CN104838595A - 用于有线通信系统的dm-cm分集接收器 - Google Patents

Abstract

一般而言，本发明提供利用通过在有线通信系统的接收器端上感测CM信号连同DM信号所提供的额外自由度的方法和装置。根据某些方面，这个额外自由度可以用来在上游和下游方向上消除所述接收器处的异质噪声。根据另外方面，CM信道可以潜在地用来利用所述CM信道连同正常DM信道中所建立的分集。这会充当在所述接收器上采用分集接收器方案的动机，特别是在客户驻地上所接收的下游通信中如此。

Description

用于有线通信系统的DM-CM分集接收器

相关申请的交叉引用

本申请根据专利法要求2012年10月18日提交的、在前的共同未决美国临时专利申请第61/715,788号的优先权，所述临时专利申请的内容以全文引用的方式并入本文中。

发明领域

本发明一般涉及数据通信，并且更详细而言，涉及一种用于有线通信系统(如DSL)的DM-CM分集接收器。

发明背景

铜制双绞线中的数据传输一般发生在称为差模(DM)系统的系统上。在DM中，两条电线之间相对于接地的电压差异被进行传输，而同时形成双端口回路来联合传输器、接收器和两条绞合电线。由于两条电线的不完美绞合，相对于基准接地而言，DM信号会泄漏到称为共模(CM)的模式中。相对于物理接地而言，可以从DM传输器上或DM接收器上的变压器的中心抽取共模电压。接地构成CM信号的返回路径，所述CM信号由两条电线携带并联合CM传输器和接收器CM阻抗，而且相对于接地而言是借助差模接收器的中心抽头加以感测。

发明概述

一般而言，本发明提供利用通过在有线通信系统的接收器端上感测CM信号以及DM信号所提供的额外自由度的方法和装置。根据某些方面，这个额外自由度可以用来在上游和下游方向上消除所述接收器处的异质噪声。根据另外方面，CM信道可以潜在地用来利用所述CM信道连同正常DM信道中所建立的分集。这会充当在所述接收器上采用分集接收器方案的动机，特别是在客户驻地上所接收的下游通信中。

根据这些和其它方面，根据本发明实施方案的一种用于有线通信系统的接收器包括：差模(DM)传感器，其被耦接来接收所述有线通信系统的信号并且产生表示所述信号的第一信号；共模(CM)传感器，其被耦接来同时接收所述有线通信系统的所述信号并且产生表示所述信号的第二信号；以及组合器，其组合所述第一信号与所述第二信号，以便生成所述信号中的传输符号的更好估计。

附图简述

对于本领域一般技术人员来说，在阅览下文结合附图而对本发明具体实施方案所做的描述之后，本发明的这些和其它方面和特征将变得显而易见，其中：

图1为根据本发明实施方案的CM-DM分集接收器的方框图；

图2为示出各种CM直接信号测量结果与DM信道比较情况的图表；

图3为示出针对500英尺AWG 26电缆的LCL测量结果的图表；

图4为示出针对1千米0.4mm PE电缆的LCL测量结果的图表；

图5为示出针对500英尺电缆的LCTL测量结果的图表；

图6为示出针对1千米0.4mm PE电缆的LCTL测量结果的图表，应注意，所述测量结果只在10MHz内有效；

图7为示出针对300米AWG 26电缆的LCTL测量结果的图表；

图8为示出针对400米AWG 26电缆的LCTL测量结果的图表；

图9为示出CM和DM中的接收器噪声PSD的图表；

图10为示出根据本发明实施方案的例示性线性组合器的示意图；

图11为相应图表，其示出在实施本发明方面的模拟结果中使用分集接收器作为回路长度的函数时的百分比增益；

图12为相应流程图，其示出可以用于本发明实施方案中的VDSL系统的初始化序列的一部分；以及

图13为示出根据本发明实施方案的另一例示性线性组合器的示意图。

优选实施方案的详细描述

现在将参考附图详细地描述本发明，所述附图提供为本发明的说明性示例，以便使本领域技术人员能够实践本发明。明显地，下文的示图和示例并不意在将本发明的范围限制到单个实施方案，而是通过与所描述或所示出要素中的一些或全部进行互换的方式，其他实施方案也是可能的。此外，在本发明的某些要素可以使用已知部件来部分或完全实施的情况下，此类已知部件中只有对理解本发明来说是必要的那些部分才会加以描述，而此类已知部件的其它部分的详细描述则会省略，从而不至于使本发明模糊不清。正如本领域技术人员所显而易见的，描述为实施于软件中的实施方案不应受限于此，而是可以包括实施于硬件中或者软件和硬件组合中的实施方案，反之亦然，除非本文另有说明。在本说明书中，展示单数部件的实施方案不应视为限制性的；更确切地说，本发明意在涵盖包括多个相同部件的其它实施方案，反之亦然，除非本文以其他方式明确指出。此外，申请人并不意在将本说明书或权利要求书中的任何术语归结为具有不寻常或特殊的含义，除非就此明确陈述。另外，本发明涵盖本文中通过图解而提及的已知部件的目前和将来的等效物。

根据某些方面，本发明的发明人认识到，有线接收器中CM信号的感测可以提供新的自由度连同收发器中DM信号的处理。这个额外自由度可以用来在上游和下游方向上消除接收器处的异质噪声。本发明的发明人还认识到，在有线通信系统中，CM接收器也感测有用DM传输信号的定标副本连同有害的异质噪声。因此，CM接收器可以潜在地用来利用CM信道连同正常DM信道中建立的分集。

图1为示出根据本发明方面的例示性CM-DM分集接收器102的方框图。如图所示，其包括DM传感器104，所述DM传感器104耦接到常规有线通信系统(如DSL)中携带数据信号的双绞线106的正极线与负极线(T&R)对。如进一步展示的，接收器102也包括耦接到T&R 110的CM传感器108。传感器104和108所感测的信号由接收器102以分集方案进行处理，正如下文更为详细描述的。

在提供此类另外细节之前，下文提供对VDSL系统的下游方向上可用的分集的评估，正如本发明的发明人已经认识到的。这包括从这个分集的角度评估DM信号通向共模信道上的泄漏，以及识别CM的此类使用会引起显著速率改善的条件。在这个评估中，会检查CM信道以及其与DM信道的底层互动。然后，描述DS接收器上的分集接收器结构，连同可以使用此类结构来获取的增益的表达形式。所述评估进一步分析可达成分集的各种可能情境，并且为这些情境提供模拟结果。

共模特性化

共模接收数据的功率取决于两个主要CM环境特性。第一个特性是共模直接信道的衰减，而另一个特性是从DM到CM的泄漏。图2展示作为频率(单位：MHz)函数的所测量CM和DM信道幅度(单位：dB)的衰减(单位：dB)。曲线202、204和206分别为500英尺的26AWG电缆、1000英尺的26AWG电缆以及1千米的0.4PE电缆上DM信道的衰减的测量结果。曲线208、210和212为相同电线上CM信道的衰减的测量结果。从图2中轻易地看出，与对应的DM信道相比而言，CM信道一般针对更短回路呈现更多的衰减，而对于1千米回路而言，其呈现更少的衰减。

DM和CM信号之间的信号泄漏的相互作用是通过四个基本量度来管理。纵向转换损耗(LCL)表示跟随双端口网络一侧上的共模信号的存在的差模信号的有害转换的程度。纵向转换传递损耗(LCTL)表示处于双端口网络的输出上的、跟随输入端口上共模信号的存在的差模信号的有害转换的程度。

横向转换损耗(TCL)表示跟随双端口网络一侧上差模信号的存在的共模信号的有害转换的程度。横向转换传递损耗(TCTL)表示处于双端口网络的输出上的、跟随输入端口上差模信号的存在的共模信号的有害转换的程度。基于双绞线的构造，LCL和TCL测量结果通常是对称的，并且同样情形一般也适用于LCTL和TCTL测量结果。因为分集接收器的有效性取决于从DM泄漏到CM的信号，所以研究中的电缆TCL和TCTL对于共模接收器而言是重要特性。

为了研究TCL和TCTL，使用500英尺和1千英尺AWG 26电缆以及1千米0.4mm PE电缆来执行各种测量。

图3和图4中的两个曲线图分别展示在500英尺AWG 26和1千米0.4mm PE电缆中所测量的LCL。具体而言，图3为相应图表，其示出作为频率函数的、针对用于500英尺AWG 26电缆的LCL端口2(曲线302)、端口3(曲线304)、端口4(曲线306)和端口5(曲线308)的LCL测量结果(单位：dB)，其中不同端口对应于多线对电缆中的不同双绞线。同样地，图4为相应图表，其示出作为4.3125kHz间隔的DSL音调数目的函数的、针对用于1千米0.4mm PE电缆的LCL端口22(曲线402)、LCL端口23(曲线404)和LCL端口24的LCL测量结果(单位：dB)。

如图所示，传输器上有害的DM至CM转换在两条电缆中都是从50dB变化到70dB。在这些测量结果中，看上去似乎很少有数据来断定LCL与电缆长度的关系。相关人员应注意，通过LCL的机制而发生的、从DM到CM的信号泄漏随后经过CM的直接信道，并且随后由CM接收器加以接收。

图5至图8中的曲线图展示500英尺、300米、400米和1千米电缆束的LCTL。具体而言，图5为相应图表，其示出作为4.3125kHz间隔的DSL音调数目的函数的、针对用于500英尺电缆的LCTL端口22(曲线502)、端口23(曲线504)和端口24(曲线506)的LCTL测量结果(单位：dB)。图6为相应图表，其示出作为频率函数的、针对1千米0.4mm PE电缆的板LCTL端口3(曲线602)、板LCTL端口4(曲线604)、N.A.LCTL端口3(曲线606)和N.A.LCTL端口5(曲线608)的LCTL测量结果(单位：dB)。应注意，所述测量结果只在10MHz内有效。图7为相应图表，其示出作为频率函数的、针对用于300米AWG 26电缆的LCTL端口1(曲线702)、LCTL端口2(曲线704)、LCTL端口3(曲线706)、LCTL端口4(曲线708)和LCTL端口5(曲线708)的LCTL测量结果(单位：dB)。图8为相应图表，其示出针对用于400米AWG 26电缆的LCTL端口1(曲线802)、LCTL端口2(曲线804)、LCTL端口3(曲线806)、LCTL端口4(曲线808)和LCTL端口5(曲线808)的LCTL测量结果(单位：dB)。

正如从这些图表中可以看到的，500英尺电缆的LCTL幅度大致从50dB变化到60dB，而对于1千米电缆而言，其会从65dB变化到80dB。300米和400米的曲线图展示LCTL大约为60dB。清晰的是，DM至CM转换不仅发生在传输器上，而且还沿着电缆而发生。此类观察结果可以通过如下方式导出：注意到尽管电缆上预期存在CM信道衰减，但是LCTL数值与电缆的传输器端上所测量的LCL数值大致具有相同的幅度。可以说，在使用上述测量结果和观察结果的情况下，相应LCTL将会是接收器上的接收信号功率的主要分量。更低的LCTL幅度将意味着CM中更低的损耗并且因此意味着更高的接收信号功率，从而引起更多的分集。

DM中的接收器噪声一般假定为环形高斯式的，其中PSD大约为-140dBm/Hz，并且，本发明的发明人已经发现其在测量过程中是一致的。然而，发现CM上的接收器噪声高于DM附加噪声。此外，噪声在许多音调上偏离高斯式。这可能影响分集接收器的性能。图9中的曲线图示出接收器噪声的PSD，其中曲线902示出CM中的噪声，而曲线904示出DM中的噪声。

除了调节电缆的自然不平衡(这会在远端接收器上将传输差模信号的一部分转换成可用共模信号)之外，相关人员还可以设想到传输器侧上传输DM信号到CM中的受控泄漏，这又可以借助CM路径将故意泄漏的信号携带到远端接收器。CM比对应DM具有更少直接信道衰减的事实可以借助这个情境进行调节。这与DM接收器相比而言可以在CM接收器上产生更高的SNR，并且因此产生比特率的潜在增益。然而，传输器侧上的泄漏由EM辐射的容许功率进行制约。另外，这个低级CM泄漏信号将通过电缆而遭受CM模式衰减。

就容许的EM辐射而言，ITU和ANSI并未指定纵向输出电压。FCC或者更为准确地说是TIA对此进行了指定。TIA具有来自FCC的授权，从而规范连接到电话网络的电信设备。最新的TIA规范是2009年8月发布的并且在2011年3月22日正式生效的TIA-968-B，其对VDSL频带内和频带外信令提供下述放射限制，具体如下：

            TIA标准             等效dBm/Hz值

频带内    -50dBV(4kHz)          -76dBm/Hz(100Ω)

频带外    -80dBV(4kHz)          -106dBm/Hz(100Ω)

在30MHz以上对所传导的纵向信号没有要求。

在应用于VDSL2PSD掩码和-50.5dBm/Hz的DS3限制时，DS3频带中传输器的30dB受控不平衡会生成-80.5dBm/Hz的纵向限制，其满足-76dBm/Hz的TIA标准。因此，每当差分路径的衰减相对于共模路径的衰减的差异达到30dB的范围，在传输器上有用信号到共模的受控泄漏将对分集接收器变得具有重大意义。

分集接收器推导

现在将提供根据本发明实施方案的、处于CPE上的例示性分集接收器的表达形式的推导。当前接收器的最佳状态是假定CM和DM上的接收器噪声都具有高斯特性。也假定已经由于CO上的预编码而虑及到向量化用户当中的自我FEXT。在DM和CM中接收器上的每个音调的接收符号通过下述等式给出：

等式1：

y_d＝h_dx-v_d

y_c＝h_cx+v_c

此处，y_d为DM上的接收符号，y_c为CM上的接收符号。h_d和h_c分别为用于DM信道和CM信道的传递函数。类似地，v_d和v_c为DM和CM上的附加接收器噪声。应注意，h_c包括通过电缆而发生的泄漏的TCTL分量，以及从传输器上的CM信号的受控泄漏中发出的、流过CM的直接信道的信号。

图10为根据本发明实施方案的例示性分集接收器的方框图。如图所示，其分别从DM传感器和CM传感器接收以不同方式延迟的信号Y_d(t-τ₁)和Y_c(t-τ₂)，并且产生接收数据的组合输出估计图10的示例中所展示的部件的实施细节，将从下文的描述中变得显而易见。

如图10中所示，在执行FFT操作来识别帧的起点之前，在接收器上完成帧校准，因为存在与直接信道相关联的群延迟。应注意，对于CM和DM的两个路径而言将存在不同的群延迟。因此，相关人员可能希望单独校准CM和DM路径的帧，以便识别帧的开始处。然而，在CM路径与DM路径之间的群延迟差异可以忽略的情况下，相关人员可能决定使用DM帧校准来一起校准CM帧，因为循环前缀会大得足以处置CM和DM路径相对延迟的细微偏移。

然而，对于更长的回路长度和更高的频率而言，群延迟的差异可能足够大，而必须针对CM路径进行单独的帧校准操作。

为了继续下去，假定帧校准1002和1004是分别单独用于CM和DM路径，因而不会由于这种情形而导致效率损耗。在帧校准之后来自这两条路径的校准样本通过FFT 1006而转换成频域。

具有频域均衡器(FEQ)的线性组合器。

传统上，每个音调的FEQ用来均衡DM的直接信道。相关人员也可以想象出用于CM的类似方案。在假定两组FEQ同时运行的情况下，相关人员可以线性地组合均衡后的CM与DM接收符号。

假设和分别为来自方框1008的、DM和CM中的均衡接收符号。

在给定DM和CM上观察结果的情况下会发现传输符号的ML估计x。在下述等式中，通过元件1010、1012和1014线性地组合CM与DM上的接收符号，而给出CPE上基于ML估计的接收器：

$\hat{y}={\mathrm{\α}}_1{\tilde{y}}_c+{\mathrm{\α}}_2{\tilde{y}}_d$

此处，为组合之后的最终产生符号。应注意，传输符号x的估计是通过限幅而获得的。

因数α₁是使用下述等式而获得的：

${\mathrm{\α}}_1=\frac{{\left|h_c\right|}^{-2}{\mathrm{\σ}}_c^2}{{\left|h_c\right|}^{-2}{\mathrm{\σ}}_c^2+{\left|h_d\right|}^{-2}{\mathrm{\σ}}_d^2}$

并且，α₂是通过1–α₁而给出的(针对独立高斯噪声的特定情况)。最终产生的SNR_cd仅仅通过下述等式给出：

SNR_cd＝SNC_c+SNR_d

上述等式表明CM和DM的SNR都必须单独最大化，以便确保线性组合上的最佳SNR。

不具有FEQ的线性组合器，MMSE方法。

图10中所示的例示性接收器包括根据本发明实施方案的线性组合器。

线性组合器的MMSE估计是通过下述等式给出。假设：

f＝[f₁f₂]^T，Y＝[y_dy_c]^T

那么便会得出：

f＝E{YY^h}^-1E{Y^*x}

f的LMS递归由以下得出：

f[t_n+1]＝f[t_n]-υY^*e

其中，υ为LMS步长，并且e为通过下述等式给出的误差：

e＝x-[f₁f₂]Y

不具有FEQ的线性组合器。MOE方法。

线性受制接收器(称之为MOE)可以用作MMSE训练的替代方式。MOE接收器对维纳解(Wiener solution)施加制约h_dx＝1，从而得到：

$\hat{x}=f^H{y}^{\mathrm{cd}}$

其中：

y^cd＝[y_d，y_c]^T

并且：

f＝(h_cd ^HR_y ^-1)^-1R_y ^-1h_cd

这是最佳线性组合器，并且：

hcd＝[hd，hc]^T

可以看出，线性组合器f取决于CM和DM信道的直接路径，其可轻易获得。还会进一步得出：

Ry＝Σycdycd^H

这是接收数据协方差矩阵，并且可以较易地进行估计。应注意，每当CM传感器采集不到有用信号时，消除器的MOE和MMSE估计便达成相同的解。

每当传输有用信号和外部噪声的泄漏在CM与DM端口之间相关联时，用于消除器训练的MOE或MMSE方法可以在每个音调的基础上有条件地进行应用，以便达成整体最佳结果。在这种情形中，MMSE方法预期会生成最好结果，因为最佳化将会最小化外部噪声的影响，而同时又会建设性地将泄漏CM有用信号附加到DM有用信号。

模拟结果

针对各种回路长度的各种TCTL数目而采用分集收集器的模拟，已经被本发明的发明人加以执行。图11的曲线图展示在针对各种情境而采用分集接收器时，传统DM上所获得的百分比增益。应注意，所述曲线图的x轴为回路长度(单位：英尺)，并且，对于CM而言，接收器噪声级假定为-130dBm/Hz，而对于DM而言则为-140dBm/Hz。所使用的传输PSD根据G.993.2附录A 30a轮廓进行调整。y轴指示使用线性分集接收器时的速率百分比增益。举例而言，曲线1106给出TCTL在所有音调上都假定为固定的55dB时的速率百分比增益。应注意，尽管相关人员从来都不会遇到整个频率范围上固定的TCTL，但是曲线图中的曲线给予我们公平的理念来对待某个增益级别上相关人员所期望的TCTL。

相应结果表明45dB至55dB的DM至CM传递函数损耗(图11中的曲线1102、1104和1106)的情况下，存在相当大的增益量。下文的速率表指示就两个TCTL值50dB和55dB而言上述增益在三个DS频带中的划分。应注意，增益主要存在于DS2和DS3频带中。数据速率(以Mbps表示)是针对AWG26电线、DM的-140dBm/Hz的AWGN级别以及被定义用于VDSL的PSD级别而导出的。比特率计算是根据SNR容量估计以及传统上用于DSL中的加载分配表中的比特而导出的。

表1：45dB的TCTL下各种频带中的速率和增益

表2：55dB的TCTL下各种频带中的速率和增益

从上文论述中明显看出的是，分集接收器的性能取决于有用信号的DM至CM的转换。更多的转换意味着更高的分集，并且因此意味着更多的增益。通过查看图3、图4、图5和图6中的TCTL测量值，似乎发现TCTL转换对于大约1000英尺而言是接近60dB，而对于更大的回路长度而言是接近70dB。从图11中，还似乎发现相关人员无法期望在此类情况下使用分集接收器来获取大量整体增益。然而，在12MHz与17MHz之间，许多情形中DS3频带可以在更短的回路长度上用于CM模式中，其中DM上的DS3信号不足以确保有用数据的加载，但是其中CM中的泄漏起主导作用。也应注意，这些模拟是在假定CM传感器上存在背景噪声的情况下执行的。现实生活中的背景噪声统计数据的变化会改变任一方向上的建议。举例而言，CM中更低的-140dBm/Hz背景噪声可以比预期提供更高的增益。分集接收器与噪声消除器

等式1展现DM和CM信道上不存在外部相关噪声时分集接收器的描述情形。然而，实际情境表明双绞线通常经受外部噪声，如串音、RFI或电力线路噪声。这些噪声也存在于CM传感器上，并且已经确立的情况是，使用CM传感器的第二传感器是良好的候选方案，用以减轻外部噪声在DM信道中的影响。当DM和CM只经受相关噪声，而在CM传感器上不存在有用信号时，结合图10所提议的方案确实允许实施双重接收器消除器：

y_d＝h_dx+CI+v_d

y_c＝I+v_c   等式2

其中，h_d为DM信道的有用信号直接信道；I为存在于CM信道上的外部噪声，并且C为从CM到DM信道的噪声耦合信道。噪声消除器的概念是众所周知的。在一些情境中，DM传感器和CM传感器上将会发现有效信号和外部噪声。

y_d＝h_dx+CI+v_d

y_c＝h_cx+I+v_c   等式3

图10中所展现的接收器结构适合于分集接收器或噪声消除器的训练，但其没有能力同时进行两者的训练，因为没有任何解决方案会允许建设性地附加有用信号而同时消除外部噪声，以便最大化这个退化系统的SNR。因为分集接收器和噪声消除器并不是基于相同的最佳化准则(有用信号的均衡化与噪声的最小化)，所以我们介绍一种方法来决定应当是针对一个准则还是针对另一个准则来训练双重FEQ结构。

在分集接收器的情况下，双重FEQ的输出为：

Y_output＝F₁Y_dm+F₂Y_cm   等式4

其中，F₁和F₂分别为直接DM和CM信道的反向信道。

$F_1=\frac{1}{H_d};F_2=\frac{1}{H_c}$    等式5

在噪声消除器的情况下，F₁为直接DM信道的反向信道，而F₂为CM至DM信道的相对信道：

$F_1=\frac{1}{H_d};$ F₂＝-C

等式6

当在存在有效信号泄漏和外部噪声的情况下获悉双重FEQ时，F₁和F₂分别等于：

$F_1=\frac{1}{H_d};F_2=\frac{H_d{H}_c^{*}{\mathrm{\σ}}_x^2+C{\mathrm{\σ}}_I^2}{{\left|H_c\right|}^2{\mathrm{\σ}}_x^2+{\mathrm{\σ}}_I^2+{\mathrm{\σ}}_{w_c}^2}$

等式7

存在有用信号和外部噪声时的联合双重FEQ训练(等式7)并不是最佳的，但是往往在分集接收器的情况下接近等式5，或者在噪声消除器的情况下接近等式6。所以，最好的操作模式是在训练的发现阶段中进行估计的，其可以延伸到训练阶段和数据模式阶段。

图12展现VDSL启动协议中CO和CPE所执行的标准化传输序列，在这些序列中对分集接收器进行训练。具体而言，分集接收器的训练将利用在所述协议的两个定义序列(也就是O-P-Quiet-1和O-Idle)中所收集的信息来进行。

为了选择是在分集接收器模式中还是在噪声消除器模式中训练双重FEQ，CM传感器上所估计的SNR可以用作度量基准。

当CM传感器上所估计的SNR(表示为下述等式)：

${\mathrm{SNR}}_{\mathrm{CM}}=\frac{{\left|H_c\right|}^2{\mathrm{\σ}}_x^2}{{\mathrm{\σ}}_I^2+{\mathrm{\σ}}_{W_c}^2}$

等式8

为正数时，分集接收器界限告诉我们，在分集接收器模式(等式5)中获得双重FEQ系数时，就SNR而言总是存在增益。

当CM传感器上的SNR为负数时，便在噪声消除器模式中获悉双重FEQ系数。

因此，双重FEQ系数的训练和估计应该按照如下方式进行。

步骤1：在O-P-Quiet-1中获悉噪声消除器双重FEQ系数(等式6)，因为CO没有传输有用信号。

步骤2：在O_IDLE阶段中，估计CM传感器上的SNR(等式8)。

步骤3：如果CM传感器上的SNR为正数，便在分集接收器模式中获悉双重FEQ系数，并且应用于训练和数据模式的其它阶段。

步骤4：如果CM传感器上的SNR为负数，便在噪声消除器模式中应用双重FEQ系数，并且应用于训练和数据模式的其它阶段。

或者，可以通过将在联合双重FEQ训练过程中所获得的(等式7)并且在下文等式(10)中给出的SNR界限与对应于真实分集接收器模式的界限的两个等式(等式5和等式11)以及对应于真实消除器模式的界限的两个等式(等式6和等式12)进行比较，而确定接收器的最好模式，具体如下：

$\begin{array}{c}{\mathrm{SNR}}_{\mathrm{MIMO}}\\ =\frac{\{{\mathrm{UNR}}_{\mathrm{DM}}{\mathrm{INR}}_{\mathrm{CM}}+{\mathrm{UNR}}_{\mathrm{CM}}{\mathrm{INR}}_{\mathrm{DM}}-({\mathrm{\ρ}}_l{\mathrm{\ρ}}_l^{*}+{\mathrm{\ρ}}_l^{*}{\mathrm{\ρ}}_l)\sqrt{{\mathrm{UNR}}_{\mathrm{DM}}{\mathrm{UNR}}_{\mathrm{CM}}({\mathrm{INR}}_{\mathrm{CM}}-1)({\mathrm{INR}}_{\mathrm{DM}}-1)}\}}{\{{\mathrm{INR}}_{\mathrm{DM}}+{\mathrm{INR}}_{\mathrm{CM}}-1+(1-{\left|{\mathrm{\ρ}}_l\right|}^2)({\mathrm{INR}}_{\mathrm{DM}}-1)({\mathrm{INR}}_{\mathrm{CM}}-1)\}}\end{array}$

等式10

SNR＝UNR_DM+UNR_CM   等式11

$\mathrm{SNR}=\frac{{\mathrm{UNR}}_{\mathrm{DM}}{\mathrm{INR}}_{\mathrm{CM}}}{\{{\mathrm{INR}}_{\mathrm{DM}}+{\mathrm{INR}}_{\mathrm{CM}}-1+(1-{\left|{\mathrm{\ρ}}_l\right|}^2)({\mathrm{INR}}_{\mathrm{DM}}-1)({\mathrm{INR}}_{\mathrm{CM}}-1)\}}$ 等式12

其中ρ_i和ρ_l分别为DM与CM传感器之间的外部噪声相关性和有用信号相关性；外部噪声与背景噪声比(INR)以及有用信号与背景噪声比(UNR)按照如下方式进行定义：

$\begin{array}{cc}{\mathrm{INR}}_{\mathrm{DM}}=\frac{{\left|C\right|}^2{\mathrm{\σ}}_{I_c}^2+{\mathrm{\σ}}_{w_d}^2}{{\mathrm{\σ}}_{w_d}^2}& {\mathrm{INR}}_{\mathrm{CM}}=\frac{{\mathrm{\σ}}_{I_c}^2+{\mathrm{\σ}}_{w_c}^2}{{\mathrm{\σ}}_{w_c}^2}\end{array}$ $\begin{array}{cc}{\mathrm{UNR}}_{\mathrm{DM}}=\frac{{\left|H_d\right|}^2{\mathrm{\σ}}_x^2}{{\mathrm{\σ}}_{w_d}^2}& {\mathrm{UNR}}_{\mathrm{CM}}=\frac{{\left|H_c\right|}^2{\mathrm{\σ}}_x^2}{{\mathrm{\σ}}_{w_c}^2}\end{array}$

等式(10)中的量可以按照下述方式导出。外部噪声相关性ρ_i只是O-P-QUIET阶段中DM和CM传感器上的接收信号之间的相关性，因为这些信号不含有用信号分量。在O-IDLE阶段中，这两个传感器上的接收信号之间的相关性通过如下方式给出：

${\mathrm{\ρ}}_{\mathrm{IDLE}}=\frac{{\mathrm{\ρ}}_l\sqrt{{\mathrm{UNR}}_{\mathrm{DM}}{\mathrm{UNR}}_{\mathrm{CM}}}+{\mathrm{\ρ}}_i\sqrt{({\mathrm{INR}}_{\mathrm{DM}}-1)({\mathrm{INR}}_{\mathrm{CM}}-1)}}{\sqrt{({\mathrm{UNR}}_{\mathrm{DM}}+{\mathrm{INR}}_{\mathrm{DM}})({\mathrm{UNR}}_{\mathrm{CM}}+{\mathrm{INR}}_{\mathrm{CM}})}}$

为了从ρ_IDLE中导出ρ_l，有必要确定下述几个量：UNR_DM、UNR_CM、INR_DM和INR_CM。INR_DM和INR_CM可以在O-P-Quiet阶段中，通过分别在传感器中的每个传感器上相对于所估计的背景噪声方差来估计接收信号的方差，从而轻易地进行估计。UNR(UNR_DM、UNR_CM)可以用一两种方式进行估计。估计UNR的第一种方法可以在O-Idle阶段中执行。因为在O-IDLE中，CO传输已知的有用信号，所以FEQ可以在两个传感器上进行训练，从而具有Hd和Hc的估计。从那里，每个传感器上所接收的有用信号功率可以进行估计，因而估计UNR。

估计UNR的替代方法是按照三步骤过程而在O-P-QUIET和O-IDLE中接收信号时完成的。

步骤1：在O-P-QUIET中接收信号，测量INR_DM和INR_CM

DM：Y_d＝CI_c+W_d

CM：Y_c＝I_c+W_c

$\begin{array}{cc}{\mathrm{INR}}_{\mathrm{CM}}=\frac{{\mathrm{\σ}}_{I_c}^2+{\mathrm{\σ}}_{w_c}^2}{{\mathrm{\σ}}_{w_c}^2}& {\mathrm{INR}}_{\mathrm{DM}}=\frac{{\left|C\right|}^2{\mathrm{\σ}}_{I_c}^2+{\mathrm{\σ}}_{w_d}^2}{{\mathrm{\σ}}_{w_d}^2}\end{array}$

步骤2：在O_IDLE中接收信号，相对于背景噪声的方差来测量接收信号的方差

DM：Y_d＝HdX+CI_c+W_d

CM：Y_c＝HcX+I_c+W_c

$\begin{array}{cc}{\mathrm{PSD}}_{\mathrm{DM}}=\frac{{\left|\mathrm{Hd}\right|}^2{\mathrm{\σ}}_x^2+{\mathrm{\σ}}_{I_d}^2+{\mathrm{\σ}}_{w_d}^2}{{\mathrm{\σ}}_{w_d}^2}& {\mathrm{PSD}}_{\mathrm{CM}}=\frac{{\left|\mathrm{Hc}\right|}^2{\mathrm{\σ}}_x^2+{\mathrm{\σ}}_{I_c}^2+{\mathrm{\σ}}_{w_c}^2}{{\mathrm{\σ}}_{w_c}^2}\end{array}$

步骤3：通过减去这两个量来估计UNR。

UNR_DM＝PSD_DM-INR_DM

INR_CM＝PSD_CM-INR_CM

在上述三个步骤中，假定之前是在没有外部噪声的情况下已经对背景噪声方差进行了估计，假定等于默认值，如-140dBm/Hz。这三个步骤的结果也可以借助替代过程来获得，如：在当前步骤3上而不是在当前步骤1和当前步骤2上，通过背景噪声来应用相应除法，这里进行步骤1和步骤2只在于估计接收信号PSD。

基于这些估计，等式(10)可以进行求值，并且与等式(11)和等式(12)的求值结果进行比较。对于等式(10)的求值结果最接近等式(11)的求值结果的任何音调而言，双重FEQ F₁和F₂应在分集收集器模式中使用，从而按照等式5独立地导出F₁和F₂。对于等式(10)的求值结果最接近等式(12)的求值结果的任何音调而言，双重FEQ F₁和F₂应在噪声消除器模式中使用，从而按照等式6导出F₁和F₂。

对于在哪个模式下训练消除器进行确定会确保，在每个传感器上给定有效信号的某个泄漏级别和相关噪声的某个级别的情况下，双重FEQ采用最好的可能配置。

对上述确定相应模式的过程加以总结，如果CM传感器上的SNR是正数，那么双重FEQ应在分集接收器模式中使用，从而按照等式5独立地导出F₁和F₂。否则，其应在噪声消除器模式中使用，从而按照等式6导出F₁和F₂。然而，相关人员甚至可以在CM上存在负数SNR的情况下也利用分集接收器。

然后，每个音调的系数F₁和F₂根据其已经确定的模式进行植入和更新，以便用于训练和数据模式的其余部分。这个决策准则可以在每个音调的基础上进行应用，从而使得对于某些音调而言，每个音调的双重FEQ结构F₁和F₂是在分集接收器模式中使用，而对于其它音调而言，其将在噪声消除器模式中使用。

图13中示出图10所展现的接收器结构的替代结构，其限于分集接收器或噪声消除器。这个结构解除系统的退化，从而现在允许建设性地附加有用信号，而同时消除外部噪声。图13表现为可以看作是分集接收器1418后面紧跟噪声消除器1420的级联的结构。所述分集接收器类似于图10，并且根据等式5进行训练。噪音消除器Kc 1414将限幅器1410所限幅的误差信号e_c当作输入，并且将其输出附加到组合器输出，以便展现给最终限幅器1416。基于从消除器输出的减除中所获得的误差信号e以及通过限幅器1410来限幅通向消除器的差模输入所获得的限幅误差e_d，而更新噪声消除器Kc 1414。实际上，在限幅分集接收器的CM和DM路径之后，噪声消除器1420会消除残留在信号e_d和e_c中的相关外部噪声。这个级联结构允许接收器的分集接收器区段，将CM传感器上所感测的泄漏有用信号建设性地附加到差模传感器的信号，同时噪声消除器会消除外部噪声的相关性，而不会影响分集接收器。然而，图13中所展现的结构容易在DM和CM传感器上做出不正确的限幅决策。限幅器1410的错误限幅操作会导致可能的错误e_d和e_c项，这又可能导致消除器输出中的误差传播以及消除器针对给定符号的错误更新。为了提供可靠的误差项e_d和e_c，使用限幅操作来实施限幅器1410，所述限幅操作可以利用分集接收器组合器和CM信号输出联合地或单独地执行：限幅器误差项e_d和e_c可以通过独立地限幅FEQc1406的输出和分集接收器组合器的输出而导出。或者，在分集接收器组合器输出上的SNR大于FEQc 1406的输出上的SNR的情境中，限幅器误差e_c可以根据针对只从更为可靠的分集接收器组合器输出中所获得的传输信号估计的决策而导出。或者，误差项e_d和e_c可以根据针对基于FEQc 1406的输出和分集接收器组合器的输出所获得的传输信号估计的联合决策，而在限幅器1410中导出。

求助于使用图13所描绘的结构，起因在于确定下述几个量：UNR_DM、UNR_CM、INR_DM和INR_CM、ρ_i和ρ_l(分别为DM与CM传感器之间的外部噪声相关性和有用信号相关性)以及SNR_DM、SNR_CM，这些量将确定分集接收器是否应当用于哪个音调，并且确定针对哪个音调其后是否应紧跟噪声消除器。

一般化

虽然分集接收器架构预期在频域中实施为每个音调的线性组合器，但是分集重新组合的概念可以利用线性滤波技术而在时域中执行。

尽管本文中已经结合针对常规电话线路上的DSL通信的特定有用应用来描述了本发明，但是本发明并不限于这种应用。事实上，本发明的原理可以延伸到各种类型的有线传输系统，如同轴电缆系统，包括(例如)同轴电缆多媒体(也称为MoCA)、HPNA(包括同轴电缆HPNA 3.1以及家庭双绞线中的HPNA 3.1)、IEEE P1901(家庭电力线路中的PLC)、家庭插电联盟系统(包括HPAV和HPAV2以及“绿色PLC”)，以及ITU-T G.hn(包括双绞线、电力线路、基带同轴电缆和RF同轴电缆)。

此外，尽管本文已经在特定有用应用中将本发明描述成嵌入于CPE中并且分析下游信号，但是本发明也可以实施于CO中并且分析上游信号。

尽管已经参照本发明的优选实施方案对其进行了详细描述，但对于本领域一般技术人员而言显而易见的是，可以在不背离本发明精神和范围的情况下做出形式和细节上的改变和修改。预期所附权利要求书涵盖此类改变和修改。

Claims (20)

1.一种用于有线通信系统的接收器，所述接收器包括：

差模(DM)传感器，其被耦接来接收所述有线通信系统的信号，并且产生表示所述信号的第一信号；

共模(CM)传感器，其被耦接来同时接收所述有线通信系统的所述信号，并且产生表示所述信号的第二信号；以及

组合器，其组合所述第一与第二信号，以便生成所述信号中的传输符号的更好估计。

2.根据权利要求1所述的接收器，其中所述信号为多音调信号，并且其中所述组合是使用线性组合器而在频域中每个音调基础上加以执行。

3.根据权利要求2所述的接收器，其中所述线性组合器的训练是使用MMSE准则执行的。

4.根据权利要求2所述的接收器，其中所述线性组合器的训练是使用MOE准则执行的。

5.根据权利要求2所述的接收器，其中在某个音调范围上，当认为所述第一信号不能使用时，所述线性组合器便降低到均衡所述第二信号的单个输入FEQ。

6.根据权利要求2所述的接收器，其还包括帧校准器，用以分别对所述第一和第二信号进行帧校准。

7.根据权利要求6所述的接收器，其中所述帧校准是在所述第一和第二信号转换成频域之前加以执行。

8.根据权利要求1所述的接收器，其中所述DM和CM传感器都连接到双绞线回路。

9.根据权利要求1所述的接收器，其中所述DM和CM传感器都连接到同轴电缆。

10.根据权利要求1所述的接收器，其中所述DM和CM传感器都连接到输电干线网络。

11.根据权利要求2所述的接收器，其中在某个音调范围上，所述组合器被配置成分集接收器，而在另一音调范围上，所述组合器被配置成噪声消除器。

12.根据权利要求2所述的接收器，其中对组合所述第一与第二信号是在分集接收器配置中执行的第一音调范围加以确定，并且其中对组合所述第一与第二信号是在噪声消除器配置中执行的另一音调范围加以进一步确定。

13.根据权利要求2所述的接收器，其中所述组合是作为某个音调范围上分集接收器配置后面紧跟噪声消除器配置的级联而完成的。

14.根据权利要求2所述的接收器，其还包括限幅器，用以处理所述组合器的输出并且产生用于噪声消除器的输入误差信号。

15.根据权利要求14所述的接收器，其中所述限幅器基于估计传输符号的决定来产生所述误差信号，所述估计传输符号是从所述组合器输出中导出的。

16.根据权利要求14所述的接收器，其中所述限幅器基于估计传输符号的决定来产生所述误差信号，所述估计传输符号是从所述组合器输出和所述CM传感器的所述第二信号中联合导出的。

17.根据权利要求14所述的接收器，其中所述限幅器基于估计传输符号的决定来产生所述误差信号，所述估计传输符号是从所述组合器输出中以及从所述CM传感器的所述第二信号中独立导出的。

18.一种训练接收器的方法，所述接收器包括用以接收信号并且产生对应于所述信号的第一信号的DM传感器，和用以接收所述信号并且产生对应于所述信号的第二信号的CM传感器，其中所述第一与第二信号进行组合来生成所述信号中的传输符号的更好估计，所述方法包括：

计算所述CM信道的SNR；

基于所述计算的SNR，而确定组合所述第一与第二信号是在分集接收器配置中执行的第一音调范围，并且确定组合所述第一与第二信号是在噪声消除器配置中执行的另一音调范围。

19.一种训练接收器的方法，所述接收器包括用以接收信号并且产生对应于所述信号的第一信号的DM传感器，和用以接收所述信号并且产生对应于所述信号的第二信号的CM传感器，其中所述第一与第二信号进行组合来生成所述信号中的传输符号的更好估计，所述方法包括：

计算分集接收器方法的第一SNR；

计算噪声消除器方法的第二SNR；

计算联合双重FEQ方法的第三SNR；

基于所述第一SNR、第二SNR和第三SNR中最高的SNR，而确定组合所述第一与第二信号是在分集接收器配置中执行的第一音调范围，确定组合所述第一与第二信号是在噪声消除器配置中执行的另一音调范围，并且最终确定组合所述第一与第二信号是在联合训练配置中执行的另一音调范围。

20.一种有线通信系统，所述系统包括：

差模(DM)传感器，其被耦接来接收所述有线通信系统的信号，并且产生表示所述信号的第一信号；

共模(CM)传感器，其被耦接来同时接收所述有线通信系统的所述信号，并且产生表示所述信号的第二信号；和

组合器，其组合所述第一与第二信号，以便生成所述信号中的传输符号的更好估计；以及

借助相应回路而连接到所述DM和CM传感器的远端传输器，其输出源自所述信号的受控级泄漏CM信号，从而改善所述传输符号的所述更好估计。