见的反射阻抗；一同步模块，其中该同步模块是用于在该信息加上一具有Golay互补码的同步序列，此外，该频内通信包含一接收器模块，其中该接收器模块自该发射器模块接收该信息，且该接收器模块包含有一阻抗感测电路以检测该发送器模块的该反射阻抗的变化，且另包含一用以脉冲整型及过滤噪音的前端滤波器；一前导检测区块，其包含一用以信息检测、同步以及等效参数评估及选择的Golay互补码相关器(correlator)；一解码模块，其利用一直流偏移执行具有错误校正的双相解调，其中该直流偏移为频道解码前利用该信息的长度所估计的该信号的平均值，同样的，该解码模块另执行等效、错误校正频道解码以及错误检测。
根据本发明的另一观点，揭露一执行一无线充电频内通信系统操作的方法，其中该方法包含有:使用循环冗余校验计算格式化一信息且将该循环冗余校验计算结果与该信息连接以检测信息错误；使用一调变模块以执行直流平衡信号双相调变(biphase modulation)；一同步模块利用具有Golay互补码的同步序列前置该信息；一接收器模块自该发射器模块接收该信息，且该方法另包含提供一阻抗检测电路以检测该传送器模块的反射阻抗的变化，并提供一用以脉冲整型及过滤噪音的前端滤波器；此外，该方法另包含使用一用以信息检测、同步以及等效参数评估及选择的Golay互补码相关器(correlator)，并利用一直流偏移执行具有错误校正的双相解调，其中该直流偏移为频道解码前利用该信息的长度所估计的该信号的平均值，除此之外，该方法另执行等效、错误校正频道解码以及错误检测。
附图说明
图1是充电系统的示意图。
图2是负载至来源通信的阻抗变化示意图。
图3是根据本发明的具有负载调变无线功率系统的示意图。
图4是目前可行的无线充电结构的充电器及装置方向性示意图。
图5是根据本发明的发射器通信路径示意图。
图6是根据本发明的前置/信息序列。
图7是根据本发明的发射器信息编码示意图。
图8是调变编码方法的BER对SNR图。
图9是根据本发明的接收器通信路径示意图。
图10是根据本发明的负载阻抗感测电路。
图11是串级滤波器的一范例的示意图。
图12是根据本发明的直流成分消除区块示意图。
图13是无频道编码情况下在脉冲整形之前及之后双相信号的BER对SNR图。
图14是浮接点脉冲整型滤波器的脉冲响应图。
图15是根据本发明的前置相关器操作示意图
图16是根据本发明的前置峰值感测器示意图。
图17是根据本发明的示范性峰值感测演算法的流程图。
图18是Barker及双向编码Barker序列的自相关图。
图19是13位Barker及其反向的表格。
图20是具有AWGN频道的Barker码前置效能的表格。
图21是Hadamard序列自相关图。
图22是具有AWGN频道的Hadamard码前置效能的表格。
图23是2*8位Golay互补序列的表格。
图24是Golay互补序列的自相关图。
图25A及图25B是在脉冲整型滤波及直流成分移除后输出波形图。
图26是在脉冲整型滤波及直流成分移除后所捕捉的Golay互补序列图。
图27是前置检测相关器的示意图。
图28是双向编码信号图。
图29是最大可能双向解调的表格。
图30是最大可能双向解调虚拟码。
图31是具有错误校正及直流偏移补偿的双向解码的步骤的表格。
图32是具有错误校正的双向解码的范例示意图。
图33A及图33B是在频道解码之前及之后的单装置BER的效能示意图。
图34A及图34B是在频道解码之前及之后的双装置BER的效能示意图。
图35A及图35B是在频道解码之前及之后的三个装置BER的效能示意图。
具体实施方式
本发明描述使用无线功率传输媒介以自一充电装置传送信息至来源的可行性，其中无线功率传输(亦可视为无线充电)是当功率自一来源未经一实体连接传送至一负载，一典型范例如一位于一平坦表面并作为来源端的平板以及置于该平板上或附近并作为负载端的一移动电话。
图1显示一无线功率传输系统其包含一频内通信系统2，其中频内通信系统2是与频外(out-of-band)相比花费成本较少的一解决方案，频内通信允许:(1)外部物件检测，又称异物检测(Foreign object detection)；(2)与负载的功率匹配(vs.全发射器功率)；(3)每个负载的功率分配；(4)与电话相容的充电器状态；以及(5)供应/付费。目前市面上(无线充电标准Qi)的无线功率传输(亦可视为无线充电)利用根据一具有一启动/停止位或指示且在数据传输上仅具有少量或甚至无保护的典型非同步串列通信接口通信系统，其中此串列通信是由无线充电联盟(Wireless Power Consortium,WPC)所认定。
本发明的无线功率传输频内通信系统不同于目前市面上或由其他公司所提出的系统，在本发明结构中，负载装置4需要与来源端通信以提供功率控制命令、状态、外部物件检测信息，且可变化由来源端所视的负载4的反射阻抗(reflected impedance)以调变一传送功率波形上的信号使该负载及来源端之间的通信更加顺畅。图2显示负载阻抗6如何变化(点A)以调变来源端8上的传送信号，其中该调变部分可为电容式或电阻式。图3显示负载调变代表示意图。
需注意感应式(inductive)无线充电设定需要装置(负载)4紧密地坐落于充电器来源端8旁，如图4所示，为达到无线充电，装置仅能具有一有限数量的方向(orientation)，而紧密相连以及固定的方向造就一良好的无线充电器通信频道条件-因此可允许一简单通信技术方案。
本发明的无线充电系统可利用较大的尺寸以同时对多个装置充电，且本发明的无线充电系统可拥有具有任意定向的多个装置，该多个装置不需要与充电器来源端紧密相邻或具有一固定方向，而装置的任意偏移以及位置造就较差的频内无线充电器通信频道条件使负载端及来源端的通信较困难。
本发明所使用的频内通信系统须具有较低复杂性且足够稳定以确保负载端(发射器)与来源(接收器)之间的良好通信，其中复杂性是通信传输及接收中的一重要因素其必须可在相对简单的微控制器及/或低复杂性的专用硬件上实现。
图5显示该频内通信系统的传输部分，其包含:(1)信息格式化；(2)与信息之间的循环冗余校验计算(CRC)和连接以作为检测信息错误之用-43；(3)通道编码-BCH错误矫正编码器-44；(4)调变-直流平衡(DC balanced)信号的双相调变(biphasemodulation)-45；(5)具有同步序列的前置信息-Golay互补码(Golay complementary code)；(6)用以转换一电磁场中的能量为电能的一无线充电接收器线圈-7，如第2及图3所示；(7)一被动元件的主动切换-电阻或电容-以改变来源端所视的负载的反射阻抗-如图2点A及图3Zmod 42所示。
图6显示在信息36之前的前置(Preamble)34，而图7显示该信息如何在传送之前产生，须注意该前置以及该信息之间的空隙使该接收器中的同步区块可调整时序来使数字前端滤波器的输出端能成功接收信息。
表1 显示某些典型数值以编码/解码该信息。
信息编码元件 大小/长度
M信息长度 ～8-200位
循环冗余校验 8位
通道编码率 BCH(15,7)或Hamming(13,8)
调变编码 双相调变率＝4kHz
该循环冗余校验是用以决定是否无误地接收该信息，且该循环冗余校验应与每个信息头部(header)相连-若其被使用-以及信息体(body)相连，需注意，对于一可变长度通信系统而言，信息头部需说明该信息长度且需与一循环冗余校验相连以确保正确检测决定。一8位循环冗余校验可使用下列方程式:poly(D)＝D8+D7+D4+D3+D+1。
以下采纳两种错误校正码于无线充电应用，但本发明亦可使用其他已知编码技术，第一码为一(15，7)双错误校正BCH码(double-error-correcting BCH code)而第二码为一加强(13，8)Hamming码其可更正单一位错误及相邻双位错误，并使用根据查找表所实现的编码器及解码器以实现此两种码。
以下描述一可行的(15，7)双错误校正BCH码编码器实现，其中一字码(codeword)可写为c＝(c1,c2,...,c15)，其中c1,c2,…,c7为信息位(information bits)而c8,c9,…,c15为多余位(redundant bits)，其中此码的同位核对矩阵(parity check matrix)为
H = 1 1 0 1 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 0 1 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 0 1 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 0 1 0 0 0 1 0 0 0 0 1 1 0 1 1 1 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 1 1 0 1 1 1 0 0 0 0 0 1 0 0 1 1 1 0 0 1 1 0 0 0 0 0 0 1 0 1 0 1 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 1
而生成矩阵(generator matrix)为
G = 1 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 1 0 1 1 0 1 0 0 0 0 0 1 1 0 0 1 1 1 0 0 0 1 0 0 0 0 0 1 1 0 0 1 1 1 0 0 0 1 0 0 0 1 0 1 1 1 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 1 0 1 1 1 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 1 0 1 1 1 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 1 0 1 1 1
此码可校正任何双位错误，为了简化该错误校正演算法，仅有在此码的该些信息位被影响时校正该错误。
在给予7信息位v的情况下，可计算模2(modulo 2)矩阵乘法c＝vG以编码该15位字码，而该8个多余位的公式如下所示，其中+为模2加法。
C8＝c1+c2+c4
c9＝c2+c3+c5
c10＝c3+c4+c6
c11＝c4+c5+c7
c12＝c1+c2+c4+c5+c6
c13＝c2+c3+c5+c6+c7
c14＝c1+c2+c3+c6+c7
c15＝c1+c3+c7
以下描述一可行的(13，8)加强Hamming码的编码器实现，其中(13，8)加强Hamming码可校正任何单一位错误及任何相邻双位错误，且可解错误型样(Error Pattern)的总数为26，对于几乎任何相邻两位皆有双位错误的通道模型而言，此码可提供类似双错误校正BCH码的表现。
在给予8信息位v的情况下，可利用一模2矩阵乘法c＝vG以计算该13位字码，而该5个多余位的公式如下所述，其中+为模2加法。
c9＝c2+c3+c5+c7
c10＝c1+c3+c4+c6
c11＝c1+c2+c5+c8
c12＝c1+c2+c3+c5+c6
c13＝c2+c4+c7+c8
该调变格式具有其特殊考量，其有多个原因:为了使被大直流信号所决定的该媒介拥有合适格式、为了良好的位错误率(Bit-Error-Rate,BER)以及具有可由简易电路来有效率地产生的格式。
图8显示与具有正规化(normalized)通量率(throughput rates)的不归零(Non-ReturnZero,NRZ)情况相比的不同方法的BER效能。在图8中，可观察到该具有错误校正的双相调变较该直流平衡法拥有稍佳的性能，然而，需注意的是该直流平衡码用有数个连续的1(最高达4个)其违反该系统可容忍的连续'1'的数目。
频内通信是由调变一负载的阻抗的方法及感应来源端上的功率变化的方法所实现，一方法可通过一感应电路检测该来源端上的功率变化并提供该功率变化使其为一微控制器为一低复杂性硬件区块的输入端。在通信过程中，一由该负载端输出的'0'位不会影响来源端的线圈阻抗，而该阻抗调变可能会降低该负载端的可用功率，为了维持一相对稳定的功率传输率，编码方案的'1'和'0'的部分应相对一致。
一传输协定，例如双相，确保一个'1'状态在被一个'0'状态正规化之前仅会有一位时间，此种调理形态可使电路最佳地减少接收器线圈电压的影响，其最差的情况仅有三个连续的'1'会发生在双相率(以一操作率为4KHz的系统为例)，因此所调查的直流平衡调变8b10b方案不适用于此应用；同样审查游程长度受限码(Run Length Limitedcode,RLL code)，但由于连续'1'的数量限制，该游程长度受限码具有与双相编码相匹配的表现，因此所推荐的调变方法为具有错误校正的双相法，图28显示一双相编码信号的范例，其中该信号在每一符号(symbol)的边界上皆有位阶改变，其中一二位'1'在每一符号中间有一次位阶改变，而'0'在一符号内维持信号本身的逻辑值。
该频内通信系统的接收器部分包含有:(1)阻抗感应，以检测目标装置的反射阻抗变化；(2)前端滤波器，其用以脉波整型及减少噪音；(3)前置检测区块-Golay互补码相关器(correlator)，用来信息检测、同步以及等效系数(equalization coefficient)估计；(4)解调以及等效-具有错误校正的双相解调；(5)通道解码-BCH错误校正检测器；(6)作为信息错误检测之用的循环冗余校验计算、确认及移除。
图9显示频内通信接收器12的方块图，其中其前端包含在模拟抗锯齿(anti-aliasing)滤波器以及模拟数字转换器之前的负载阻抗感应模块，图10显示一被使用于符合电路中的一负载阻抗感应电路11的一示范性实施例，其中电路11包含用以感应负载的电流检测其耦接至一放大器以及震荡放大器5，如图3所示。
模拟数字转换器通常操作在整数倍于频内通信系统所支援的数据传输率的时脉速度上，在一接收器的实现中，在模拟数字转换器之后所接收的信号为32倍于所支援的数据传输率的超取样且数字化地下降取样，在下降取样后该信号的取样率取决于所使用的信号处理功能，对于前置检测而言，所使用的超取样率可为8倍或4倍，且对于接收信息而言，超取样率为4倍，在前置检测中使用较高的超取样率会有较佳的噪音及直流偏移估计。
在模拟数字转换器之后的为数字接收器前端滤波器14，其可利用串级(cascade)的滤波器分区16来实现以减少处理MIPS的数量且增加有效位的数量。该脉波整型滤波器的输出缩减取样至该前置以及信息检测的速率，在目前的设计中，信息检测有4倍率的输入取样率，由同步程序决定哪一个取样至滤波器。需注意的是，该脉波整型滤波器可使用串级的滤波器分区来实现以减少处理MIPS的数量，图11显示脉波整型滤波器28如何分裂成分区30的一范例。
该接收信号为所需的双相调变信号以及无用的直流偏移所组合，该直流偏移可在下列模块的其中之一中移除:
●模拟前端电路
●脉波整型滤波器或
●在同步及解调模块中
或同时在多个模块中进行，其可作为如图12所示的一单独的直流偏移移除区块24，而是否使用单独的直流偏移移除是一设计上的权衡，举例来说，可利用模拟前端来粗略地移除直流偏移以及利用该前置检测器(同步)以及解调区块一部份来细微地移除直流偏移。图9显示前端滤波器16的方块示意图，其中该直流偏移移除是利用前置检测器18以及使用图12所示的直流偏移移除区块24的解调区块20的一部分来实现。
后续的脉波整型滤波器是设计以移除该直流偏移以及衰减通过该双相信号的第一主瓣(main lobe)的信号。图13显示在使用该脉波整型滤波器时改善效能的一范例，图13亦显示由于在频内该信号的失真所造成的噪音底(noise floor)，而图14显示该脉波整型滤波器的脉冲响应。
前置检测器18(或同步)区块包含:(1)具有直流偏移的相关器；(2)峰值检测器；以及(3)时序估计，其中该相关器可利用一滑动相关器或加强Golay相关器(EnhancedGolay Correlator,EGC)。
图15显示操作在输入数据序列上的前置相关器的方块示意图，在每一取样该相关器输出一结果并将其载入一循环缓冲器46或一噪音估计循环缓冲器48，图16显示缓冲器46及噪音估计循环缓冲器48在一线性结构的示意图，需注意的是，该噪音估计为一动平均(moving average)滤波器其应设定至少有相关器序列的长度m，使用二阶可简化该编码实现且排除一除法运算的使用，并且应该在用来检测初始峰值的子视窗之前取出该用于噪音估计的样本图17显示一可用以执行峰值检测的实现流程图。
为了使来源端(接收器)决定该负载(发射器)是否传送一信息，该来源端需要一初始前置以完成下列步骤:(1)判断将有一信息自该负载传送至该来源端；(2)藉由设定哪一样本将输入该脉波整型滤波器来同步该负载及该来源端之间的符号时序；以及(3)等效器系数及通道的色散性(dispersiveness)的计算。
该负载系统的频率锁定在来源震荡器的6.78MHz，因此该前置同步序列仅为该来源端以决定该符号时序。
图6显示一前置/信息序列的一范例，每一信息36应伴随一前置序列34，其中前置序列34应具有下列特征:(1)较短的长度；以及(2)良好的自我相关特征。
下列编码提出作为实施例:(1)Barker序列；(2)互补Hadamard序列，长度32；(3)M-序列，长度32；(4)互补Golay序列，长度16，需注意的是本发明亦可使用其他编码。
互补Golay序列具有良好特性且亦为实现使用EGC或此方法一变化的该相关器的选项，该EGC及该变化为一循环相关器的一有效实现且可有效支援直流偏移估计及移除，该同步可利用一滑动视窗时间相关器或执行每一样本的一循环相关器来实现。
能否在低于稳当信息解码时预期的SNR值下，检测到该前置是一重要因素，在一调变深度为0.1的当前需求中，所面临的最低SNR值接近0dB，因此该前置检测及同步被期待可以在<0dB的SNR值完成。
对一具有良好自动相关特征的信号双相编码将使自动相关特征变得较差，图18显示有无使用双相编码时13位Barker序列的特征，如图18所示，未使用双相编码的该前置序列较为合适，图19显示该13位Barker码以及其反向(inverted)版本，其具有每半个位中连续'1'的数量小于等于3的要求而反向的Barker码可在未经双相编码的情况下直接使用，需注意的是，此代表该Barker码将操作在4KHz，其为该信息的位率(2KHz)的两倍，图20显示前置检测Barker码的表现。
所显示的Barker码的表现符合AWGN的需求，并审查数个M序列及长度32的互补Hadamard序列的自动相关特性而可发现Hadamard序列具有良好自动相关特性，Hadamard序列的自动相关如图21所示，虽然Hadamard自动相关的峰值至旁瓣的比例少于Barker码，但Hadamard序列的额外长度允许更多的平均化。
图22显示Hadamard序列的表现，其中Hadamard序列的表现符合前置检测的需求。
Golay互补序列拥有良好自动相关特征，图23显示一2*8Golay互补序列，而图24显示Golay互补序列的自动相关。
图25A显示Golay互补序列以及经过具有直流偏移移除的脉冲整型滤波后的一任意双相信号，由图25B可发现，部分该前置所需信号被具有直流偏移移除的脉冲整型滤波器所移除，而同步程序稳固但当该信号的调变深度较低时此直流偏移移除方法就不可行。图26显示实验室所捕捉的两个前置信号，其中该两个信号皆变形其降低了检测的可能性，据此，决定使用动平均直流偏移移除。
为了减少该前置检测器所需求的处理量，相关器40利用建立在相关器区块40中，具有噪音估计与直流偏移估计及移除的一最佳化Golay相关器(Optimized GolayCorrelator,OGC)来实现，如图27所示，该相关器区块具有如下关系:
a′0[k]＝a[k]  Eq.11
b′0[k]＝b[k]  Eq.12
a′n[k]＝a′n-1[k-DN-n-1]+b′n-1[k-DN-n-1]  Eq.13
a′n[k]＝WN—n-1(a′n-1[k-DN-n-1]-b′n-1[k-DN-n-1])  Eq.14
a′N[k]+b′N[k]  Eq.15
Y[k]＝a′N[k]+b′N[k]  Eq.16
MS Noise = 1 L &Sigma; l = 0 L - 1 Y [ l ] 2 - - - Eq . 17
其中N＝3，n＝0,1,2,k＝0,...,7,L＝7，a[k]与b[k]为所接收信号，a'i[k]与b'i[k]为局部结果，Y[k]为输入信号及Golay序列之间的相关性，Y[7]为相关器输出，MS噪音为目前相关器输出的噪音的均方。
该直流偏移可使用下列公式计算:
DC offset = 1 N &Sigma; n = 0 N - 1 S n - - - Eq . 18
其中N为该前置序列中的样本数。
在检测到一峰值后，需要决定时序校准使其能回馈至该脉波整型滤波器以调整输入样本以给予最佳时序校准，所接收信号的时序校准可在用以前置检测的下取样相关数据上利用一内插滤波器来获得，由于内插法的缘故，该数据必须以零填充，在相关峰值(zn)附近仅需要五个相关数值。
Zm＝(zn-2,0,0,0,zn-1,0,0,0,zn,0,0,0,zn+1,0,0,0,zn+2,0,0,0).
该内插的输出及该数据为:
B(k)＝b0+b1+...+bk，where k＝m+n-1
在该内插数据组中，在前一操作所检测的该峰值的位置为b15，并可在样本b15加减3个样本附近搜寻来决定是否有更大的值。
为了简化内插程序，可预先装载该内插滤波器的分接延迟线且仅需要该内插滤波器的七个操作，而另一更有效率的实现是避免一滤波器架构而使用七个专属操作，表2显示简化后的内插滤波而表3显示内插滤波的专属子操作。
表2
表3
在同步之后，该接收器藉由提供(选择性)等效、调变解码、该信息的通道解码以及循环冗余校验确认功能来执行解调。
在考量到该接收器的解调应用中的项目之一为均值器，实验决定为了具有时间扩散的通道而言，使用均值器为有利的且其可被同部模块所标示。
具有错误校正的双相法实现了软位的使用、双相编码及最大可能(maximumlikelihood(ML))校正的特征，从图28可观察到一双相编码信号在每一位的起始处必须改变正负号(sign)，若所接收的信号在每一位起始处没有改变正负号则前一位的结束已及目前位的起始的大小比较可用来决定哪一位-结束或起始-正负号被改变，图29显示最大可能双相解调真值表而图30显示最大可能双相解调的虚拟码。
图31显示具有错误校正的双相解码的步骤，而图32显示具有错误校正的双相解码的一范例。
本发明利用具有下列特征的一系统架构产生BER结果:(1)双相调变；(2)接收器端的脉波整型滤波器；以及(3)通道编码BCH。
以下描述利用(15，7)双错误校正BCH码的解码器实现，在接收一可能变形的字码后，藉由一模2矩阵乘法计算BCH码的症状(syndrome)，其中s为一8位二进位向量，若s＝0则没有检测到错误，若s不为0，则该症状及其对应的错误向量则示于表3，若一不为0的s不在表3内，则该字码的信息位不被该错误影响，表3显示一般(15，7)BCH码的不同症状s的错误型样。
表3
s(8位二进位向量的十进位值) 错误型样
209 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0
115 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0
230 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0
29 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0
58 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0
116 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0
232 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0
1 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0
2 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0
s(8位二进位向量的十进位值) 错误型样
4 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0
8 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0
16 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0
32 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0
64 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0
128 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1
208 1 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0
211 1 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0
213 1 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0
217 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0
193 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0
241 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0
145 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0
81 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1
114 0 1 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0
113 0 1 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0
119 0 1 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0
123 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0
99 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0
83 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0
51 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0
243 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1
231 0 0 1 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0
228 0 0 1 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0
226 0 0 1 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0
238 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0
246 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0
198 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0
166 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0
102 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1
s(8位二进位向量的十进位值) 错误型样
28 0 0 0 1 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0
31 0 0 0 1 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0
25 0 0 0 1 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0
21 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0
13 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0
61 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0
93 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0
157 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1
59 0 0 0 0 1 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0
56 0 0 0 0 1 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0
62 0 0 0 0 1 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0
50 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0
42 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0
26 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0
122 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0
186 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1
117 0 0 0 0 0 1 0 1 0 0 0 0 0 0 0
118 0 0 0 0 0 1 0 0 1 0 0 0 0 0 0
112 0 0 0 0 0 1 0 0 0 1 0 0 0 0 0
124 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 1 0 0 0 0
100 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 1 0 0 0
84 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 1 0 0
52 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 1 0
244 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 1
233 0 0 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0 0 0 0
234 0 0 0 0 0 0 1 0 1 0 0 0 0 0 0
236 0 0 0 0 0 0 1 0 0 1 0 0 0 0 0
224 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 1 0 0 0 0
248 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 1 0 0 0
200 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 1 0 0
s(8位二进位向量的十进位值) 错误型样
168 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 1 0
104 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 1
162 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0
55 1 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0
149 0 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0
204 1 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0
110 0 1 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0
251 0 0 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0
235 1 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0
73 0 1 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0
220 0 0 1 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0
39 0 0 0 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0
165 1 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0
7 0 1 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0
146 0 0 1 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0
105 0 0 0 1 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0
78 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0
57 1 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0
155 0 1 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0
14 0 0 1 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0
245 0 0 0 1 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0
210 0 0 0 0 1 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0
156 0 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0
*不在表内的症状值对应到一零错误向量。
以下描述利用(13，8)加强Hamming码的解码器实现，在接收一可能变形的字码后，藉由一模2矩阵乘法计算加强Hamming码的症状，其中s为一5位二进位向量，使用s为执行一(32*13)查找表操作的索引，该错误型样表如表4所示，表4显示(13，8)加强Hamming码的不同症状的错误型样。
表4
s(5位二进位向量的十进位值) 错误型样e
0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0
1 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0
2 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0
3 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 0 0 0
4 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0
5 0 0 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0 0
6 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 0 0
7 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0 0 0 0
8 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 0
9 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0
10 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0
11 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0
12 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 0
13 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0
14 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0
15 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0
16 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1
17 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0
18 0 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0
19 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0
20 0 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0
21 0 0 0 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0
22 0 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0
23 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0
24 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1
25 0 0 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0
26 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0
27 0 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0 0 0
28 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0
s(5位二进位向量的十进位值) 错误型样e
29 0 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0
30 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1
31 0 0 0 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0
在找到错误向量e后，该原先字码可利用来计算，其中+为模2加法，在c中的前八位为原先信息位。
图33A和图33B显示单一装置案例的实验结果，其中该案例为本发明的接收器设计符合在操作点上BER<10-5的需求。图34A和图34B显示一双装置案例的结果，其中该案例为本发明的接收器设计符合在操作点上BER<10-5的需求，而图35A及图35B显示三装置案例的实验结果，其中该案例为本发明的接收器设计符合在操作点上BER<10-5的需求。
虽然本发明针对不同的较佳实施例举例并加以描述，但各种相因应的改变、省略及添加皆应隶属于本发明的范畴中。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明权利要求所做的均等变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。

Claims (28)

1.一无线充电频内通信系统，包含:
一发射器模块，其中该发射器模块利用循环冗余校验(Cyclic Redundancy Check,CRC)计算以格式化一信息，并且将该信息与该循环冗余校验计算结果连接以检测信息错误，且该发射器包含用以校正信息错误的通道编码、一用以执行直流平衡信号的双相调变与改变一来源端所视的阻抗的阻抗切换的一调变模块，以及利用具有Golay互补码的一同步序列来前置该信息的一同步模块；
以及一接收器模块，其中该接收器模块自该发射器模块接收该信息，且该接收器模块包含一阻抗感应电路以检测该发射器模块的该反射阻抗的变化，且另包含用以脉波整型及噪音抑制的一前端滤波器、具有一Golay互补码相关器的一前置检测区块，其中该Golay互补码相关器是用以信息检测、同步以及等效系数估计与选择，并另包含执行具有错误校正的双相解调的一解码模块，其中该解码模块具有一直流偏移，该直流偏移为频道解码前利用该信息的长度所估计的该信号的平均值，且该解码模块执行等效、错误校正频道解码以及错误检测(循环冗余校验)。
2.如权利要求1所述的无线充电频内通信系统，其中该前端滤波器包含具有多个滤波器分区的缩减取样与脉波整型滤波器。
3.如权利要求1所述的无线充电频内通信系统，其中该阻抗感应电路的一输入信号为超取样，且该缩减取样与脉波整型滤波器增加有效位的数目。
4.如权利要求1所述的无线充电频内通信系统，其中该脉波整型滤波器利用一直流移除模块已移除一信息的直流部分。
5.如权利要求1所述的无线充电频内通信系统，其中该发射器模块与该接收器模块利用BCH或Hamming码以发展一字码。
6.如权利要求5所述的无线充电频内通信系统，其中该字码包含信息位以及冗余位。
7.如权利要求5所述的无线充电频内通信系统，其中该字码包含15位。
8.如权利要求1所述的无线充电频内通信系统，其中该发射器模块利用双相调变。
9.如权利要求1所述的无线充电频内通信系统，其中该接收器模块包含一滑动视窗时间相关器或一循环相关器。
10.如权利要求1所述的无线充电频内通信系统，其中该前置检测器包含具有噪音估计及直流偏移估计与移除的一最佳Golay相关器(Optimized Golay Correlator,OGC)。
11.如权利要求1所述的无线充电频内通信系统，其中该同步模块提供在该箝制与该信息之间的一空隙，该空隙允许在该接收器内的该前置检测器完成时序调整使该数字前端滤波器的一输出能有效接收该信息。
12.如权利要求1所述的无线充电频内通信系统，其中该双相解调模块利用该相关序列的一反向以减少连续'1'的数量。
13.如权利要求1所述的无线充电频内通信系统，其中该双相解调模块包含作为该模拟前端滤波器的粗略直流偏移移除以及数字地完成的细微直流偏移。
14.如权利要求5所述的无线充电频内通信系统，其中该字码包含13位。
15.一执行一无线充电频内通信系统操作的方法，包含:
利用循环冗余校验计算以格式化一信息，并且将该信息与该循环冗余校验计算结果连接以检测信息错误；
利用一调变模块执行直流平衡信号的双相调变，其包含改变一来源端所视的阻抗的阻抗切换；
利用使用具有Golay互补码的一同步序列的一同步模块来前置该信息；
利用一接收器模块自该发射器模块接收该信息；
提供一阻抗感应电路以检测该发射器模块中的该反射阻抗的变化；
提供用以脉波整型及噪音抑制的一前端滤波器；
利用用以信息检测、同步以及等效系数估计与选择的一Golay互补码；
利用一直流偏移执行具有错误校正的双相解调，其中该直流偏移为频道解码前利用该信息的长度所估计的该信号的平均值；以及
执行等效、错误校正通道解码以及错误检测(循环冗余校验)。
16.如权利要求15所述的方法系统，其中该前端滤波器包含具有多个滤波器分区的缩减取样与脉波整型滤波器。
17.如权利要求15所述的方法系统，其中该阻抗感应电路的一输入信号为超取样，且该缩减取样与脉波整型滤波器增加有效位的数目。
18.如权利要求15所述的方法系统，其中该脉波整型滤波器利用一直流移除模块已移除一信息的直流部分。
19.如权利要求15所述的方法系统，其中该发射器模块与该接收器模块利用BCH或Hamming码以发展一字码。
20.如权利要求19所述的方法系统，其中该字码包含信息位以及冗余位。
21.如权利要求19所述的方法系统，其中该字码包含15位。
22.如权利要求15所述的方法系统，其中该发射器模块利用双相解调。
23.如权利要求15所述的方法系统，其中该接收器模块包含一滑动视窗时间相关器或一循环相关器。
24.如权利要求15所述的方法系统，其中该前置检测器包含具有噪音估计及直流偏移估计与移除的一最佳Golay相关器(Optimized Golay Correlator,OGC)。
25.如权利要求15所述的方法系统，其中该同步模块提供在该箝制与该信息之间的一空隙，该空隙允许在该接收器内的该前置检测器完成时序调整使该数字前端滤波器的一输出能有效接收该信息。
26.如权利要求15所述的方法系统，其中该双相解调模块利用该相关序列的一反向以减少连续'1'的数量。
27.如权利要求15所述的方法系统，其中该双相解调模块包含作为该模拟前端滤波器的粗略直流偏移移除以及数字地完成的细微直流偏移。
28.如权利要求19所述的方法系统，其中该字码包含13位。
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