CN104795981B - 直流并网运行的混合微网双向变换器电流纹波有源抑制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种直流并网运行的混合微网双向变换器电流纹波有源抑制方法，该方法针对直流并网运行的交直流混合微网系统，在每台双向变换器直流端增加一种基于双向DC/DC电路结构的纹波功率有源抑制电路，在该电路电源端采用电容替代电池储能，在该电路与双向变换器并联端不增设稳压滤波电容。通过反馈纹波功率及电源端电容电流，控制其并网端输出功率，抑制混合微网双向变换器电流纹波。本发明方法可以在显著抑制电流纹波基础上减少投资运行成本，较高的工作频率可以实现较低损耗，且具有更高的响应速度及更长的使用寿命，具有重要的经济价值和工业应用前景。此外，该方法还可以实现纹波电流的分布式抑制，对于混合微网的分布式运行意义重大。
Description
技术领域
本发明涉及一种直流并网运行的混合微网双向变换器电流纹波有源抑制方法。
背景技术
在能源和环境双重危机的背景下，可再生清洁能源分布式发电成为人类谋求发展的重要出路。为了解决分布式发电并网的诸多难题，微网技术应运而生。但无论是单纯交流微网或者是直流微网，对于吸纳这部分可再生能源都将面临频繁功率变换带来的效率与可靠性低下的问题。此外，单纯交流或者直流微网对于交流负荷以及新兴直流负荷也有类似的缺陷。考虑到可再生能源分布式发电运行的经济性，将它们合理分配到不同母线，与储能装置和负载组成AC/DC混合微网成为一种必然选择。
作为微电网的一种类型，混合微网同时具有孤岛和并网运行模式。在孤岛模式下，微网与大电网电气隔离，分布式发电单元一方面为内部负载提供功率，另一方面需要维持微网电能质量；在并网模式下，分布式发电单元可以为大电网提供功率，若微网功率不足，大电网可以为其内负载供电。混合微网的并网运行一方面可以减轻大电网负荷负担，另一方面可以作为馈线末端电压支撑，对于提高局部电网可靠性，保证科学、医疗、生活生产等方面的正常运行意义重大。
随着未来电网的容量和规模的进一步扩大，发电装置将以可再生能源为主，而其间歇性不稳定性的特征，对以交流为主的大型电力系统带来巨大的挑战。采用直流输配电，不仅可以提高电力系统容量，满足未来电网中的负荷对直流供电的需求，提高整体效率，而且可以免除因交流而造成的系统稳定性问题，从而有助于提高输电网的安全可靠性。因此，未来的输配电网和分布式电网将逐步向以直流为主的运行模式方向发展。考虑到直流微源及负载在整个电网环境中的重要作用，保证混合微网并网运行下的直流侧电能质量至关重要。
然而，混合微网为满足更大功率场合，交直流子网间多台双向变换器将采用并联联接形式，会在直流侧并网运行时产生严重的直流电流纹波问题。其根源在于并联结构下，双向变换器交流侧、直流侧等效输出阻抗与滤波器阻抗形成以频率为函数的阻抗网络，在不同频率点形成谐振，产生严重的电流纹波，增大电路损耗，缩短电力电子装置及滤波器寿命，同时也会造成混合微网中直流子网的敏感设备工作异常，甚至造成设备故障，危及系统安全运行。
为了抑制纹波电流，传统的无源抑制方法采用增大电容值，或者增大电感值，不仅体积大，安装维护困难，且会显著增加系统投资与运行成本。传统有源抑制方法亦可以采用电池储能设备吸收纹波功率，但是电池储能不仅响应时间较慢，价格相对昂贵，且运行寿命短，控制及维护均较为复杂，与混合微网经济性运行目标相悖。
发明内容
本发明为了解决上述问题，提出了一种直流并网运行的混合微网双向变换器电流纹波有源抑制方法，该方法针对直流并网运行的交直流混合微网系统，在每台双向变换器直流端增加一种基于双向DC/DC电路结构的纹波功率有源抑制电路，在该电路电源端采用电容替代电池储能，在该电路与双向变换器并联端不增设稳压滤波电容。通过反馈纹波功率及电源端电容电流，控制其并网端输出功率，抑制混合微网双向变换器电流纹波。相比于传统方法，本发明方法可以在显著抑制电流纹波基础上减少投资运行成本，较高的工作频率可以实现较低损耗，且具有更高的响应速度及更长的使用寿命，具有重要的经济价值和工业应用前景。此外，该方法还可以实现纹波电流的分布式抑制，对于混合微网的分布式运行意义重大。
为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：
一种直流并网运行的混合微网双向变换器电流纹波有源抑制系统，包括多台并联的双向变换器、交流侧和控制器，双向变换器均为LCL滤波的两电平变换器，包括并联的三相桥臂，每相桥臂包括两个串联的IGBT管，各相桥臂的中点经LCL滤波器与交流电压源连接；每台双向变换器的输入端并联有一个电容；在并联的双向变换器直流端通过线路阻抗接入直流电网，每台双向变换器的各个IGBT管均由控制电路驱动，每台双向变换器的直流侧均并联有一个独立的纹波有源抑制电路，包括一个单相桥臂，桥臂包括两个串联的IGBT管，桥臂先与稳压电容并联，再并联到每台双向变换器直流端，桥臂的中点一侧与电感相连，再并联到电池储能设备两端。
所述LCL滤波电路的阻尼电阻具有一附加阻值，以抑制LCL滤波器固有的谐振问题。
所述控制电路包括保护电路、驱动电路、采样调理电路，采样调理电路连接DSP模块，DSP模块与保护电路双向通信，DSP模块连接驱动电路，驱动电路输出PWM信号驱动桥臂中IGBT管的开通与关断。
所述采样调理电路采集输入电压源的直流电压、直流电流、滤波器输出的三相电压值大小。
一种直流并网运行的混合微网双向变换器电流纹波有源抑制方法，包括：
(1)对于并联在每台双向变换器直流侧的纹波电流有源抑制电路，采用电流单闭环控制结构，以补偿纹波电流；
(2)检测并联端口电压，乘以纹波电流值，得出纹波功率，再将纹波功率取反，得到负纹波功率，除以LC电路电容电压值，得出等效的纹波电流值，作为LC电路的电感电流参考值；
(3)电感电流参考值同LC电路的电感电流相比较，通过PI控制器输出与三角波比较，控制电路开关管动作，完成纹波电流抑制。
所述步骤(1)中，对于第i台双向变换器的纹波抑制电路，首先检测并联端口电压Ucom_i，乘以纹波电流值Iripple_i，得出纹波功率，再将纹波功率取反，得到负纹波功率，除以LC电路电容电压值UC_i，得出等效的纹波电流值，作为LC电路的电感电流参考值，同LC电路的电感电流IL_i相比较，通过PI控制器输出与三角波Utr_i比较，控制电路开关管动作，完成纹波功率电流补偿。
本发明的有益效果为：
1、相比于传统无源抑制方法，本发明方法可以在显著抑制电流纹波基础上减少投资运行成本。
2、相比采用电池储能纹波抑制方法，本发明方法在系统空载时纹波抑制效果显著，优势明显。
3、相比于采用电池储能装置抑制方法，本发明方法电路采用电容替代电池储能，可以工作在较高的频率，实现较低损耗，且具有更高的响应速度及更长的使用寿命。
4、本发明方法电路与双向变换器并联端不增设电容滤波，可以节约投资运行成本，实现混合微网经济运行。
5、本发明方法可以实现纹波电流的分布式抑制，对于混合微网的分布式运行意义重大。
附图说明
图1为无纹波抑制电路的混合微网并联双向变换器系统结构图；
图2为采用电池储能纹波抑制电路的混合微网并联双向变换器系统结构图；
图3为本发明纹波抑制电路的混合微网并联双向变换器系统结构图；
图4为本发明纹波抑制电路的控制框图；
图5(a)为直流并网参考电流为0安培时，无纹波抑制电路的混合微网并联双向变换器直流并网电压波形、直流并网总电流波形、每台双向变换器直流输出电流波形、纹波电流波形。
图5(b)为直流并网参考电流为5安培时，无纹波抑制电路的混合微网并联双向变换器直流并网电压波形、直流并网总电流波形、每台双向变换器直流输出电流波形、纹波电流波形。
图5(c)为直流并网参考电流为10安培时，无纹波抑制电路的混合微网并联双向变换器直流并网电压波形、直流并网总电流波形、每台双向变换器直流输出电流波形、纹波电流波形。
图6(a)为直流并网参考电流为0安培时，采用电池储能纹波抑制电路的混合微网并联双向变换器直流并网电压波形、直流并网总电流波形、每台双向变换器直流输出电流波形、纹波电流波形。
图6(b)为直流并网参考电流为5安培时，采用电池储能纹波抑制电路的混合微网并联双向变换器直流并网电压波形、直流并网总电流波形、每台双向变换器直流输出电流波形、纹波电流波形。
图6(c)为直流并网参考电流为10安培时，采用电池储能纹波抑制电路的混合微网并联双向变换器直流并网电压波形、直流并网总电流波形、每台双向变换器直流输出电流波形、纹波电流波形。
图7(a)为直流并网参考电流为0安培时，采用本发明纹波抑制电路的混合微网并联双向变换器直流并网电压波形、直流并网总电流波形、每台双向变换器直流输出电流波形、纹波电流波形。
图7(b)为直流并网参考电流为5安培时，采用本发明纹波抑制电路的混合微网并联双向变换器直流并网电压波形、直流并网总电流波形、每台双向变换器直流输出电流波形、纹波电流波形。
图7(c)为直流并网参考电流为10安培时，采用本发明纹波抑制电路的混合微网并联双向变换器直流并网电压波形、直流并网总电流波形、每台双向变换器直流输出电流波形、纹波电流波形。
图8为直流并网参考电流为10安培时，无纹波抑制电路的混合微网并联双向变换器交流侧三相电压、第一台交流侧三相电流、第二台交流侧三相电流。
图9为直流并网参考电流为10安培时，采用电池储能纹波抑制电路的混合微网并联双向变换器交流侧三相电压、第一台交流侧三相电流、第二台交流侧三相电流。
图10直流并网参考电流为10安培时，采用本发明纹波抑制电路的混合微网并联双向变换器交流侧三相电压、第一台交流侧三相电流、第二台交流侧三相电流。
图11为采用本发明方法的混合微网系统中第i台并联双向变换器纹波抑制控制电路图。
具体实施方式：
下面结合附图与实施例对本发明作进一步说明。
纹波电流有源抑制电路包括一个单相桥臂，桥臂包括两个串联的IGBT管，桥臂并联在每台双向变换器直流端，桥臂的中点一侧与LC电路相连；混合微网的双向变换器并联连接，每台均为一种LCL滤波的两电平变换器，包括并联的三相桥臂，每相桥臂包括两个串联的IGBT管，各相桥臂的中点一侧经滤波器与交流电压源连接；在并联的各桥臂输入端并联有一个电容；在N台双向变换器直流端通过线路阻抗接入直流电网；各个IGBT管均由控制电路驱动。
LCL滤波电路，增加阻尼电阻0.1欧姆，以抑制LCL滤波器固有的谐振问题。
控制电路包括保护电路、驱动电路、采样调理电路，采样调理电路连接DSP模块，DSP模块与保护电路双向通信，DSP模块连接驱动电路，驱动电路输出PWM信号驱动桥臂中IGBT管的开通与关断。
采样调理电路采集输入电压源的直流电压、直流电流、滤波器输出的三相电压值大小。
基于上述纹波电流有源抑制电路的控制方法，具体为：
对于并联在每台双向变换器直流侧的纹波电流有源抑制电路，采用电流单闭环控制结构，以补偿纹波电流。首先检测并联端口电压，乘以纹波电流值，得出纹波功率，再将纹波功率取反，得到负纹波功率，除以LC电路电容电压值，得出等效的纹波电流值，作为LC电路的电感电流参考值，同LC电路的电感电流相比较，通过PI控制器输出与三角波比较，控制电路开关管动作，完成纹波电流抑制。
图1为混合微网并联双向变换器系统结构图，双向变换器主电路为两电平DC/AC变换器，直流侧电容连接各项桥臂的两个IGBT管的一端，滤波器为LCL滤波器。直流侧与直流大电网相并联，交流输出端与模拟交流微源相连。相同拓扑结构的N台双向变换器的直流侧并联在一起，滤波器交流输出端并联在一起。N台双向变换器可同时向直流大电网提供功率。
信号调理电路将霍尔传感器测得的相关信号进行调理，得到采样电路可以接收的模拟信号。AD转换器的采样与转换由DSP进行控制，将调理好的模拟信号转换为数字量。数字信号的处理以及SPWM控制、PWM产生均由DSP实现，最终生成的PWM信号送给驱动电路去控制IGBT管的开通与关断。
图2为采用电池储能纹波抑制电路的混合微网并联双向变换器系统结构图。双向变换器并联结构与图1相同，其中每台双向变换器的直流侧均并联有一个独立的纹波有源抑制电路，包括一个单相桥臂，桥臂包括两个串联的IGBT管，桥臂先与稳压电容并联，再并联到每台双向变换器直流端，桥臂的中点一侧与电感相连，再并联到电池储能设备两端。
图3为本发明纹波抑制电路的混合微网并联双向变换器系统结构图。双向变换器并联结构与图1相同，其中每台双向变换器的直流侧均并联有一个独立的纹波有源抑制电路，包括一个单相桥臂，桥臂包括两个串联的IGBT管，桥臂并联在每台双向变换器直流端，桥臂的中点一侧与LC电路相连。相比于采用电池储能纹波抑制电路，本发明方法使用一个小电容替换电池储能设备，在该电路与双向变换器并联端不增设稳压滤波电容。
图4为本发明纹波抑制电路的控制框图，采用电流单闭环控制结构。对于第i台双向变换器的纹波抑制电路，首先检测并联端口电压Ucom_i，乘以纹波电流值Iripple_i，得出纹波功率，再将纹波功率取反，得到负纹波功率，除以LC电路电容电压值UC_i，得出等效的纹波电流值，作为LC电路的电感电流参考值，同LC电路的电感电流IL_i相比较，通过PI控制器输出与三角波Utr_i比较，控制电路开关管动作，完成纹波功率电流补偿。
不失一般性，同时考虑双向变换器并联最小系统，以下波形均为考虑两台相同配置双向变换器并联运行所得。开关频率，及闭环控制器参数均一致，混合微网直流初始参考电压及直流电网电压均为700伏，并网线阻1欧姆。
图5(a)为直流并网参考电流为0安培时，无纹波抑制电路的混合微网并联双向变换器直流并网电压波形、直流并网总电流波形、每台双向变换器直流输出电流波形、纹波电流波形。此时并网电压经过0.05秒调整稳定在700伏，并网总电流经过0.05秒调整稳定在0安培，每台双向变换器输出电流发生明显畸变，在0安培上下波动，纹波电流幅值在0.1到0.2安培之间。说明混合微网双向变换器并联系统在空载时存在纹波功率损耗。
图5(b)为直流并网参考电流为5安培时，无纹波抑制电路的混合微网并联双向变换器直流并网电压波形、直流并网总电流波形、每台双向变换器直流输出电流波形、纹波电流波形。此时并网电压稳定在705伏，总电流稳定在5安培，每台双向变换器输出电流畸变变大，在2.5安培上下波动，纹波电流幅值在0.3到0.45安培之间，较空载时显著增大。
图5(c)为直流并网参考电流为10安培时，无纹波抑制电路的混合微网并联双向变换器直流并网电压波形、直流并网总电流波形、每台双向变换器直流输出电流波形、纹波电流波形。此时并网电压稳定在710伏，总电流稳定在10安培，纹波电流幅值在0.1到0.3安培之间，上下波动剧烈。
图6(a)为直流并网参考电流为0安培时，采用电池储能纹波抑制电路的混合微网并联双向变换器直流并网电压波形、直流并网总电流波形、每台双向变换器直流输出电流波形、纹波电流波形。可以看出，对比无纹波抑制电路情况，系统空载的纹波电流问题几乎没有改善。
图6(b)(c)分别为直流并网参考电流为5安培、10安培时，采用电池储能纹波抑制电路的混合微网并联双向变换器直流并网电压波形、直流并网总电流波形、每台双向变换器直流输出电流波形、纹波电流波形。可以看出，对比无纹波抑制电路情况，系统的纹波电流在0.1到0.2安培之间，得到一定程度抑制。
图7(a)为直流并网参考电流为0安培时，采用本发明纹波抑制电路的混合微网并联双向变换器直流并网电压波形、直流并网总电流波形、每台双向变换器直流输出电流波形、纹波电流波形。可以看出，对比无纹波抑制电路情况，系统空载的纹波电流基本维持在0.03到0.1安培左右，得到明显改善。相比采用电池储能纹波抑制方法，本发明方法在系统空载时具有明显优势。
图7(b)(c)分别为直流并网参考电流为5安培、10安培时，采用本发明纹波抑制电路的混合微网并联双向变换器直流并网电压波形、直流并网总电流波形、每台双向变换器直流输出电流波形、纹波电流波形。可以看出，对比无纹波抑制电路以及采用电池储能纹波抑制情况，系统的纹波电流基本维持在0.05到0.13安培左右，得到明显改善。
图8为直流并网参考电流为10安培时，无纹波抑制电路的混合微网并联双向变换器交流侧三相电压、第一台交流侧三相电流、第二台交流侧三相电流。可以看出系统交流侧电流有明显畸变。
图9为直流并网参考电流为10安培时，采用电池储能纹波抑制电路的混合微网并联双向变换器交流侧三相电压、第一台交流侧三相电流、第二台交流侧三相电流。可以看出系统交流侧电流畸变有一定程度改善。
图10直流并网参考电流为10安培时，采用本发明纹波抑制电路的混合微网并联双向变换器交流侧三相电压、第一台交流侧三相电流、第二台交流侧三相电流。可以看出系统交流侧电流畸变同样有一定程度改善。
下表为无纹波抑制电路、采用电池储能纹波抑制电路、采用本发明纹波抑制电路的混合微网并联双向变换器交流侧三相电流的总谐波畸变率(THD)。通过定量对比可以看出采用本发明纹波抑制电路的混合微网并联双向变换器交流侧三相电流谐波最小。
表1三种情况的混合微网并联双向变换器交流侧三相电流的总谐波畸变率(THD)
图11为采用本发明方法的混合微网系统中第i台并联双向变换器纹波抑制控制电路图。控制电路包括保护电路、驱动电路和采样调理电路，采样调理电路包括并联端口电压Ucom_i、纹波电流值Iripple_i、LC电路电容电压值UC_i、LC电路的电感电流IL_i，信号调理电路和控制电压具有过/欠压保护和过流保护；驱动电路输出PWM信号驱动桥臂中IGBT管的开通与关断。
因此，采用本发明方法可以实现直流并网运行的交直流混合微网双向变换器动态纹波有源抑制。相比于传统方法，本发明方法在该电路电源端采用电容替代电池储能，且与双向变换器并联端不增设稳压滤波电容，可以在显著抑制电流纹波基础上减少投资运行成本，工作在较高的频率以实现较低损耗，且具有更高的响应速度及更长的使用寿命，具有重要的经济价值和工业应用前景。此外，该方法还可以实现纹波电流的分布式抑制，对于混合微网的分布式运行意义重大。
上述虽然结合附图对本发明的具体实施方式进行了描述，但并非对本发明保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本发明的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本发明的保护范围以内。
Claims (4)
1.一种直流并网运行的混合微网双向变换器电流纹波有源抑制方法，应用直流并网运行的混合微网双向变换器电流纹波有源抑制系统，具体包括多台并联的双向变换器、交流侧和控制器，双向变换器均为LCL滤波的两电平变换器，包括并联的三相桥臂，每相桥臂包括两个串联的IGBT管，各相桥臂的中点经LCL滤波器与交流电压源连接；每台双向变换器的输入端并联有一个稳压电容；在并联的双向变换器直流端通过线路阻抗接入直流电网，每台双向变换器的各个IGBT管均由控制电路驱动，每台双向变换器的直流侧均并联有一个独立的纹波有源抑制电路，包括一个单相桥臂，桥臂包括两个串联的IGBT管，桥臂先与稳压电容并联，再并联到每台双向变换器直流端，桥臂的中点一侧与电感相连，再连接到电池储能设备一端；
其特征是：对于并联在每台双向变换器直流侧的纹波电流有源抑制电路，采用电流单闭环控制结构，以补偿纹波电流；
检测并联端口电压，乘以纹波电流值，得出纹波功率，再将纹波功率取反，得到负纹波功率，除以LC电路电容电压值，得出等效的纹波电流值，作为LC电路的电感电流参考值；
电感电流参考值同LC电路的电感电流相比较，通过PI控制器输出与三角波比较，控制电路开关管动作，完成纹波电流抑制。
2.如权利要求1所述的一种直流并网运行的混合微网双向变换器电流纹波有源抑制方法，其特征是：所述LCL滤波器的电容前连接有阻尼电阻，且阻尼电阻具有一附加阻值，以抑制LCL滤波器固有的谐振问题。
3.如权利要求1所述的一种直流并网运行的混合微网双向变换器电流纹波有源抑制方法，其特征是：所述控制电路包括保护电路、驱动电路、采样调理电路，采样调理电路连接DSP模块，DSP模块与保护电路双向通信，DSP模块连接驱动电路，驱动电路输出PWM信号驱动桥臂中IGBT管的开通与关断。
4.如权利要求3所述的一种直流并网运行的混合微网双向变换器电流纹波有源抑制方法，其特征是：所述采样调理电路采集直流母线的输入电压源的直流电压、直流电流、滤波器输出的三相电压值大小。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201510202917.4A CN104795981B (zh) | 2015-04-24 | 2015-04-24 | 直流并网运行的混合微网双向变换器电流纹波有源抑制方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201510202917.4A CN104795981B (zh) | 2015-04-24 | 2015-04-24 | 直流并网运行的混合微网双向变换器电流纹波有源抑制方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN104795981A CN104795981A (zh) | 2015-07-22 |
| CN104795981B true CN104795981B (zh) | 2017-06-16 |
Family
ID=53560574
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201510202917.4A Active CN104795981B (zh) | 2015-04-24 | 2015-04-24 | 直流并网运行的混合微网双向变换器电流纹波有源抑制方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN104795981B (zh) |
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| CN104795981A (zh) | 2015-07-22 |
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