CN104796358A - 一种信道估计的方法、装置及基站 - Google Patents

Abstract

本发明涉及通信系统中的信道估计。本发明公开了一种信道估计的方法，包括：确定训练序列矩阵S；确定成形矩阵G；确定接收信号；根据所述训练序列矩阵S、所述成形矩阵G和所述接收信号，确定空口无线信道的估计根据成形矩阵G和空口无线信道的估计确定合成的无线信道的估计。本发明还公开了一种信道估计的装置和基站。

Description

一种信道估计的方法、装置及基站

技术领域

本发明涉及通信系统中的信道估计，特别是一种信道估计的方法、装置及基站。

背景技术

在无线通信领域，信道估计是极其重要的内容，信道估计的准确度直接影响到数据的均衡解调。在目前的无线信道估计的考虑中，出发点都是直接估计发送滤波器和空口无线信道的合成信道响应，没有对发送成形滤波器和空口无线信道做解耦合的考虑，由于没有充分利用事先已经知道的发送成形滤波器的信息，因此，信道估计的准确度会有所降低，这将直接影响到后续基带均衡解调的性能，导致误码率偏高。

发明内容

针对背景技术中存在的上述缺陷，本发明实施例要解决的技术问题是如何充分利用发送成形滤波器的信息，提高信道估计的准确度。

为解决上述问题，本发明实施例提供的信道估计方法，包括：确定训练序列矩阵S；确定成形矩阵G；确定接收信号；根据训练序列矩阵S、成形矩阵G和接收信号，确定空口无线信道的估计根据成形矩阵G和空口无线信道的估计确定合成的无线信道的估计。

优选的，上述确定成形矩阵G，包括确定偶数倍采样的成形矩阵G₁和奇数倍采样的成形矩阵G₂，其中：G₁，G₂矩阵维数为(N+3)×(2N+2)，N是根据采样间隔为的信道单径数来确定的。

优选的，G₁的各列满足：第2i+1是2i-1列的元素乘j^-1，然后第一个元素补零向下移位，2i+2列是2i列的元素乘j^-1，然后第一个元素补零向下移位；所述G₂的各列满足：第2i+1是2i-1列的元素乘j^-1，然后第一个元素补零向下移位，2i+2列是2i列的元素乘j^-1，然后第一个元素补零向下移位。

优选的，上述确定接收信号，包括：确定偶数倍采样的接收信号和奇数倍采样的接收信号。

优选的，上述根据训练序列矩阵S、成形矩阵G和接收信号，确定空口无线信道的估计包括：根据确定空口无线信道的估计

本发明实施例提供的信道估计的装置，包括：训练序列确定模块：用于确定用于信道估计的训练序列；成形矩阵确定模块：用于确定成形矩阵；接收信号确定模块：用于确定接收信号；合成模块：用于根据所述训练序列矩阵S、所述成形矩阵G和所述接收信号确定模块确定的接收信号，来确定空口无线信道的估计以及根据成形矩阵G和空口无线信道的估计确定合成的无线信道的估计。

优选的，成形矩阵确定模块还用于：确定偶数倍采样的成形矩阵G₁和奇数倍采样的成形矩阵G₂，其中：G₁，G₂矩阵维数为(N+3)×(2N+2)，N为自然数；所述G₁的各列满足：第2i+1是2i-1列的元素乘j^-1，然后第一个元素补零向下移位，2i+2列是2i列的元素乘j^-1，然后第一个元素补零向下移位；所述G₂的各列满足：第2i+1是2i-1列的元素乘j^-1，然后第一个元素补零向下移位，2i+2列是2i列的元素乘j^-1，然后第一个元素补零向下移位。

优选的，接收信号确定模块还用于：确定偶数倍采样的接收信号和奇数倍采样的接收信号。

优选的，合成模块是根据来确定空口无线信道的估计

本发明实施例提供的基站，包括上述信道估计的装置。

利用本发明实施例提供的信道估计的方法、装置及基站，能够对已知的发送成形滤波器的信息进行充分的利用，从而提高了信道估计准确度，进而能够提高对接收信号均衡解调的能力，提高了话音质量，同时使系统达到更低的误比特率或者更高的数据吞吐率。

附图说明

图1为常见的无线通信系统信号处理的示意图；

图2是本发明实施例信道估计方法基本步骤的流程图；

图3为本发明信道估计方法第一实施例的流程图；

图4为本发明实施例中信道估计装置的示意图。

具体实施方式

下面结合附图，对本发明的具体实施方式做详细说明。

图1是常见的无线通信系统信号处理的示意图。如图1所示，x为基带调制信号，g(t)代表发送成形滤波器，c(t)代表空口无线信道，n为噪声或者干扰，y(t)是接收信号。现有的信道估计是直接估计发送成形滤波器g(t)和空口无线信道c(t)的合成信道响应，其模型可以表示为y=xGc+n，其中，为信道估计；可见该模型中是直接把发送成形滤波器g(t)和空口无线信道c(t)作为一个整体来考虑的。

本发明实施例提出的无线信道的估计方法，通过对发送成形滤波器g(t)和空口无线信道c(t)的解耦合；确定发送成形滤波器g(t)的影响和空口无线信道c(t)的估计，然后根据发送成形滤波器g(t)的影响和空口无线信道c(t)的估计得到合成的信道估计，其模型可以表示为y=xGc+n，即其中，G是发送成形滤波器的影响，c是空口无线信道的估计。也就是说本发明实施例中，是先单独考虑发送成形滤波器g(t)的影响和空口无线信道c(t)的估计，然后再由此合成得到无线信道的估计最终利用这个合成的信道估计进行数据的均衡解调。

如图2所示，本发明实施例中信道估计的方法基本步骤包括：

步骤101：基站确定用于信道估计的训练序列矩阵S；

步骤102：基站确定成形矩阵G；

成形矩阵G即为发送成形滤波器的影响，可以用偶数倍采样的成形矩阵G₁和奇数倍采样的成形矩阵G₂来表示。

步骤103：基站确定接收信号；

接收信号可以用偶数倍采样的接收信号和奇数倍采样的接收信号来表示。

步骤104：基站根据所述训练序列矩阵S、所述成形矩阵G和所述接收信号，确定空口无线信道的估计

步骤105：基站根据成形矩阵G和空口无线信道的估计确定合成的无线信道的估计。

其中，确定用于信道估计的训练序列矩阵S是本领域的现有技术，不再赘述。

为更好的理解上述方法，下面以全球移动通信系统（GSM，Global System forMobile Communications）高斯滤波最小频移键控（GMSK，Gaussian FilteredMinimum Shift Keying）调制方式为例，做进一步的说明：

根据3gpp45004协议，GMSK调制信号可以表示为：

其中：是调制信号x(t)的相位，可以表示为：

α_i是s_i差分后的调制符号，s_i是待调制的信息比特，g(u)是发送成形滤波器g(t)的离散表达式。

令 $\mathrm{\Φ}\left(t\right)=\mathrm{\πh}{\∫}_{-\∞}^{t}g\left(u\right)\mathrm{du}$

可以得到：

其中，是x(t)的初相，T是一个调制符号的持续时间，T=3.7us。一般的，发送成形滤波器g(t)可以表示为：

$g\left(t\right)=\frac{\exp \left(\frac{-t^2}{{2\mathrm{\σ}}^2{T}^2}\right)}{\sqrt{\left(2\mathrm{\π}\right)}.\mathrm{\σT}}*\mathrm{rect}\left(\frac{t}{T}\right);$

其中： $\mathrm{\σ}=\frac{\sqrt{\ln \left(2\right)}}{(2\mathrm{\π}\×0.3)};$

当 $\left|t\right|<\frac{T}{2}$ 时， $\mathrm{rect}\left(\frac{t}{T}\right)=\frac{1}{T},$ 其他情况下 $\mathrm{rect}\left(\frac{t}{T}\right)=0\&CenterDot;$

可以得出：发送成形滤波器的影响为：

$G\left(x\right)=x{\&Integral;}_{-\&infin;}^x\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\&pi;}}\mathrm{\&sigma;}}\exp (-\frac{t^2}{{2\mathrm{\&sigma;}}^2})\mathrm{dt}+\frac{\mathrm{\&sigma;}}{\sqrt{2\mathrm{\&pi;}}}\exp (-\frac{x^2}{{2\mathrm{\&sigma;}}^2})---\left(3\right)$

综上，可以得出:

$\mathrm{\&Phi;}\left(\mathrm{xT}\right)=\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}(G(x-\frac{1}{2})-G(x-\frac{3}{2}))---\left(4\right)$

考虑采样时间间隔，偶数倍采样的GMSK调制信号可以表示为

因通过现有的信道估计即可得出，因此不考虑的情况下，将公式（2）代入并由泰勒展开公式可以得到：

$\begin{array}{c}x\left(\mathrm{kT}\right)\&ap;\exp \left(j\underset{i=-\&infin;}{\overset{k}{\mathrm{\&Sigma;}}}{k}_i\mathrm{\&Phi;}\left((k-i)T\right)\right)\\ =j^{k-1}\cos \left({\mathrm{\&theta;}}_0\right)\cos \left({\mathrm{\&theta;}}_1\right)s_{k-2}+j^k(\sin \left({\mathrm{\&theta;}}_0\right)\cos \left({\mathrm{\&theta;}}_1\right)s_{k-1}+\cos \left({\mathrm{\&theta;}}_0\right)\sin \left({\mathrm{\&theta;}}_1\right)s_{k-2}{s}_{k-1}{s}_k)---\left(5\right)\\ +j^{k+1}\sin \left({\mathrm{\&theta;}}_0\right)\sin \left({\mathrm{\&theta;}}_1\right)s_k\end{array}$

考虑采样时间间隔，奇数倍采样的GMSK调制信号可以表示为

同样，不考虑将公式（2）代入并由泰勒展开公式可以得到：

$\begin{array}{c}x(\mathrm{kT}+\frac{1}{2}T)\&ap;\exp \left(j\underset{i=-\&infin;}{\overset{k}{\mathrm{\&Sigma;}}}{k}_i\mathrm{\&Phi;}((k-i)T+\frac{1}{2}T)\right)\\ =j^{k-1}\cos \left({\mathrm{\&theta;}}_2\right)\cos \left({\mathrm{\&theta;}}_3\right)s_{k-2}+j^k(\sin \left({\mathrm{\&theta;}}_2\right)\cos \left({\mathrm{\&theta;}}_3\right)s_{k-1}+\cos \left({\mathrm{\&theta;}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\&theta;}}_3\right)s_{k-2}{s}_{k-1}{s}_k)---\left(6\right)\\ +j^{k+1}\sin \left({\mathrm{\&theta;}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\&theta;}}_3\right)s_k\end{array}$

其中

${\mathrm{\&theta;}}_i=\left\{\begin{array}{cc}\mathrm{\&Phi;}\left((1-i)T\right)& i=\mathrm{0,1}\\ \mathrm{\&Phi;}\left((\frac{7}{2}-i)T\right)& i=\mathrm{2,3}\end{array}\right.---\left(7\right)$

由于公式（5）、（6）的非线性项s_k-2s_k-1s_k相比其他线性项很小，因此，忽略这个非线性项，2倍采样的GMSK调制信号可以写成如下矩阵形式，

$\left[\begin{array}{c}\hat{x}\left(\mathrm{kT}\right)\\ \hat{x}(\mathrm{kT}+\frac{1}{2}T)\end{array}\right]=j^{k}A\left[\begin{array}{c}{S}_k\\ S_{k-1}\\ S_{k-2}\end{array}\right]---\left(8\right)$

其中

$A=\left[\begin{array}{ccc}j\sin \left({\mathrm{\&theta;}}_0\right)\sin \left({\mathrm{\&theta;}}_1\right)& \sin \left({\mathrm{\&theta;}}_0\right)\cos \left({\mathrm{\&theta;}}_1\right)& j^{-1}\cos \left({\mathrm{\&theta;}}_0\right)\cos \left({\mathrm{\&theta;}}_1\right)\\ j\sin \left({\mathrm{\&theta;}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\&theta;}}_3\right)& \sin \left({\mathrm{\&theta;}}_2\right)\cos \left({\mathrm{\&theta;}}_3\right)& j^{-1}\cos \left({\mathrm{\&theta;}}_2\right)\cos \left({\mathrm{\&theta;}}_3\right)\end{array}\right]---\left(9\right)$

无线信道有(2N+2)条采样间隔为的信道单径，经过空口无线信道c(t)的接收信号y(t)可表示为

$y\left(t\right)=\hat{x}{\left(t\right)}^{*}c\left(t\right)\&ap;\frac{T}{2}\underset{i=0}{\overset{2N+1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\hat{x}(t-\frac{i}{2}T)c\left(\frac{i}{2}T\right)---\left(10\right)$

对y(t)进行采样间隔的采样，得到：

偶数倍采样的接收信号：

$y_k=y\left(\mathrm{kT}\right)=\underset{i=0}{\overset{2N+1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\hat{x}\left(k-\frac{i}{2})T\right)c\left(\frac{i}{2}T\right)\frac{T}{2}$

写为矩阵形式：

$\begin{array}{c}{y}_k=j^k\left[\begin{array}{cccc}{s}_k& s_{k-1}& ...& s_{k-N-2}\end{array}\right]G_1\left[\begin{array}{ccccc}{c}_0& c_{1/2}& c_1& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& c_{(2N+1)/2}\end{array}\right]\\ =j^k\left[\begin{array}{cccc}{s}_k& s_{k-1}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& S_{k-N-2}\end{array}\right]h_1\end{array}---\left(11\right)$

奇数倍采样的接收信号：

$y_{k+\frac{1}{2}}=y(\mathrm{kT}+\frac{T}{2})=\underset{i=0}{\overset{2N+1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\hat{x}\left((k-\frac{i-1}{2})T\right)c\left(\frac{i}{2}T\right)\frac{T}{2}$

写为矩阵形式：

$\begin{array}{c}{y}_{k+\frac{1}{2}}=j^k\left[\begin{array}{cccc}{s}_k& s_{k-1}& ...& s_{k-N-2}\end{array}\right]G_2\left[\begin{array}{ccccc}{c}_0& c_{1/2}& c_1& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& c_{(2N+1)/2}\end{array}\right]\\ =j^k\left[\begin{array}{cccc}{s}_k& s_{k-1}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& S_{k-N-2}\end{array}\right]h_2\end{array}---\left(12\right)$

其中：表示第k条空口无线信道的单径，s_k为第k个待调制的信息比特。

G₁、G₂分别为偶数倍成形矩阵和奇数倍成形矩阵，其矩阵维数为(N+3)×(2N+2)。

其中G₁满足：第2i+1是2i-1列的元素乘j^-1，然后第一个元素补零向下移位，2i+2列是2i列的元素乘j^-1，然后第一个元素补零向下移位。即G₁满足：

for i＝3:2:(2N＋１)

templ＝G₁（l:Ｎ＋2，i－2)

G_１(：,i)＝[０；ｊ^－１×templ］；

temp2＝Ｇ_１(l:Ｎ＋2，i－l)

G_１(:，i＋1)＝0;ｊ^－１×temp2];

eｎd

同样的，G₂满足：第2i+1是2i-1列的元素乘j^-1，然后第一个元素补零向下移位，2i+2列是2i列的元素乘j^-1，然后第一个元素补零向下移位。即G₂满足：

ｆｏｒ ｉ＝3:2:(2Ｎ＋１)

templ＝Ｇ_２(l:Ｎ＋2，i－2)

G₂(：,i)＝[０；j^－１×tempｌ］；

temp2＝G_２(l:N＋2，i－l)

G_２(:，i＋1)＝［0;ｊ^－１×temp２］;

eｎd

当N＝1时，G₁的表达式为：

$G_1=\left[\begin{array}{cccc}j\sin \left({\mathrm{\&theta;}}_0\right)\sin \left({\mathrm{\&theta;}}_1\right)& 0& 0& 0\\ \sin \left({\mathrm{\&theta;}}_0\right)\cos \left({\mathrm{\&theta;}}_1\right)& \sin \left({\mathrm{\&theta;}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\&theta;}}_3\right)& \sin \left({\mathrm{\&theta;}}_0\right)\sin \left({\mathrm{\&theta;}}_1\right)& 0\\ j^{-1}\cos \left({\mathrm{\&theta;}}_0\right)\cos \left({\mathrm{\&theta;}}_1\right)& j^{-1}\sin \left({\mathrm{\&theta;}}_2\right)\cos \left({\mathrm{\&theta;}}_3\right)& j^{-1}\sin \left({\mathrm{\&theta;}}_0\right)\cos \left({\mathrm{\&theta;}}_1\right)& j^{-1}\sin \left({\mathrm{\&theta;}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\&theta;}}_3\right)\\ 0& j^{-2}\cos \left({\mathrm{\&theta;}}_2\right)\cos \left({\mathrm{\&theta;}}_3\right)& j^{-2}\cos \left({\mathrm{\&theta;}}_0\right)\cos \left({\mathrm{\&theta;}}_1\right)& j^{-2}\sin \left({\mathrm{\&theta;}}_2\right)\cos \left({\mathrm{\&theta;}}_3\right)\end{array}\right]---\left(13\right)$

G₂的表达式分别为：

$G_2=\left[\begin{array}{cccc}j\sin \left({\mathrm{\&theta;}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\&theta;}}_3\right)& j\sin \left({\mathrm{\&theta;}}_0\right)\sin \left({\mathrm{\&theta;}}_1\right)& 0& 0\\ \sin \left({\mathrm{\&theta;}}_2\right)\cos \left({\mathrm{\&theta;}}_3\right)& \sin \left({\mathrm{\&theta;}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\&theta;}}_3\right)& \sin \left({\mathrm{\&theta;}}_2\right)\sin \left({\mathrm{\&theta;}}_3\right)& \sin \left({\mathrm{\&theta;}}_0\right)\sin \left({\mathrm{\&theta;}}_1\right)\\ j^{-1}\cos \left({\mathrm{\&theta;}}_2\right)\cos \left({\mathrm{\&theta;}}_3\right)& j^{-1}\sin \left({\mathrm{\&theta;}}_2\right)\cos \left({\mathrm{\&theta;}}_3\right)& j^{-1}\sin \left({\mathrm{\&theta;}}_2\right)\cos \left({\mathrm{\&theta;}}_3\right)& j^{-1}\sin \left({\mathrm{\&theta;}}_0\right)\cos \left({\mathrm{\&theta;}}_1\right)\\ 0& 0& j^{-2}\cos \left({\mathrm{\&theta;}}_2\right)\cos \left({\mathrm{\&theta;}}_3\right)& j^{-2}\cos \left({\mathrm{\&theta;}}_0\right)\cos \left({\mathrm{\&theta;}}_1\right)\end{array}\right]---\left(14\right)$

发送的训练序列矩阵S对应的接收信号可以建模为：

$\left[\begin{array}{c}{y}_e\\ y_o\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}S& 0\\ 0& S\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{G}_1\\ G_2\end{array}\right]c=\mathrm{SGc}$

其中，S为由训练序列构成的toeplitz矩阵，其第1列为[s_ks_k+1…s_k+v]^T，第1行为[s_ks_k-1…s_k-N-2]；为成形矩阵。

用现有技术中经典的LS信道估计算法可以得到：

$\tilde{c}={\left({\left(\mathrm{SG}\right)}^H\left(\mathrm{SG}\right)\right)}^{-1}{\left(\mathrm{SG}\right)}^H\left[\begin{array}{c}{y}_e\\ y_o\end{array}\right]---\left(15\right)$

其中：

y_e＝[y_ky_k＋１…y_k+v]^T

y₀＝[y_k+0.5 y_k＋1＋0.5…y_{k＋v＋０.５}]^T

此时，由即可得出合成的信道估计，其中，h₁、h₂分别为合成的偶数倍采样信道响应和奇数倍采样信道响应。

图3是本发明信道估计方法第一实施例的流程图，其应用场景为TU50信道模型。根据3gpp协议规定，TU50是有6根径的信道模型，c(t)在2倍采样下就是12根径。根据上述无线信道有(2N+2)条采样间隔为的信道单径（N为自然数），可知，此时N=5。对于GSM系统的GMSK调制的burst结构来说，26个symbol的训练序列位于第62到第87个symbol的位置。因此，k=68，v=19。给出训练序列矩阵S的表示，如图3所示，本实施方式包括以下步骤：

步骤201：基站确定训练序列矩阵S。

有上述TU50信道模型的特点可得出训练序列矩阵可以是：

步骤202：基站确定成形矩阵。

具体的，先根据公式（13）和（14），结合本实施例中N=5,所以矩阵的维数=(N+3)×(2N+2)=8×12，偶数倍采样的成形矩阵G₁和奇数倍采样的成形矩阵G₂可以表示为：

而此即发送成形滤波器的影响。

步骤203：确定接收信号；具体的，根据公式（11）和（12）确定偶数倍采样的接收信号y_k和奇数倍采样的接收信号

再由此得到：

y_e＝[yky_k＋１…y_k+v]^T，

y₀＝[y_k+0.5 y_k＋1＋0.5…y_k＋v＋0.5]^T

步骤204：基站根据所述训练序列矩阵S、所述成形矩阵G和所述接收信号，确定空口无线信道的估计

具体的，可以根据公式（15）：来确定。

步骤205：基站根据成形矩阵G和空口无线信道的估计确定合成的无线信道的估计。

具体的，根据来确定。

利用本发明实施例，相比不做解耦合直接得到的合成信道估计更加准确，利用这个更准确的信道估计进行均衡解调能够达到更低的误比特率和误帧率。

图4是本发明信道估计装置的示意图，如图所示，该装置包括：训练序列确定模块：用于确定用于信道估计的训练序列；成形矩阵确定模块：用于确定成形矩阵；接收信号确定模块：用于确定接收信号；合成模块：用于根据所述训练序列矩阵S、所述成形矩阵G和所述接收信号确定模块确定的接收信号，确定空口无线信道的估计以及根据成形矩阵G和空口无线信道的估计确定合成的无线信道的估计。

其中，成形矩阵即为发送成形滤波器的影响；

成形矩阵确定模块还用于：确定偶数倍采样的成形矩阵G₁和奇数倍采样的成形矩阵G₂，其中：G₁，G₂矩阵维数为(N+3)×(2N+2)，N为自然数，G₁，G₂的各列满足如下关系：

for i＝3:2:(2N＋１）

templ＝Ｇ_１(l:Ｎ＋2，i－2)

G_１(：,i)=[０；ｊ^－１×templ］；

temp2＝Ｇ_１(l:Ｎ＋2，i－l)

G_１(:，i＋1)＝0;ｊ^－１×temp2];

eｎd

；

ｆｏｒ ｉ＝3:2:(2Ｎ＋１)

templ＝Ｇ_２(l:Ｎ＋2，i－2)

G₂(：,i)=[０；ｊ^－１×templ］；

temp2＝Ｇ_１(l:Ｎ＋2，i-l)Ｇ_２（：，i＋1）＝［０；j^-1×temp2];

end

接收信号确定模块还用于：确定偶数倍采样的接收信号和奇数倍采样的接收信号；

合成模块是根据来确定空口无线信道的估计

本发明实施例提供的基站包括如图4所示的行道估计的装置。

以上所述，仅为本发明较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。

Claims (10)

1.一种信道估计方法，其特征在于，包括：确定训练序列矩阵S；确定成形矩阵G；确定接收信号；根据所述训练序列矩阵S、所述成形矩阵G和所述接收信号，确定空口无线信道的估计根据成形矩阵G和空口无线信道的估计确定合成的无线信道的估计。

2.根据权利要求1所述的信道估计方法，其特征在于：所述确定成形矩阵G，包括确定偶数倍采样的成形矩阵G₁和奇数倍采样的成形矩阵G₂，其中：G₁，G₂矩阵维数为(N+3)×(2N+2)，所述N是根据采样间隔为的信道单径数来确定的。

3.根据权利要求2所述的信道估计方法，其特征在于，所述G₁的各列满足：第2i+1是2i-1列的元素乘j^-1，然后第一个元素补零向下移位，2i+2列是2i列的元素乘j^-1，然后第一个元素补零向下移位；所述G₂的各列满足：第2i+1是2i-1列的元素乘j^-1，然后第一个元素补零向下移位，2i+2列是2i列的元素乘j^-1，然后第一个元素补零向下移位。

4.根据权利要求1所述的信道估计方法，其特征在于：所述确定接收信号，包括：确定偶数倍采样的接收信号和奇数倍采样的接收信号。

5.根据权利要求1至4任一项所述的信道估计方法，其特征在于：所述根据所述训练序列矩阵S、所述成形矩阵G和所述接收信号，确定空口无线信道的估计包括：

根据确定空口无线信道的估计

6.一种信道估计的装置，其特征在于，包括：

训练序列确定模块：用于确定用于信道估计的训练序列；

成形矩阵确定模块：用于确定成形矩阵；

接收信号确定模块：用于确定接收信号；

合成模块：用于根据所述训练序列矩阵S、所述成形矩阵G和所述接收信号确定模块确定的接收信号，来确定空口无线信道的估计以及根据成形矩阵G和空口无线信道的估计确定合成的无线信道的估计。

7.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，

所述成形矩阵确定模块还用于：确定偶数倍采样的成形矩阵G₁和奇数倍采样的成形矩阵G₂；

其中：G₁，G₂矩阵维数为(N+3)×(2N+2)，N为自然数；所述G₁的各列满足：第2i+1是2i-1列的元素乘j^-1，然后第一个元素补零向下移位，2i+2列是2i列的元素乘j^-1，然后第一个元素补零向下移位；所述G₂的各列满足：第2i+1是2i-1列的元素乘j^-1，然后第一个元素补零向下移位，2i+2列是2i列的元素乘j^-1，然后第一个元素补零向下移位。

8.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，所述接收信号确定模块还用于：确定偶数倍采样的接收信号和奇数倍采样的接收信号。

9.根据权利要求6至8所述的装置，其特征在于，

所述合成模块是根据来确定空口无线信道的估计

10.一种基站，其特征在于，包括权利要求6至9任一项所述的信道估计的装置。