CN104849572A - 一种基于电磁场模式分解的高速信号线串扰抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于电磁场模式分解的高速信号线串扰抑制方法。在高速信号线的输入端加入电压编码器（变换矩阵），使得电压编码器输出模式电压；并在输出端加入电压解码器（变换矩阵），使得电压解码器还原输出单端信号电压，以达到减小高速信号线长距离、并行传输时串扰的目的。本发明以模式电压代替传统单端信号电压作为信号长距离传输时的载体，利用变换矩阵对高速信号线中的阻抗矩阵和导纳矩阵进行对角化。这能够大大降低高速信号线中信号的误码率和串扰，提高通信容量，可应用于印制电路板、封装、和芯片中的高速、高密信号线布线。

Description

一种基于电磁场模式分解的高速信号线串扰抑制方法

技术领域

本发明涉及了一种串扰抑制方法，尤其是涉及了一种基于电磁场模式分解的高速信号线串扰抑制方法。

背景技术

串扰是影响电路板上高速信号传输的最重要的一个因素。多路高速信号在电路板上同时传输时，由于电磁耦合，不同信号线之间会相互影响，具体表现为有用信号上叠加了其它信号线上耦合过来的干扰电压。这个干扰电压会导致数据丢失和误码。业界衡量电路板上串扰的指标主要包括两个：近端串扰(NEXT)和远端串扰(FEXT)。近端串扰指干扰信号线在发送端传输的信号耦合到另一相邻受害信号线的发送端；远端串扰指干扰信号线在发送端传输的信号耦合到另一相邻受害信号线的接收端。

串扰随着电路板工作频率的提高而增加。人们对于无线通信和科学计算永无止尽的追求，推动着电子产品的工作频率向更高频段发展，从MHz波段到GHz波段，甚至亚毫米波段(300GHz以上)，这使得串扰问题越来越严重。信号低速传输时，只在大尺寸的印制电路板上才有明显的串扰问题，随着信号传输速率的提高，串扰已经深入到小尺寸的封装甚至芯片中，成为综合布线最大的障碍。

工业界和学术界曾提出过一些减小串扰的方法：比如名称为《一种减少Dual Stripline走线串扰影响的设计方法》、申请号为201410353562.4的专利申请与名称为《用于降低串扰的双带状线的布设》、申请号为201410099286.3的专利申请，它们通过改变信号线纵向方向的布线来降低串扰，但只能应用于多层电路板或者差分信号传输结构；或者是名称为《一种不增加总线数目的避免串扰编码方法及装置》、申请号为201210558903.2的专利申请，它从信号编码的角度，在高级层面上减小串扰造成的误码率，其编码方法与具体信号线的物理分布无关。工业界目前采用的减小串扰方法，主要是基于低速电路发展起来的电路分析方法，比如把串扰分为互电感耦合、互电容耦合、以及共地阻抗耦合。由于电路板工作频率的提高，信号线之间的耦合机理变得更加复杂，必须从最底层的电磁波传播的角度来分析串扰问题，而基于电压-电流的电路分析手段无法提供高工作频率的解决方案。

发明内容

为了解决背景技术中存在的问题，本发明提出了一种基于电磁场模式分解的高速信号线串扰抑制方法，可应用于印制电路板(PCB)、封装、和芯片中的高速、高密信号线布线。其主要作用是减小信号线长距离、并行布线时，线与线之间的电磁串扰，进而减小高速信号的误码率、提高通信容量。

本发明包括以下内容：

在高速信号线的输入端加入电压编码器(变换矩阵[T_V]^-1)，利用电压编码器把原始输入的单端信号电压V变换为模式电压V_m，两者的变换关系为V_m＝[T_V]^-1V，其中[T_V]为电压变换矩阵；在信号线输出端加入电压解码器(变换矩阵[T_V])，利用电压解码器从模式电压V_m中还原出原始单端信号电压V，两者的变换关系为V＝[T_V]V_m。这种方法可以减小高速信号线长距离、并行传输时的串扰。

利用电压变换矩阵[T_V]和电流变换矩阵[T_I]，将传输线方程转变为：

$\frac{{\∂V}_m}{\∂z}=-\left[Z_m\right]I_m\left(z\right)$

$\frac{{\∂I}_m}{\∂z}=-\left[Y_m\right]V_m\left(z\right)$

其中，V_m＝[T_V]^-1V和I_m＝[T_I]^-1I分别为变换后的模式电压向量和模式电流向量，I表示原始单端信号电流向量，V表示原始单端信号电压向量。

所述的电压变换矩阵[T_V]和电流变换矩阵[T_I]满足以下公式，这使得高速信号线中的阻抗矩阵[Z]和导纳矩阵[Y]对角化：

[Z_m]＝[T_V]^-1[Z][T_I]

[Y_m]＝[T_I]^-1[Y][T_V]

其中，[Z]和[Y]分别表示原阻抗矩阵和导纳矩阵，[Z_m]和[Y_m]分别表示被[T_V]和[T_I]变换后的阻抗对角矩阵和导纳对角矩阵。所述的阻抗对角矩阵[Z_m]和导纳对角矩阵[Y_m]对角线上的元素非零，非对角线上的元素为零或者接近于零。

本发明的变换矩阵[T_V]^-1([T_I]^-1)相当于电压(电流)编码器，[T_V]([T_I])相当于电压(电流)解码器，可用于单端信号电压(电流)与模式电压(电流)之间的转换。本发明以模式电压代替传统单端信号电压作为信号长距离传输时的载体，由于不同模式电压之间串扰小，利用模式信号传输将减小串扰和误码率，提高信号传输质量。

在本发明方法中，可利用ANSYS公司的Q2D工具计算信号线横向截面上的电磁场分布，并提取单位长度电阻、电感、电导和电容矩阵，进而计算得到[Z]和[Y]矩阵，最终求出[T_V]和[T_I]矩阵。

本发明通过变换矩阵，将单端信号变为模式信号，使得模式信号对应的传输线方程中的阻抗和导纳矩阵对角化，达到模式信号传输时，不同模式信号之间无串扰。

本发明的变换矩阵相当于电压、电流编码器和解码器，可用于将单端电压、电流变换为模式电压、电流，利用模式信号传输将减小串扰和误码率，提高信号传输质量。

总而言之，本发明通过电磁计算方法求解信号线横向截面上的电磁场分布，得到单端-模式变换矩阵(即电压和电流编码矩阵)。通过变换矩阵，将单端信号变为模式信号，使得模式信号对应的传输线方程中的阻抗和导纳矩阵对角化。用模式信号传输代替传统的单端信号传输，利用不同模式电压之间串扰小的优点，抑制以模式电压为载体的信号传输时的串扰。

本发明的有益效果是：

本发明提出电磁模式分解的概念，将原来信号单端传输方式变为以正交模式电压为载体的信号传输方式，并且证明了正交模式电压之间的串扰远小于单端信号电压之间的串扰，从而大大降低信号的误码率和串扰。

本发明减小信号线长距离、并行布线时线与线之间的电磁串扰，进而减小高速信号线的误码率并提高通信容量，可应用于印制电路板(PCB)、封装和芯片中的高速、高密信号线布线。

附图说明

图1是本发明应用对象多导体传输线模型的示意图。

图2是本发明在电路板上实现方式的结构示意图。

图3是实施例采用两根高速信号线的结构示意图。

图4是实施例采用四根高速信号线的结构示意图。

图5是实施例两根信号线时的近端串扰和远端串扰仿真结果图。

图6是实施例四根信号线时单端信号电压传输的近端串扰仿真结果图。

图7是实施例四根信号线时单端信号电压传输的远端串扰仿真结果图。

图8是实施例四根信号线时模式电压传输的近端串扰仿真结果图。

图9是实施例四根信号线时模式电压传输的远端串扰仿真结果图。

图10是信号以第一模式电压至第四模式电压为载体传播时，所对应的实际横截面内电场分布图。

具体实施方式

下面结合附图及具体实施例对本发明作进一步详细说明。

本发明从最基本的传输线方程出发，分析电磁串扰产生的原因，具体原理如下：

长距离、并行布线的N+1个信号线可以等效为图1所示的多导体传输线，每根信号线上的电压和电流(单端电压和电流)满足如下的传输线方程：

$\frac{\∂V\left(z\right)}{\∂z}=-\left[Z\right]I\left(z\right)---\left(1\right)$

$\frac{\∂I\left(z\right)}{\∂z}=-\left[Y\right]V\left(z\right)---\left(2\right)$

其中，I表示单端信号电流向量，V表示单端信号电压向量，具体形式如下：

$V\left(z\right)=\left[\begin{array}{c}{V}_1\left(z\right)\\ .\\ .\\ .\\ V_i\left(z\right)\\ .\\ .\\ .\\ V_N\left(z\right)\end{array}\right],I\left(z\right)=\left[\begin{array}{c}{I}_1\left(z\right)\\ .\\ .\\ .\\ I_i\left(z\right)\\ .\\ .\\ .\\ I_N\left(z\right)\end{array}\right]---\left(3\right)$

其中，z表示高速信号线的布线方向，V_i(z)表示第i根信号线的单端电压，I_i(z)表示第i根信号线的单端电流。阻抗矩阵[Z]为[Z]＝[R]+jw[L]，导纳矩阵[Y]为[Y]＝[G]+jw[C]。单位长度电阻[R]、电感[L]、电导[G]和电容[C]矩阵可以通过电磁软件(如ANSYS公司的Q2D)求解信号线横向截面的电磁场分布得到。

由于不同信号线之间存在电磁耦合，单位长度电感、电导和电容矩阵中非对角线元素不为零，导致传输线方程(即公式1和公式2)中的[Z]和[Y]矩阵非对角线元素不为零，这对应于每个信号线横向截面上电磁场相互耦合。因此，每一根信号线上的单端信号电压和单端信号电流都会在其它信号线感应出噪声电压和电流，这是串扰产生的一个根本原因。

本发明将上述传输线方程中的[Z]和[Y]矩阵对角化，从而减小串扰，具体做法是选取电压变换矩阵[T_V]和电流变换矩阵[T_I]，使得满足以下公式：

[Z_m]＝[T_V]^-1[Z][T_I]  (4)

[Y_m]＝[T_I]^-1[Y][T_V]  (5)

其中，[Z_m]和[Y_m]为被[T_V]和[T_I]变换后的阻抗对角矩阵和导纳对角矩阵，即只有对角线上的元素非零，非对角线上的元素为零或者接近于零。

利用[T_V]和[T_I]，传输线方程变为：

$\frac{{\∂V}_m}{\∂z}=-\left[Z_m\right]I_m\left(z\right)---\left(6\right)$

$\frac{{\∂I}_m}{\∂z}=-\left[Y_m\right]V_m\left(z\right)---\left(7\right)$

其中，V_m＝[T_V]^-1V和I_m＝[T_I]^-1I分别表示模式电压向量和模式电流向量。

与原有的传输线方程相比，在本发明的传输线方程(即公式6和公式7)中，[Z_m]和[Y_m]变为对角矩阵(或接近对角矩阵)，这表明不同模式之间无电磁耦合(或接近无电磁耦合)。因此利用模式电压V_m或者模式电流I_m作为信号传输的载体时，信号相互之间无串扰(或接近无串扰)。这就是本发明利用电磁场模式分解消除高速信号线串扰的原理。

本发明在电路板上高速信号线的输入端加入电压编码器，实现V_m＝[T_V]^-1V，在高速信号线的输出端加入电压解码器，实现V＝[T_V]V_m，即可减小高速信号线长距离、并行传输时的串扰，如图2所示。需要说明的是，本发明提出的编码、解码与已有的信号编码(比如CDMA)原理不同。本发明的编码是基于信号线的物理结构，求解信号线截面的电磁场分布得到的。

本发明的具体实施例及其过程如下：

下面以高速电路板中常用的微带线为例，分别采用两根信号线和四根信号线作为本发明的实施例，仿真验证本发明减小信号串扰的作用：

图3是两根信号线，图4是四根信号线，信号线间距0.15毫米。编码器和解码器分别接在信号线的左、右端(未在图中标出)。

下面以4根信号线为例说明变换矩阵[T_V]和[T_I](电压、电流编/解码器)的计算结果。

(1)首先利用ANSYS公司的Q2D工具计算信号线横向截面上的电磁场分布，并提取单位长度电阻、电感、电导和电容矩阵，进而计算得到[Z]和[Y]矩阵。[Z]和[Y]矩阵的幅值对其最大元素归一化后的结果为：

表1 [Z]的归一化幅值矩阵

1	0.256039	0.001377	0.000714
				0.256039	0.861755	0.256544	0.001377
0.001377	0.256544	0.861613	0.256016
				0.000714	0.001377	0.256016	0.99966

表2 [Y]的归一化幅值矩阵

1	0.360833	0.009324	0.004489
				0.360833	0.814984	0.358565	0.009323
0.009324	0.358565	0.814913	0.360692

0.004489

0.009323

0.360692

0.999759

(2)接下来，根据公式4和公式5计算得到如下的变换矩阵[T_V]和[T_I]：

表3电压变换矩阵[T_V]

0.467389	-0.645764	0.506852	0.265215
				0.531000	-0.287380	-0.494249	-0.653878
0.530737	0.288751	-0.491464	0.656148
				0.466801	0.645774	0.507183	-0.267533

表4电流变换矩阵[T_I]

0.493948	0.655671	0.531768	0.287306
				0.507837	0.265836	-0.469324	-0.645318
0.507452	-0.267207	-0.466020	0.646939
				0.493035	-0.655089	0.531279	-0.289147

(3)最后，利用变换矩阵[T_V]和[T_I]对[Z]和[Y]矩阵对角化，得到[Z_m]和[Y_m]矩阵。[Z_m]和[Y_m]矩阵的幅值对其最大元素归一化后的结果为：

表5 [Z_m]的归一化幅值矩阵

1	0.000273	0.020787	3.52E-05
				0.000273	0.861298	0.000164	0.012788
0.020803	0.00017	0.630759	0.000279
				3.5E-05	0.012788	0.000274	0.428198

表6 [Y_m]的归一化幅值矩阵

1	0.000283	0.074628	0.000145
				0.000283	0.795993	0.000455	0.049841
0.074655	0.000466	0.488771	0.00074
				0.000146	0.049841	0.000746	0.197145

对比上面(3)中的[Z_m]、[Y_m]归一化幅值矩阵和(1)中的[Z]、[Y]归一化幅值矩阵，可以看到非对角线元素与主对角线元素的比值明显减小，因此模式信号之间的串扰极大地减小。

实施中采用电磁场全波仿真方法计算了单端信号传输和模式传输时的近端串扰和远端串扰，图5是两根信号线时的近端串扰和远端串扰仿真结果。从图中可以看出，模式传输的串扰比单端信号传输的串扰下降了大约30dB。

图6、图7、图8、图9分别是四根信号线时单端传输的近端串扰、远端串扰，模式传输的近端串扰、远端串扰。从图中可以看出：

(1)单端信号传输近端串扰最小为-60dB，而模式传输最大近端串扰为-60dB；单端信号传输远端串扰大于-35dB，而模式传输远端串扰小于-30dB。

(2)单端信号传输时远端串扰随频率的增加上升很快，模式传输时远端串扰随频率的增加没有明显地增加，这说明本发明的模式传输方法对于随频率增加而恶化的串扰问题有很好的抑制作用。

信号线的串扰随着线间距的减小而增加，当线间距减小时，本发明的模式传输技术减小串扰的效果将更加明显。

对于四根信号线，利用变换矩阵[T_V]可得到：

V＝[T_V]V_m  (8)

$\left(\begin{array}{c}{V}_1\\ V_2\\ V_3\\ V_4\end{array}\right)=\left[T_V\right]\left(\begin{array}{c}{V}_{m1}\\ V_{m2}\\ V_{m3}\\ V_{m4}\end{array}\right)---\left(9\right)$

其中，V₁至V₄分别为四根信号线上的单端信号电压，V_m1至V_m4为四根高速信号线上模式电压的幅值。

因此，矩阵[T_V]的第一列向量T_V1代表第一个模式电压对应的信号线上的电压分布。取四根高速信号线上的电压为向量T_V1，通过求解二维电场静态场问题得到四根信号线横截面上的电场分布，如图10(a)所示，该图形象地绘出了作为信号载体的第一个模式所对应的实际电场分布。

类似地，取第一至第四信号线上的电压为矩阵[T_V]的第二至第四列向量，可以画出作为信号载体的第二至第四个模式所对应的实际横截面电场分布，如图10(b)至(d)所示。

由此可见，本发明将原来信号单端传输方式变为以正交模式电压为载体的信号传输方式，将单端信号电压之间的串扰降低为正交模式电压之间的串扰，大大降低信号的误码率和串扰，可应用范围广，具有显著的技术效果。

Claims (4)

1.一种基于电磁场模式分解的高速信号线串扰抑制方法，其特征在于：在高速信号线的输入端加入电压编码器，使得电压编码器输出的模式电压V_m满足V_m＝[T_V]^-1V，V为原始单端信号线电压，[T_V]为电压变换矩阵；在信号线输出端加入电压解码器，利用电压解码器还原并输出原始单端信号线电压V，即V＝[T_V]V_m，以减小高速信号线长距离、并行传输时的串扰。

2.根据权利要求1所述的一种基于电磁场模式分解的高速信号线串扰抑制方法，其特征在于：所述的电压变换矩阵[T_V]满足以下公式，使得高速信号线中的阻抗矩阵[Z]和导纳矩阵[Y]对角化：

[Z_m]＝[T_V]^-1[Z][T_I]

[Y_m]＝[T_I]^-1[Y][T_V]

其中，[T_I]表示电流变换矩阵，[Z]和[Y]分别表示原阻抗矩阵和原导纳矩阵，[Z_m]和[Y_m]分别表示被[T_V]和[T_I]变换后的阻抗对角矩阵和导纳对角矩阵。

3.根据权利要求1所述的一种基于电磁场模式分解的高速信号线串扰抑制方法，其特征在于：所述的阻抗对角矩阵[Z_m]和导纳对角矩阵[Y_m]对角线上的元素非零，非对角线上的元素为零或者接近于零。

4.根据权利要求2所述的一种基于电磁场模式分解的高速信号线串扰抑制方法，其特征在于：所述的电压变换矩阵[T_V]和电流变换矩阵[T_I]是先利用ANSYS公司的Q2D工具计算信号线横向截面上的电磁场分布，并提取单位长度电阻、电感、电导和电容矩阵进而计算得到。