CN104767202A - 一种应用于多电平有源电力滤波器的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种应用于多电平有源电力滤波器的控制方法，在解决有源电力滤波器对谐波进行检测和实时补偿时的延时，从间接电流控制和预测谐波电流控制两个方面分别控制基波有功无功和谐波电流。本发明方法可以有效地实现对非线性、时变性和不确定性信号的预测，同时大多数电力负荷和各种变流装置属于可预测性负荷，因此可以采用该方法来解决有源电力滤波器数字控制系统的延时问题，且可应用于大功率场合，该方法控制精度高，响应速度快。

Description

一种应用于多电平有源电力滤波器的控制方法

技术领域

本发明涉及一种应用于多电平有源电力滤波器的控制方法，属于谐波检测及谐波治理领域。

背景技术

近年来，大量的电力电子装置如电弧炉、电焊机和变频器等非线性负荷接入电网，向电网中注入了大量的谐波和冲击性无功功率，导致了电网电压和电流波形的失真，严重影响了供电质量，有源电力滤波器能动态抑制谐波和补偿无功，被公认为是解决电力系统谐波问题的最有效手段；

在目前现有的补偿技术中，在使用有源电力滤波器对谐波进行检测和实时补偿时，不可避免的会产生延时，它不仅会严重影响谐波的检测和补偿效果，而且会降低系统的稳定性；而滞环电流控制虽然补偿速度快精度高，但该技术由于受开关频率的限制，不适用于多电平的场合，不利于提高电平级数以及系统的容量；而已有的预测电流控制方法,为获取补偿谐波电流所需的指令信号,所采集的样本信号值都是从负载侧测得,所需传感器较多，且补偿算法不精确。

发明内容

针对上述现有技术存在的问题，本发明提供一种应用于多电平有源电力滤波器的控制方法-预测电流控制法,本发明所述的控制方法为获取补偿谐波电流所需的指令信号,所采集的样本信号值不是从负载侧测得,而是从电源端较方便的测得所需样本信号,该方法可以有效地实现对非线性、时变性和不确定性信号的预测，同时大多数电力负荷和各种变流装置属于可预测性负荷，因此可以采用该方法来解决有源电力滤波器数字控制系统的延时问题，且可应用于大功率场合，该方法控制精度高，响应速度快。

本发明的技术方案为：

一种应用于多电平有源电力滤波器的控制方法，在解决有源电力滤波器对谐波进行检测和实时补偿时的延时，从间接电流控制和预测谐波电流控制两个方面分别控制基波有功无功和谐波电流，其中预测谐波电流控制具体的作法为：

在基于瞬时无功理论检测法的基础上，将得到网侧瞬时基波电流分量i_sda、i_sdb、i_sdc，在高速采样系统中当前的采样值可以约等于下一个采样值，即i_sdn(k+1)≈i_rn(k)，式中i_rn(k)为在k时刻谐波源电流的输入有功分量，即为负载基波电流,而当前负载基波电流近似等于当前网侧基波电流值i_sdn(k)，最终可以得到两个样本之间的补偿误差，即为当前网侧电流值i_sn(k)与当前网侧基波电流值i_sdn(k)之差，再将所得的电流误差信号乘以比例系数K转化为电压信号，所得到的参考电压值作为指令信号，经过脉冲宽度调制方式产生驱动信号，以达到补偿谐波电流的目的。

i_sdn(k+1)≈i_rn(k)的成立，是因为此时有源电力滤波器(APF)输出的谐波补偿电流i_hn与谐波源产生的谐波大小相同方向相反，谐波电流被补偿后网侧电流只含有负载的有功电流，此时可以认为电网侧电流近似等于负载侧基波电流分量，则负载侧电流与电网侧电流之差即为谐波电流i_hn；在数字离散控制系统中，i_hn的导数等于下一个状态值i_hn(k+1)和当前值i_hn(k)之差，下一采样值网侧基波电流i_sdn(k+1)可以近似等于下一采样值负载基波电流。

本发明的有益好处：

1、获取采样信号所需传感器较少；

2、可用来解决有源电力滤波器数字控制系统的延时问题；

3、该算法将补偿电流指令变换为电压指令且与模块数无关；

4、采用该控制算法的多电平多模块结构的有源滤波器系统可应用在高压大容量场合并且该控制算法不会随着模块数的增加而变复杂；

5、仿真和实验结果表明该算法能够快速跟踪和补偿负载畸变电流，谐波抑制效果良好，控制精度高，响应速度快。

附图说明

以下结合附图和具体实施方式进一步说明本发明。

图1是本发明的控制系统框图；

图2是本算法的仿真验证图，其中a图是补偿前负载侧电流波形，b图是逆变器输出的补偿电流波形，c图是补偿后网侧电流波形。

具体实施方式

图1分为两个模块，模块1为有功无功控制，其中v_sa、v_sb、v_sc为电源侧三相电网电压，i_a、i_b、i_c是整流器网侧三相电流，id和iq分别代表补偿电流的有功分量和无功分量，i_df和i_qf是整流器侧补偿电流经过旋转坐标变换和低通滤波后代表补偿电流基波分量的直轴d分量和交轴q分量，v_dc是整流器直流侧电容上的电压，v_dcr是其参考值，idr是控制整流器直流侧电压稳定的电流参考值,V_d和V_q分别代表整流器侧基波网压经过旋转坐标变换后的直轴电压分量和交轴电压分量，w是电网频率，v_af、v_bf、v_cf分别是v_d、v_q经过旋转坐标逆变换得到的三相交流电压控制信号；同理，模块2中i_sa、i_sb、i_sc是电源侧三相电网电流，i_sd、i_sq是三相电网电流d-q分解后得到的d轴电流分量和q轴电流分量，i_sdf和i_sqf分别表示电源侧电网电流基波有功分量和电流基波无功分量，i_sda、i_sdb、i_sdc分别表示电源侧电网三相基波电流交流量，经过一定的数量转换后变为三相基波电压交流分量v_ka、v_kb、v_kc,最终得谐波补偿电压信号v_ha、v_hb、v_hc,和有功无功控制信号加和即得到既可以谐波补偿又可以有功无功控制的电压控制信号v_ta、v_tb、v_tc；

模块一：间接电流控制算法(基波有功无功控制)

步骤1、将网侧三相电流进行dq变换到该坐标系下有功和无功分量，同时利用三相锁相环(PLL)对网侧电压vsa、vsb、vsc进行锁相以获得相位信息，根据锁相得到的相位信息，得到畸变的负载电流分解有功电流、无功电流和谐波电流，其表达式为

式中n分别为a、b、c三相，m为谐波次数，分别为wt、wt-2π/3、wt+2π/3，I_dn(t)为有功电流瞬时值，I_qn(t)无功电流瞬时值，I_hn(t)为谐波电流瞬时值。

步骤2、在(1)式的基础上利用dq变换将三相畸变负载电流变换到dq坐标系下，其表达式为

由(2)式可以看出有功和无功分量通过变换得到直流分量I_ld、I_lq，交流分量I_ldcos2wt、I_lqcos2wt在dq坐标系中被分离出来，其中高次谐波分量通过低通滤波器被滤除，同样也可以从网侧电流i_a、i_b、i_c的dq变换中得到i_d、i_q，进而得到变流器产生的有功和无功电流分量i_df、i_qf，变流器输出电流满足的微分方程为

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{di}}_a/\mathrm{dt}\\ {\mathrm{di}}_b/\mathrm{dt}\\ {\mathrm{di}}_c/\mathrm{dt}\end{array}\right]=-\frac{R}{L}\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ i_c\end{array}\right]+\frac{1}{L}\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{sa}}\\ v_{\mathrm{sb}}\\ v_{\mathrm{sc}}\end{array}\right]-\frac{1}{L}\left[\begin{array}{c}{v}_a\\ v_b\\ v_c\end{array}\right]---\left(3\right)$

步骤3、将(3)式进行dq变换，得到有功和无功v_d、v_q表达式为

$\left[\begin{array}{c}{v}_d\\ v_q\end{array}\right]=L\left[\begin{array}{c}{\mathrm{di}}_d/\mathrm{dt}\\ {\mathrm{di}}_q/\mathrm{dt}\end{array}\right]+\mathrm{\ωL}\left[\begin{array}{c}-i_q\\ i_d\end{array}\right]+R\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{sd}}\\ v_q\end{array}\right]---\left(4\right)$

根据(4)式可以得到在dq坐标系下的有功和无功功率的控制算法，并建立图1中1控制算法模型，其中PI调节器通过控制有功功率以实现对直流电压的控制，最后对v_d、v_q经过dq反变换得到瞬时电压指令信号v_fa、v_fb、v_fc，以控制变流器的输出维持直流母线电压的稳定。以上是基波的有功无功控制，保证公用电网和逆变器直流侧电容之间有功功率平衡提出的，在确保逆变器直流侧电容电压维持在稳定值的同时还能补偿负载所产生的无功功率,模块二将在此基础上进行预测谐波电流控制；

模块二：预测谐波电流控制

步骤1、如图1中2所示，考虑到电感L和对所补偿的谐波电流进行直接控制可以得变换器的端口电压为：

$V_{\mathrm{hn}}\left(t\right)=V_{\mathrm{sn}}\left(t\right)-L_n\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{hn}}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}---\left(5\right)$

步骤2、上式中的i_hn(t)为有源电力滤波器的补偿谐波电流。数字控制系统需要将式(5)离散化，则补偿电流变化量di_hn(t)可以表示为电流前后两次采样值之差：i_hn(k+1)-i_hn(k)，dt为采样时间T_s，则上式则可表示如下：

$V_{\mathrm{hn}}(k+1)=V_{\mathrm{sn}}\left(k\right)-L_n\frac{i_{\mathrm{hn}}(k+1)-i_{\mathrm{hn}}\left(k\right)}{T_s}---\left(6\right)$

然而，控制系统中下一个周期的采样电流i_hn(k+1)在当前采样周期不可检测，因此不能直接应用式(6)控制,但是，当系统具有较高频率时，谐波电流指令可以近似由下式计算：

i_hn(k+1)＝i_sn(k)-i_ln(k)   (7)

步骤3、公式(7)中i_sn(k)为电源侧在k时刻的输出电流分量，i_ln(k)为谐波源在k时刻的输入电流分量。由于APF正常工作损耗需要吸收一定的有功，而该分量也将包含在i_hn(k+1)中，这对谐波指令计算会产生一定的误差，所以公式(7)可改进为：

i'_hn(k+1)＝i_sn(k)-i_ln(k)-i_dfn(k)   (8)

其中i_dfn(k)为图2中APF输入电流有功分量i_df在k时刻的采样值。用电源输出电流的有功分量替代负载电流的有功分量既避免了对负载的电流的检测，减少了传感器的数量，又增加了对谐波指令计算的准确性。另外，有源电力滤波器当前产生的补偿电流为：

i'_hn(k)＝i_rn(k)-i_ln(k)   (9)

步骤4、在式(9)中i_rn(k)为在k时刻谐波源电流的输入有功分量，结合等式(6)、(8)、(9)可得：

$\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{hn}}(k+1)=V_{\mathrm{sn}}\left(k\right)-L_n\frac{i_{\mathrm{sn}}\left(k\right)-i_{\mathrm{sdn}}\left(k\right)}{T_s}\\ =V_{\mathrm{sn}}\left(k\right)-K[i_{\mathrm{sn}}\left(k\right)-i_{\mathrm{sdn}}\left(k\right)]\end{array}---\left(10\right)$

根据(6)式可得到(10)中的比例系数K的表达式为

$K=\frac{L\·K_i}{T_s\·K_v}---\left(11\right)$

其中K_i、K_v为电流和电压传感器测量比例常数；

步骤5、则(9)式可以进一步表示为

v_tn(k+1)＝v_sn(k)-v_kn(k)+v_sdn(k)   (12)

将(12)式作为指令信号，经过PWM调制方式产生驱动信号，以达到补偿谐波电流的目的。

Claims (1)

1.一种应用于多电平有源电力滤波器的控制方法，在解决有源电力滤波器对谐波进行检测和实时补偿时的延时，从间接电流控制和预测谐波电流控制两个方面分别控制基波有功无功和谐波电流，其中间接电流控制采用传统的三相dq解耦控制，而预测谐波电流控制具体的作法为：

在基于瞬时无功理论检测法的基础上，将得到网侧瞬时基波电流分量i_sda、i_sdb、i_sdc，在高速采样系统中当前的采样值可以约等于下一个采样值，即i_sdn(k+1)≈i_rn(k)，式中i_rn(k)为在k时刻谐波源电流的输入有功分量，即为负载基波电流,而当前负载基波电流近似等于当前网侧基波电流值i_sdn(k)，最终可以得到两个样本之间的补偿误差，即为当前网侧电流值i_sn(k)与当前网侧基波电流值i_sdn(k)之差，再将所得的电流误差信号乘以比例系数K转化为电压信号，所得到的参考电压值作为指令信号，经过脉冲宽度调制方式产生驱动信号，以达到补偿谐波电流的目的。