CN104734656A - 一种具有幅度调制和自动电平控制功能的射频信号源 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种具有幅度调制和自动电平控制功能的射频信号源，包括：调制信号产生单元产生幅度调制信号，可变衰减单元在驱动信号的驱动下对输入信号衰减产生衰减信号，功率分配单元将衰减信号分为两路：一路直接输出，另一路输出给检波器，检波器对输入的信号进行检波得到检波信号，数据处理单元根据幅度调制信号和检波信号产生驱动信号，可变衰减单元包括串联连接的第一可变衰减器和第二可变衰减器，第一数据处理单元根据检波信号产生驱动第一可变衰减器的第一驱动信号，第二数据处理单元根据幅度调制信号产生驱动第二可变衰减器的第二驱动信号。本发明将幅度调制和自动电平控制分开设置，不需要所有元器件兼顾二者的需求，电路容易实现。

Description

一种具有幅度调制和自动电平控制功能的射频信号源

技术领域

本发明涉及测量、测试技术领域，特别是涉及一种具有幅度调制和自动电平控制功能的射频信号源。

背景技术

在测量、测试领域中，射频信号源是射频微波工作者必备的一种测量测试仪器。射频信号源是一种射频信号发射装置，它可以输出各种频率、幅度等参数的连续波射频信号，当然还能输出各种调制信号，如FM、AM、PM、IQ、Pulse等调制信号。射频信号源输出信号的幅度精确度和稳定度是射频信号源的重要指标之一，而这些指标一般是由ALC电路（Automatic Level Control自动电平控制电路）来实现。

专利申请号为201210539525.3的中国专利申请文件公开了一种射频信号源100的原理，结合参考附图1，射频信号源100主要包括依次连接的频率合成器电路101、自动电平控制电路102、步进衰减电路103。

所述频率合成器电路101的主要作用是根据用户设置的各种参数产生一定频率（固定频率或一定频率范围）的射频信号，频率合成器电路101具有多种实现方式，可以是由锁相环电路直接构成，进而分/倍频后可以产生较宽频率范围的射频信号，随着直接数据频率合成技术的发展，采用DDS信号源（也称为直接数字频率合成源，或DDFS，Direct Digital Frequency Synthesis）结合锁相环电路的技术越发成熟，比如专利号为US8044725的美国专利“Signalgenerator with directly-extractable DDS signal source”就公开了这样一种频率合成器101构成的射频信号源。

自动电平控制电路102的主要作用是将频率合成器电路101产生的射频信号稳定在一定幅度，由模拟电路实现，专利申请号为201210530377.9、201210530239.0的中国专利申请文件均公开了一种具有自动电平控制电路的射频信号源,。结合参考附图2，图2示出了一种自动电平控制电路102的电路原理，包括可变衰减器201、射频放大器203、耦合器204、电阻202、检波器212、对数放大器210、加法器209、电容207、运算放大器208、对数放大器211、加法器206、指数放大器205。

所述可变衰减器201的输入端2A接入所述频率合成器电路101产生的射频信号，并对接入的所述射频信号进行衰减，衰减值受调节端（也可以称为控制端）2C的输入信号的控制，可变衰减器201的输出端2B输出经过衰减后的稳定信号。所述可变衰减器201具有多种实现方式，例如专利申请号为201210530622.6的中国专利申请文件就公开了其中部分实现方式，可变衰减器201一般是由PIN二极管构成。

所述射频放大器203对所述可变衰减器201输出的信号进行放大，然后输出给所述耦合器204。

耦合器204将输入信号分为两路，直通端口2F直接输出射频信号，耦合端口则将部分射频信号引入到所述检波器212，隔离端口则直接通过电阻202接地。耦合器204的作用是在尽量减小对射频信号影响的情况下，获取到射频信号的幅度信息，耦合器204可以用功率分配器等代替。

检波器212将耦合器204的耦合端口发送来的信号进行检波，获取到信号的幅度信息，生成与信号幅度相关的直流（或准直流）电压信号。

检波电压与输入给检波器212的信号的幅度（“dB”形式）一般成指数关系，因此使用对数放大器210将所述检波器电压与输入给检波器212的信号线性化。

加法器209的作用是将对数放大器210输出的电压信号与一个比较电压（通过端口2G产生）进行比较，获取到误差电压。

电容207和运算放大器208构成了一个积分器，积分器可以将加法器209产生的误差电压进行积分，积分后的信号可以直接输出给指数放大器205，但是由于还需要实现AM调制（幅度调制）功能，因此还需要设置加法器206，此时积分器积分后的信号输出给所述加法器206。

需要AM调制时，用户设置AM调制相关参数，最终通过端口2H产生AM调制信号输出给所述对数放大器211，对数放大器211的作用是将AM调制信号转换为对数形式，以配合后边的指数放大器205，才能正确驱动所述可变衰减器201。对数放大器211产生的信号分别输出给所述加法器209和加法器206，当AM调制信号频率较低时，对数放大器211输出的信号中给加法器209的正常工作，加法器209将检波信号、参考信号和AM调制信号进行加法运算后产生误差电压送入积分器，此时整个电路可以正常工作；当AM调制信号频率较高时，对数放大器211输出的信号中给加法器206的正常工作，加法器206将积分器输出信号与对数放大器211输出的信号作加法运算，然后共同输出给所述指数放大器205。

指数放大器205的作用是将之前经过对数放大器转换后的线性信号再转换为指数信号，然后来驱动所述可变衰减器201，实现整个电路的自动电平调节，直到端口2F输出的信号稳定在一个固定幅度上。

步进衰减器电路103的作用是将所述自动电平控制电路102产生的频率和幅度固定的信号调节为用户需要的幅度，一般射频信号源100的指标中会标注可以实现的幅度范围，例如一般可以实现从-130dBm或更低直至+20dBm或更宽的幅度范围，此时就需要步进衰减器电路103来调节，步进衰减器电路103是现有技术，例如专利申请号为201210539536.1中国专利申请文件就公开了一种实现方案。

另外，对于所述可变衰减器201，有时还需要额外的驱动电路来驱动，由于所述可变衰减器201一般有PIN二极管构成，其工作时需要一定的电流或电压，工作电流可达几十毫安，因此现有的驱动电路一般为恒流驱动或恒压驱动。恒流驱动，即为将可变衰减器201需求的衰减量转换为对应电流，通过一个电路产生该恒定电流并输出给可变衰减器201的调节端，而可变衰减器201的电压由二极管本身特性决定；恒压驱动，就为将可变衰减器201需求的衰减量转换为对应电压，通过一个电路产生恒定电压并输出给可变衰减器201的调节端，而可变衰减器201的电流由二极管本身特性决定。

由于二极管本身容易受温度变化影响，随着电路工作，当此电路处的温度发生变化时，可变衰减器201的二极管电压电流关系也发生变化：对于恒流驱动，驱动电路产生的电流维持不变，电压改变；对于恒压驱动，驱动电路产生的电压维持不变，电流改变。但相对来说，恒流驱动状态下的可变衰减器201的温度稳定性高于恒压驱动，因为二极管的电压电流关系可以近似使用如下函数表示：

$I=I_s*(e^{\frac{V}{V_T}}-1)$

上式中，I_S，V_T为随温度变化的常数；I_S数值较小，但随温度变化范围较大（约1E-15～1E-6A）。V_T与温度成线性关系T为热力学温度），常温（约27℃，300K）下约26mV，变化量相对较小。交流阻抗（R_AC）为二极管在工作点处的斜率，对以上公式微分：

$\frac{1}{R_{\mathrm{AC}}}=\frac{\mathrm{dI}}{\mathrm{dV}}=I_s{*e}^{\frac{V}{V_T}}*\frac{1}{V_T}\≈\frac{I}{V_T}$

可以看出，当电流固定不变时，交流阻抗近似与V_T成线性关系；当电压固定不变时，交流阻抗与温度成复杂的关系，I_S的变化将会引起交流阻抗发生很大改变。

另一方面，恒流驱动模式下的衰减器带宽低于恒压驱动模式，原因如下：一方面，恒流驱动电路本身的带宽限制了衰减器的带宽；另一方面，恒流模式的驱动电路大多使用三极管或二极管之类的非线性元件搭建，通过动态调节三极管或二极管电阻的方法实现电流恒定，而可变衰减器201本身使用PIN二极管搭建，具有较大的非线性。当两者联合使用时，可变衰减器201两端的电压将会出现严重的非线性变化，大大的降低了衰减器带宽。

因此，恒流驱动电路和恒压驱动电路均存在一定的限制，不能满足测量装置中的可变衰减器的需求。

通过对上面的论述可以看出：现有的自动电平控制电路102采用模拟电路实现，模拟电路中，除了可变衰减器201、检波器212一般采用二极管实现之外（检波器212一般用检波二极管实现），对数放大器210和211、指数放大器205等一般采用二极管和三极管搭建而成，二极管和三极管均为温度敏感元件，其电路特性会随温度变化而发生变化，就使得整个自动电平控制电路102的稳定性不足，自动电平控制电路102本身的稳定性仅能降低运算放大器208后面的电路（主要是指数放大器205）的影响，而无法对检波器212、对数放大器210和211等产生影响；如果采用温度补偿，一般是在检波器212处设置温度检测传感器，来检测检波器212处的电路板的温度，然后对检测的温度进行处理后补偿，但还是无法降低对数放大器210和211等带来的影响。

而且，在所述射频信号源100中，所述自动电平控制电路102还需要实现AM调制功能，即附图2中的端口2H输入AM调制信号，通过对数放大器211转换后输出给加法器209和206，进而驱动所述可变衰减器201实现AM调制。在此过程中，由于引入了对数放大器211，会使得AM调制因额外放大和温度变化而失真。一方面，AM调制对可变衰减器201主要要求为响应速度，需要扩展AM调制频率上限，而自动电平控制电路102本身则主要要求为幅度精确度，以提升输出信号的幅度精确度，因此采用一个可变衰减器201来同时实现AM调制和ALC电路就要求可变衰减器201同时具有很高的精确度和很短的响应时间，且可调衰减量的范围很宽。再则，AM调制和ALC电路最终采用同一个驱动电路来驱动所述可变衰减器201，需要所述可变衰减器201在很宽的衰减量范围内还要保持与控制信号具有良好的线性关系，否则当驱动所述可变衰减器201的电压相同而从所述可变衰减器201输入端输入的射频信号（即对应AM调制的载波）的功率不同时，已调信号（即经过了AM调制后输出的信号，也即此时可变衰减器201输出端输出的信号）就会发生变化。以上种种问题都增加了将AM调制功能和ALC电路设计在一起的难度，使得整个电路难以实现。

通过以上论述可以得出，现有技术中存在如下问题：

1、由于整个自动电平控制电路采用模拟电路实现，温度对整个电路具有很大的影响，通过温度补偿等各种手段也很难消除温度的影响，进而影响自动电平控制电路的幅度精确度和稳定度；

2、由于AM调制和ALC电路设计在一起，使得整个电路的设计存在极大的困难；

3、可变衰减器的恒流驱动和恒压驱动模式都存在一定限制，不能满足测量装置中的可变衰减器的需求。

发明内容

为了解决背景技术中存在的由于AM调制和ALC电路设计在一起而使得整个电路设计困难的问题，本发明提供了一种具有幅度调制和自动电平控制功能的射频信号源。

本发明所述的具有幅度调制和自动电平控制功能的射频信号源，包括可变衰减单元、功率分配单元、检波器、数据处理单元、调制信号产生单元，

所述调制信号产生单元，用于产生一路幅度调制信号，

所述可变衰减单元，用于在所述数据处理单元输出的驱动信号的驱动下对输入信号进行衰减，产生衰减信号，

所述功率分配单元，用于将所述衰减信号分为两路：其中一路直接输出，另一路输出给检波器，

所述检波器，用于对输入的信号进行检波处理，得到检波信号，

所述数据处理单元，用于根据所述幅度调制信号和所述检波信号产生所述驱动信号，

所述可变衰减单元包括串联连接的第一可变衰减器和第二可变衰减器，

所述数据处理单元包括第一数据处理单元和第二数据处理单元，

所述第一数据处理单元，用于根据所述检波信号产生驱动所述第一可变衰减器的第一驱动信号，

所述第二数据处理单元，用于根据所述幅度调制信号产生驱动所述第二可变衰减器的第二驱动信号。

本发明所述的具有幅度调制和自动电平控制功能的射频信号源中，将所述AM调制和自动电平控制电路中的可变衰减器分开设置，其中一个可变衰减器用来实现AM调制，另一个可变衰减器用来实现自动电平控制，当需要进行AM调制时，所述调制信号产生单元产生幅度调制（即AM调制）信号，所述第二数据处理单元就根据所述幅度调制信号来驱动对应的可变衰减器，以实现AM调制功能，当需要自动电平控制电路工作时，所述检波器对功率分配单元输出给检波器的信号进行检波，得到检波信号输出给第一数据处理单元，所述第一数据处理单元正常根据检波信号来驱动所对应的可变衰减器，以实现自动电平控制，由于将所述幅度调制和自动电平控制分开设置，不需要所有元器件兼顾二者的需求，因此电路容易实现。

作为一种举例说明，本发明所述的具有幅度调制和自动电平控制功能的射频信号源中，所述第一数据处理单元和第二数据处理单元均是由一个数字芯片构成；在所述数字芯片和所述检波器之间还连接有一个模数转换器，所述模数转换器用于将所述检波信号转换为数字信号发送给所述数字芯片中的第一数据处理单元；所述第一驱动信号通过一个第一数模转换器来驱动所述第一可变衰减器；所述第二驱动信号通过一个第二数模转换器来驱动所述第二可变衰减器。

作为一种举例说明，本发明所述的具有幅度调制和自动电平控制功能的射频信号源中，所述数字芯片为FPGA型可编程逻辑芯片。

作为一种举例说明，本发明所述的具有幅度调制和自动电平控制功能的射频信号源中，在所述第一可变衰减器和第二可变衰减器之间还串联连接有一个射频放大器。

作为一种举例说明，本发明所述的具有幅度调制和自动电平控制功能的射频信号源中，所述第一可变衰减器串联连接在所述第二可变衰减器和所述功率分配单元之间。

作为一种举例说明，本发明所述的具有幅度调制和自动电平控制功能的射频信号源中，在所述数字芯片中，所述第一数据处理单元包括：对数放大器、加法单元、积分器、电压转换单元，所述对数放大器的输入端连接所述模数转换器的输出端，所述对数放大器的输入端连接所述加法单元的第一输入端，所述加法单元的第二输入端连接一个参考电压、输出端连接所述积分器的输入端，所述积分器的输出端连接所述电压转换单元的输入端，所述电压转换单元的输出端连接所述第一数模转换器的输入端。

作为一种举例说明，本发明所述的具有幅度调制和自动电平控制功能的射频信号源中，在所述数字芯片中，在所述积分器和所述电压转换单元之间串联连接有一个保持电路，所述保持电路包括一个第一开关单元、一个第一寄存器、一个状态控制器、一个加法器，所述第一开关单元连接所述积分器的输出端和所述第一寄存器的输入端，所述第一寄存器的输出端连接所述加法器的第一输入端，所述加法器的第二输入端连接一个预置电压，所述加法器的输出端连接所述电压转换单元的输入端；所述开关单元对所述状态控制器产生的一个控制信号敏感，使所述积分器的输出端和所述寄存器的输入端之间断开。

作为一种举例说明，本发明所述的具有幅度调制和自动电平控制功能的射频信号源中，在所述数字芯片中，在所述对数放大器和所述加法单元之间还串联连接有第一线性放大器。

作为一种举例说明，本发明所述的具有幅度调制和自动电平控制功能的射频信号源中，在所述功率分配单元和所述检波器之间还串联连接有一个衰减器。

作为一种举例说明，本发明所述的具有幅度调制和自动电平控制功能的射频信号源中，所述调制信号产生单元采用DSP芯片构成。

为了解决背景技术中存在的由于整个自动电平控制电路采用模拟电路实现，进而影响自动电平控制电路的幅度精确度和稳定度的问题，本发明提供了一种幅度精确度和稳定度好的具有ALC电路的测量装置。

本发明提供一种具有ALC电路的测量装置，所述ALC电路包括可变衰减单元、功率分配单元、检波器、对数放大器、加法单元、积分器、电压转换单元，

所述可变衰减单元的输入端连接所述ALC电路的输入端、输出端连接所述功率分配单元的输入端，

所述功率分配单元的第一输出端作为所述ALC电路的输出端、第二输出端连接所述检波器的输入端，

所述检波器的输出端连接所述对数放大器的输入端，

所述对数放大器的输出端连接所述加法单元的第一输入端，

所述加法单元的第二输入端连接一个参考电压、输出端连接所述积分器的输入端，

所述积分器的输出端连接所述电压转换单元的输入端，

所述电压转换单元的输出端连接所述可变衰减单元的调节端；

所述对数放大器、加法单元、积分器和电压转换单元由一个数字芯片实现，

在所述检波器的输出端和所述对数放大器的输入端之间还设置有一个模数转换器，在所述电压转换单元的输出端和所述可变衰减单元的调节端之间还设置有一个数模转换器。

本发明的测量装置中，将所述ALC电路中的对数放大器、加法单元、积分器、电压转换单元都设置在同一个数字芯片中，所述检波器检波后的信号通过所述模数转换器进行采样得到对应的数字检波信号，然后所述对数放大器可以对数字检波信号进行对数放大处理，然后送给所述加法单元，所述加法单元将所述对数放大器输出的信号与所述参考信号进行比较，将比较后的误差电压送给所述积分器进行积分，并将积分后的信号送给所述电压转换单元实现电压转换，然后所述数模转换器将电压转换单元输出的数字电压转换为对应的模拟电压送给所述可变衰减单元，以改变所述可变衰减单元的衰减值，最终将射频信号稳定在一定的幅度上，由于所述对数放大器、加法单元、积分器、电压转换单元都是在数字芯片中采用数字电路实现，就使得这些电路基本不会受到温度的影响，进而进一步降低温度对整个ALC电路的影响，提高了LC电路中可变衰减器的精确度和稳定度。

作为一种举例说明，本发明所述的具有ALC电路的测量装置中，所述数字芯片采用可编程逻辑芯片实现。

作为一种举例说明，本发明所述的具有ALC电路的测量装置中，所述可编程逻辑芯片采用FPGA型可编程逻辑芯片。

作为一种举例说明，本发明所述的具有ALC电路的测量装置中，在所述数字芯片中，在所述对数放大器和所述加法单元之间还串联连接有第一线性放大器，第一线性放大器可以将对数放大器产生的信号进行线性放大，以匹配后续电路对信号的要求。

作为一种举例说明，本发明所述的具有ALC电路的测量装置中，在所述数字芯片中，在所述积分器和所述电压转换单元之间串联连接有一个保持电路，所述保持电路包括一个第一开关单元、一个第一寄存器、一个状态控制器、一个加法器，所述第一开关单元连接所述积分器的输出端和所述第一寄存器的输入端，所述第一寄存器的输出端连接所述加法器的第一输入端，所述加法器的第二输入端连接一个预置电压，所述加法器的输出端连接所述电压转换单元的输入端；所述开关单元对所述状态控制器产生的一个控制信号敏感，使所述积分器的输出端和所述寄存器的输入端之间断开。

作为一种举例说明，本发明所述的具有ALC电路的测量装置中，在所述数字芯片中，还包括第二线性放大器、第二开关单元、第三开关单元，所述第二开关单元，用于选择将所述对数放大器和所述第二线性放大器之一的输入端与所述模数转换器的输出端连接，所述第三开关单元，用于选择将所述对数放大器和所述第二线性放大器之一的输出端与所述第一线性放大器的输入端连接。

作为一种举例说明，本发明所述的具有ALC电路的测量装置中，在所述数字芯片中，还包括第二寄存器、减法器，所述第二寄存器，用于存储一组校准值，所述减法器，用于将所述模数转换器输出的信号与所述校准值做减法运算后，将运算结果输出给所述对数放大器。

作为一种举例说明，本发明所述的具有ALC电路的测量装置中，在所述功率分配单元和所述检波器之间还串联连接有一个衰减器。

作为一种举例说明，本发明所述的具有ALC电路的测量装置中，在所述检波器和所述模数转换器之间还串联连接有又一个对数放大器。

为了解决背景技术中存在的可变衰减器的恒流驱动和恒压驱动模式都存在限制，进而不能满足测量装置中的可变衰减器需求的问题，本发明提供了一种驱动效果更好的测量装置。

本发明所述的具有可变衰减单元的测量装置，包括可变衰减单元、数据处理单元，

所述可变衰减单元，用于在所述数据处理单元输出的一个驱动信号的驱动下对输入信号进行衰减，产生衰减信号，

所述数据处理单元，用于产生所述驱动信号，

还包括一个驱动信号处理单元，所述驱动信号处理单元包括运算放大器、电阻、可调线性衰减器，

所述可变衰减单元的调节端分别连接所述电阻的第一端和所述运算放大器的同向输入端，

所述电阻的第二端分别连接所述运算放大器的输出端和所述可调线性衰减器的输出端，

所述可调线性衰减器的输入端连接所述数据处理单元的输出端，

所述运算放大器的反向输入端连接所述可调线性衰减器的调整端。

本发明所述的测量装置中，通过设置运算放大器、电阻和可调线性衰减器构成驱动信号处理单元，在工作时，可调线性衰减器具有稳定可调的衰减比例，他们和所述可变衰减单元共同构成一组电桥，通过调节可变衰减器的衰减值实现调节所述可变衰减单元的等效电阻、进而实现衰减调节的目的，使得所述可变衰减单元的等效电阻仅与所述可调线性衰减器的衰减比例和所述电阻的阻值有关，最终使得所述可变衰减单元的线性衰减量（所述可变衰减单元的输出电压比输入电压，再乘以100%）与所述可调线性衰减器衰减值成线性关系，使得所述可变衰减单元的等效电阻恒定，具有较好的稳定特性，较高的带宽，较好的线性度，可以满足测量装置的需求。

作为一种举例说明，本发明所述的具有可变衰减单元的测量装置中，所述可调线性衰减器采用R-2R乘法型数模转换器实现。

作为一种举例说明，本发明所述的具有可变衰减单元的测量装置中，还包括一个配置单元，用于依据所述驱动信号配置所述R-2R乘法型数模转换器的码值。

作为一种举例说明，本发明所述的具有可变衰减单元的测量装置中，所述数据处理单元和所述配置单元由一个FPGA型可编程逻辑芯片构成。

作为一种举例说明，本发明所述的具有可变衰减单元的测量装置中，所述可调线性衰减器采用数字电位器实现。

附图说明

图1是本发明的射频信号源100的电路原理图；

图2是本发明的自动电平控制电路102的电路原理图；

图3是本发明的ALC电路300的电路原理图；

图4是本发明的ALC电路300的又一电路原理图；

图5是本发明的ALC电路300的又一电路原理图；

图6是本发明的ALC电路300的又一电路原理图；

图7是本发明的ALC电路300的又一电路原理图；

图8是本发明的射频信号源100的又一电路原理图；

图9是本发明的测量装置900的电路原理图；

图10是本发明的测量装置900的一个电压关系示意图；

图11是本发明的测量装置900的衰减量关系示意图。

具体实施方式

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

结合参考附图3和附图4，示出了本发明的ALC电路（自动电平控制电路）300的一种具体实施例，所述ALC电路300包括可变衰减单元301、功率分配单元302、检波器303、数字芯片304、模数转换器305、数模转换器306，其中所述可变衰减器301的输入端3A是所述ALC电路300的输入端，所述可变衰减器301的输出端则连接所述功率分配单元302的输入端，所述功率分配单元302的第一输出端3B作为所述ALC电路300的输出端、第二输出端3C连接所述检波器303的输入端，所述检波器303的输出端连接所述模数转换器305的输入端，所述模数转换器305的输出端连接所述数字芯片304的输入端3D，所述数字芯片304的输出端3E连接所述数模转换器306的输入端，所述数模转换器306的输出端连接所述可变衰减单元301的调节端。

其中所述数字芯片304中包括有对数放大器401、加法单元402、积分器403、电压转换单元404，其中所述对数放大器401的输入端连接到所述数字芯片304的输入端3D、输出端连接到所述加法单元402的第一输入端，所述加法单元402的第二输入端连接一个参考电压V1、输出端连接到所述积分器403的输入端，所述积分器403的输出端连接到所述电压转换单元404的输入端，所述电压转换单元404的输出端连接到所述数字芯片304的输出端3E。

在具体工作时，输入信号通过ALC电路300的输入端3A进入，经过可变衰减单元301进行衰减后、再经过所述功率分配单元302的第一输出端3B输出，此时功率分配单元302将一小部分信号通过其第二输出端3C输出给所述检波器303，检波器303对输入的信号进行检波，得到直流（或准直流）信号，然后模数转换器305对检波器303得到的直流信号进行采样，得到对应的数字信号并发送给所述数字芯片304的输入端3D，在所述数字芯片304中对数放大器401首先将该数字信号进行对数放大，然后送给所述加法单元402，加法单元402将对数放大器401输送来的信号与所述参考电压V1做加法或减法运算（做加法运算是因为如果所述参考电压V1与所述对数放大器401输送来的信号的符号相反，需要用加法运算才能得到他们之间的误差电压，做减法运算时因为如果所述参考电压V1与所述对数放大器401输送来的信号的符号相同，就需要做减法才能得到他们之间的误差电压），然后将得到的误差值送给所述积分器403做积分运算，积分运算后的结果经过所述电压转换单元404转换为对应的数字驱动电压后，通过数字芯片304的输出端3E送给数模转换器306，数模转换器306将接收到的数字信号转换为模拟电压后驱动所述可变衰减单元301进行衰减，使得所述ALC电路300趋于稳定。

由于所述对数放大器401、加法单元402、积分器403、电压转换单元404都是在一片数字芯片304内部实现，使得他们受温度影响十分小或几乎不受环境温度影响，因此在整个ALC电路中仅需要对其他元器件带来的温度变化（主要是检波器303带来的）进行温度补偿，对检波器303的温度补偿就可以有多种实现方式，例如在检波器303周围设置恒温电路以保证其周围的温度保持恒定，或者还可以在所述数字芯片304内进行温度补偿，可以单独在所述数字芯片304内设置一个温度补偿模块，也可以通过调节数字芯片304的某些参考电压值来实现温度补偿，因此整个ALC电路300的温度补偿相对容易，使得ALC电路300的幅度精确度和稳定度有效提高。

作为说明，所述ALC电路300在测量装置中具有很多应用领域，例如可以应用于如射频信号源100的自动电平控制电路中，也可以应用于如频谱分析仪的本振电路、校准源电路或跟踪源电路中。

作为说明，所述可变衰减单元301可以由一个可变衰减器构成，此时如果还需要实现幅度调制等其他功能时，可以将幅度调制信号进行如自动电平控制电路102相同的处理方法，将其送入数字芯片304中进行对数放大后再与检波得到的信号进行加法运算，然后共同驱动可变衰减器；所述可变衰减单元301也可以由两个可变衰减器串联构成，如果需要实现幅度调制等其他功能时，可以分别实现不同衰减功能。

作为说明，所述功率分配单元302可以由定向耦合器、功率分配电路等各种现有方式实现。

作为一种举例说明，在所述可变衰减单元301和功率分配单元302之间还可以设置如射频放大器等其他电路。

作为一种举例说明，所述数字芯片304采用FPGA型可编程逻辑芯片实现，FPGA型可编程逻辑芯片资源多、功耗低，适用于电路设计。

作为一种变形，所述数字芯片304还可以采用CPLD型可编程逻辑芯片实现，还可以采用DSP芯片实现，等等。

作为一种举例说明，结合参考附图5，所述数字芯片304中，在所述对数放大器401之前还设置一个减法器405、一个寄存器406，所述寄存器406中存储有一组校准值，所述减法器的第一输出端连接所述数字芯片304的输入端3D、第二输入端连接所述寄存器306,、输出端连接所述对数放大器401。工作时，可以首先测量得到一组校准值，该组校准值可以是输入到可变衰减单元301中的射频信号非常小或无射频信号时测量得到的一组数据，在实际应用时，首先将模数转换器305经过端口3D输入的数字信号减去所述校准数据，以降低ALC电路300本身带来的误差。

作为又一种举例说明，结合参考附图5，与所述对数放大器401还可以并联设置有一个线性放大器407，并设置有两个开关单元408和409，所述开关单元408和409都可以是二选一开关，所述开关单元408设置在所述减法器405的输出端和所述对放大器401、线性放大器407的输入端之间（如果没有所述减法器405，那么就设置在端口3D和所述对放大器401、线性放大器407的输入端之间），开关单元409设置在所述对放大器401、线性放大器407的输出端和所述加法单元402的输入端之间。所述开关单元408可以选择将减法器405输出的信号送给对数放大器401或者线性放大器407，而所述开关单元409可以选择将所述对数放大器401或者线性放大器407中的一个输出信号给所述加法单元402。这样设置是因为有时ALC电路300输出的信号幅度以“伏特（V）”为单位成比例变化或检波信号的电压已经经过了对数放大，而不需要进行对数放大，此时经过端口3D输送来的信号可以经过所述线性放大器407进行放大处理。

作为一种变形，所述线性放大器407也可以是直通通路，而不进行放大。

作为又一种举例说明，结合参考附图5，在所述开关单元409（如果没有开关单元409，那么就是对数放大器401）和所述加法单元402之间还设置有一个线性放大器410，线性放大器410可以将对数放大器401或线性放大器407送来的信号再次进行线性放大，以匹配后续积分器403等电路。

作为又一种举例说明，继续结合参考附图5，在所述积分器403和电压转换单元404之间还设置有一个保持电路411，结合参考附图6，所述保持电路411包括有开关415、寄存器412、状态控制器414、加法器413，所述开关415的一端连接所述积分器403的输出端、另一端连接所述寄存器412的输入端，开关415的控制端连接所述状态控制器414，所述寄存器412的输出端连接所述加法器413的输入端，所述加法器413的另一端连接一个预置值电压模块416，所述预置电压模块416可以产生一个预置电压，所述加法器413的输出端连接所述电压转换单元404的输入端。

所述保持电路411可以实现ALC电路300的状态保持。在正常工作时，状态控制器414控制所述开关415闭合，积分器403将积分产生的信号不断发送给所述寄存器412，寄存器412实时更新，加法器413将所述寄存器412输出的信号与所述预置电压进行加法运算后得到驱动电压，并发送给所述电压转换单元进行转换；当需要ALC电路300处于保持状态时（即此时ALC电路300仅按照一定的衰减量保持在同一个状态，而不需要反馈调节可变衰减单元301），状态控制器414控制所述开关415断开，此时寄存器412不更新，寄存器412中的数据是开关415断开前的最后发送的数据，寄存器412此后持续将该数据不断发送给加法器413，加法器413将该数据与预置电压做加法后再发送给电压转换单元404进行电压转换，此时电压是一个固定值，然后通过数模转换器306驱动所述可变衰减单元301按照同一个衰减值保持衰减，如果模拟电路实现该功能，由于模拟积分器发送给加法器或指数放大器的数据只能保持很短的一段时间，难以使得ALC电路300一直保持在一定的状态。所述预置电压与ALC电路300的输出信号幅度线性相关，可以将模数转换器305产生的信号转换为所述预置电压，也可以直接由数字芯片304直接配置。

作为一种举例说明，结合参考附图7，在所述数字芯片304中，所述积分器403一般是由累加器417实现，在所述累加器417之前一般还设置有线性放大器418将加法单元402输出的误差电压进行放大，然后发送给累加器417进行累加计算，累加的结果即为积分器403的输出信号。

作为一种举例说明，所述对数放大器401一般采用双斜率对数放大器，双斜率对数放大器可以用如下公式表示：

y＝K*(ln(x)+ln(x+A))+B

其中，x为输入，y为输出，K、A、B为常数。

而所述电压转换单元404的作用是将输入给电压转换单元404的电压与可变衰减单元301的衰减量之间线性化，对应于所述对数放大器401，电压转换单元可以采用指数放大器实现，也可以采用波表取值的方式直接实现。假设可变衰减单元301的控制电压与其衰减量之间的关系使用如下函数表示：y_ATT＝f(x)，那么电压转换单元404的输入与输出电压之间的函数关系与y_ATT的反函数f^-1(x)成线性关系，即可准确实现电压转换单元404的波表配置。

作为一种举例说明，在所述功率分配单元302和所述检波器303之间还可以设置一个衰减器，所述衰减器可以进一步调节进入检波器303的射频信号功率，还可以隔离检波器303与功率分配单元302，降低二者的相互干扰。

作为一种举例说明，在所述检波器303和所述模数转换器305之间还串联连接有一个对数放大器，在此处设置对数放大器可以进一步扩展ALC电路300的能够锁定的射频信号的幅度范围，降低对模数转换器305的要求，但会影响温度稳定性。

本实施例提供了一种具有ALC电路的测量装置，通过将所述ALC电路中的对数放大器、加法单元、积分器、电压转换单元等设置在同一个数字芯片中，以代替模拟电路，进而使得整个ALC电路中受温度变化影响的元器件降低为仅有检波器等少数几个，而检波器又可以通过温度补偿的方法实现补偿，从而使得整个ALC电路受温度影响减小，增强了ALC电路的稳定度和精确度。

作为另外的实施例，当所述ALC电路300应用于射频信号源100中时，所述射频信号源100还需要实现AM调制（幅度调制功能），结合参考附图8，附图8示出了一种射频信号源100的新的电路原理，所述射频信号源100的自动电平控制电路102包括可变衰减器801和805、功率分配单元802、检波器803、数据处理单元804和807、调制信号产生单元806。

其中，所述可变衰减器805、可变衰减器801和功率分配单元802依次串联连接在所述自动电平控制电路102的输入端口8A和输出端口8B之间，所述可变衰减器801、功率分配单元802、检波器803和数据处理单元804共同构成了ALC电路，该ALC电路可以采用如ALC电路300的实现方案，以实现自动电平控制，由于前面已经详细论述了ALC电路300的各种实现方式，此处不再赘述。

而所述可变衰减器805则用于实现幅度调制，其中所述调制信号产生单元806用于产生幅度调制信号，可以用于实现内调制、外调制或内外混合调制等功能，因此具有多种实现方案。例如，所述调制信号产生单元806可以是由DSP芯片实现，用户通过键盘来设置幅度调制相关功能和参数，然后由DSP芯片将用户设置的信息进行解析，并发送给数据处理单元807，所述数据处理单元807直接将用户设置的功能和参数转化为驱动可变衰减器805的驱动信号。

作为一种变形，所述调制信号产生单元806还可以是有上位机等实现，用户利用上位机将幅度调制功能打开并设置参数，数据处理单元807将用户设置的功能和参数转化为驱动可变衰减器805的驱动信号。

作为又一种变形，所述调制信号产生单元806也可以是由根据用户设置产生调制信号的模拟电路和电压转换模块共同构成，产生调制信号的模拟电路根据用户设置的信息产生对应的模拟信号，然后电压转换模块再转换后控制可变衰减器，实现幅度调制。

作为又一种变形，所述调制信号产生单元806还可以接收外部调制信号，然后利用模数转换器采样得到对应的数字调制信号，然后再利用如FPGA型可编程逻辑芯片等对数字调制信号进行处理，再经过数模转换后驱动可变衰减器，实现幅度调制。

在本实施例中，所述数据处理单元807和数据处理单元804采用同一个FPGA型可编程逻辑芯片实现，当然此时所述数据处理单元804两侧还设置有模数转换器和数模转换器，所述数据处理单元807的输出端还设置有数模转换器，这样的方案可以节约资源，且FPGA型可编程逻辑芯片具有丰富的资源来并行实现两种功能。

作为一种变形，所述数据处理单元807可以采用单独的FPGA型可编程逻辑芯片实现，或采用DSP芯片或ARM芯片等实现。

作为一种变形，所述可变衰减器805和801的位置可以互换。

作为一种变形，所述可变衰减器805和801之间还可以设置有射频放大器，以降低由于较大的衰减量的衰减器串联而引起的射频信号的信噪比恶化问题。

作为一种变形，本实施例中的可变衰减器801、功率分配单元802、检波器803和数据处理单元804共同构成了ALC电路，所述ALC电路也可以不采用如ALC电路300的实现方案，而采用如附图2示出的模拟ALC电路的方案，同样将幅度调制和自动电平控制分开设计，使得整个电路的设计也相对容易，但是模拟ALC电路同样存在易受温度影响的问题，效果不如采用数字芯片的方案更好。

本实施例论述的射频信号源通过将幅度调制和自动电平控制两种功能分开设置，分别控制不同的可变衰减器，降低了射频信号源实现幅度调制功能和自动电平控制功能的难度。

由于可变衰减器一般还需要驱动电路来驱动，作为另外的实施例，下面结合附图9来进一步论述一种具有可变衰减单元的测量装置900,包括可变衰减单元901、运算放大器902、可调线性衰减器903、电阻904、数据处理单元905，其中运算放大器902、可调线性衰减器903和电阻904共同构成了驱动信号处理单元。

所述可变衰减单元901可以是实现幅度调制的可变衰减器，或者实现自动电平控制的可变衰减器，等等。所述可变衰减单元901用于在所述数据处理单元905输出的一个驱动信号的驱动下对输入端9A输入的信号进行衰减，产生衰减信号通过输出端9B输出，驱动信号通过端口9C输入。

所述数据处理单元905可以是实现幅度调制的幅度调制信号产生单元，用于根据用户的设置产生对应的幅度调制信号；或者是实现自动电平控制的电路，用于根据从输出端口9B检波得到的电压产生对应的反馈控制信号，等等。

所述可变衰减单元901的调节端9C分别连接所述电阻904的第一端和所述运算放大器902的同向输入端，所述电阻904的第二端分别连接所述运算放大器902的输出端和所述可调线性衰减器903的输出端9F，所述可调线性衰减器903的输入端连接所述数据处理单元905的输出端，所述运算放大器902的反向输入端连接所述可调线性衰减器903的调整端9E。另外，所述运算放大器902的电源端9D连接一个电源，接地端接地。

具体工作时，可调线性衰减器903、电阻904和可变衰减单元901共同构成了一个电桥。设运算放大器902的输出端电压为Vo，也即所述可调线性衰减器903的输出端9F处的电压为Vo；可调线性衰减器903的调整端9E的电压为Vr，电阻904和可变衰减单元901的公共端（即可变衰减单元901的调节端）的电压为Vd。

那么可调线性衰减器903的输出端9F的电压Vo和其调整端9E的电压Vr的关系如附图10中的曲线Vr1和Vr2，是两条从原点0出发的直线，曲线Vr1和Vr2的斜率不同代表了可调线性衰减器903的不同分压比。而电阻904和可变衰减单元901所组成的分压电路的输入电压Vo和其调节端9C的电压Vd的关系如附图10中的曲线Vd1，曲线Vd1是一条过原点0的对数曲线，曲线Vr1、Vr2和曲线Vd1的交点即为整个电路正常工作的工作点。

当所述可调线性衰减器903工作在曲线Vr1的状态时，最后整个电路稳定后会工作在S1点，此时运算放大器902的同向输入端和反向输入端的电压相等，即Vd=Vr=Vd1，运算放大器902的输出端电压Vo=Vo1。同理，当改变所述可调线性衰减器903的状态，使其工作在曲线Vr2的状态时，工作点会响应移动到点S2，此时运算放大器902的同向输入端和反向输入端电压相等，即Vd=Vr=Vd2，运算放大器902的输出端电压Vo=Vo2。

设所述可调线性衰减器903的衰减比例为a，即：

$a=\frac{V_r}{V_o}(0\≤a\≤1)$

电阻904的阻值为R₀，可变衰减单元901的等效电阻为R_d，那么可以得到：

$\frac{R_d}{R_d+R_0}=\frac{V_d}{V_o}$

根据前面的论述，当整个电路稳定后Vr=Vd，进一步得到：

$R_d=\frac{R_0}{\frac{1}{a}-1}$

因此，可以看出当整个电路工作稳定时，所述可变衰减单元901的等效电阻Rd是与可调线性衰减器903的衰减比例相关的值，可以通过调节可调线性衰减器903的衰减比例来调节，进而实现可变衰减单元901不同衰减量的目的。

作为一种举例说明，所述可调线性衰减器903采用R-2R乘法型数模转换器实现，R-2R乘法型数模转换器是一种带宽较宽的可调线性衰减器（带宽指数模转换器实现乘法的带宽，并不是它本身的带宽），使得整个电路的带宽也较宽，所述R-2R乘法型数模转换器通过配置单元配置其码值，可以实现不同的衰减比，R-2R乘法型数模转换器的参考输入端（对应可调线性衰减器903的输出端9F）的电压为Vo、输出端（对应可调线性衰减器903的调节端9E）的电压为Vr，设R-2R乘法型数模转换器的有效位数为L位、码值为D，D的取值范围为[0，2^L-1)，那么：

$V_r=\frac{D}{2^L}{V}_o(0\≤D\≤2^L-1)$

进而可以得到：

$a=\frac{D}{2^L}$

当整个电路稳定后，所述可变衰减单元901的等效电阻为：

$R_d=\frac{R_0}{\frac{2^L}{D}-1}$

即由于电阻R₀固定，R-2R乘法型数模转换器的有效位数L固定，通过配置单元改变其码值D，即可实现对应改变所述可变衰减单元901的等效电阻。

比较本实施例的驱动电路与恒流驱动和恒压驱动的差异，结合参考附图11，附图11示出了三种驱动的差异，其中横坐标为R-2R乘法型数模转换器的码值D，纵坐标为可变衰减单元901的线性衰减量ATT_lin（计算方法是可变衰减单元901的输出端9B的电压与输入端9A的电压的比值，再乘以100%），单位为%，取值范围是[0,100]。其中曲线X1是恒压关系曲线，曲线X2是本实施例的电路曲线，曲线X3是恒流关系曲线，可以明显看出本实施例的曲线更加接近于线性关系，易于准确调节。

作为一种变形，所述可调线性衰减器903还可以采用数字电位器或模拟电位器等实现，也可以实现本实施例的目的。但是R-2R乘法型数模转换器更加易于配置、调节更加准确，精确度更高，特别适用于采用数字芯片产生驱动可变衰减单元的测量装置中。

作为一种举例说明，本实施例中的数据处理单元905和配置单元可以由一个FPGA型可编程逻辑芯片实现，例如将本实施例中的驱动电路应用于如ALC电路300中，可以采用一片所述FPGA型可编程逻辑芯片实现众多功能。

作为一种变形，本实施例中的数据处理单元905和配置单元可以由单独的数字芯片实现，如DSP芯片、ARM芯片等，也可以由同一片如DSP芯片、ARM芯片等实现，具有多种实现方式。

本实施例提供了一种可变衰减器的驱动电路，通过设置可调线性衰减器、运算放大器和电阻构成电桥，由于电桥稳定时电阻确定，使得可变衰减器的等效电阻相对稳定；由于可调线性衰减器、电阻等受温度影响相对小，使得整个驱动电路受温度影响相对小，温度稳定性相对高；且具有较好的线性度，可以满足测量装置中可变衰减器的需求。

以上具体实施方式仅用于说明本发明，而非用于限定本发明，本领域一般技术人根据上述设计思想所作任何不具有创造性的创造，均应视为在本专利的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种具有幅度调制和自动电平控制功能的射频信号源，包括可变衰减单元、功率分配单元、检波器、数据处理单元、调制信号产生单元，

所述调制信号产生单元，用于产生一路幅度调制信号，

所述可变衰减单元，用于在所述数据处理单元输出的驱动信号的驱动下对输入信号进行衰减，产生衰减信号，

所述功率分配单元，用于将所述衰减信号分为两路：其中一路直接输出，另一路输出给检波器，

所述检波器，用于对输入的信号进行检波处理，得到检波信号，

所述数据处理单元，用于根据所述幅度调制信号和所述检波信号产生所述驱动信号，

其特征在于：

所述可变衰减单元包括串联连接的第一可变衰减器和第二可变衰减器，

所述数据处理单元包括第一数据处理单元和第二数据处理单元，

所述第一数据处理单元，用于根据所述检波信号产生驱动所述第一可变衰减器的第一驱动信号，

所述第二数据处理单元，用于根据所述幅度调制信号产生驱动所述第二可变衰减器的第二驱动信号。

2.根据权利要求1所述的具有幅度调制和自动电平控制功能的射频信号源，其特征在于：

所述第一数据处理单元和第二数据处理单元均是由一个数字芯片构成；

在所述数字芯片和所述检波器之间还连接有一个模数转换器，所述模数转换器用于将所述检波信号转换为数字信号发送给所述数字芯片中的第一数据处理单元；

所述第一驱动信号通过一个第一数模转换器来驱动所述第一可变衰减器；

所述第二驱动信号通过一个第二数模转换器来驱动所述第二可变衰减器。

3.根据权利要求2所述的具有幅度调制和自动电平控制功能的射频信号源，其特征在于：

所述数字芯片为FPGA型可编程逻辑芯片。

4.根据权利要求1、2或3所述的具有幅度调制和自动电平控制功能的射频信号源，其特征在于：

在所述第一可变衰减器和第二可变衰减器之间还串联连接有一个射频放大器。

5.根据权利要求1、2或3所述的具有幅度调制和自动电平控制功能的射频信号源，其特征在于：

所述第一可变衰减器串联连接在所述第二可变衰减器和所述功率分配单元之间。

6.根据权利要求2或3所述的具有幅度调制和自动电平控制功能的射频信号源，其特征在于：

在所述数字芯片中，所述第一数据处理单元包括：对数放大器、加法单元、积分器、电压转换单元，

所述对数放大器的输入端连接所述模数转换器的输出端，所述对数放大器的输入端连接所述加法单元的第一输入端，所述加法单元的第二输入端连接一个参考电压、输出端连接所述积分器的输入端，所述积分器的输出端连接所述电压转换单元的输入端，所述电压转换单元的输出端连接所述第一数模转换器的输入端。

7.根据权利要求6所述的具有幅度调制和自动电平控制功能的射频信号源，其特征在于：

在所述数字芯片中，在所述积分器和所述电压转换单元之间串联连接有一个保持电路，

所述保持电路包括一个第一开关单元、一个第一寄存器、一个状态控制器、一个加法器，所述第一开关单元连接所述积分器的输出端和所述第一寄存器的输入端，所述第一寄存器的输出端连接所述加法器的第一输入端，所述加法器的第二输入端连接一个预置电压，所述加法器的输出端连接所述电压转换单元的输入端；

所述开关单元对所述状态控制器产生的一个控制信号敏感，使所述积分器的输出端和所述寄存器的输入端之间断开。

8.根据权利要求7所述的具有幅度调制和自动电平控制功能的射频信号源，其特征在于：

在所述数字芯片中，在所述对数放大器和所述加法单元之间还串联连接有第一线性放大器。

9.根据权利要求8所述的具有幅度调制和自动电平控制功能的射频信号源，其特征在于：

在所述功率分配单元和所述检波器之间还串联连接有一个衰减器。

10.根据权利要求1、2或3所述的具有幅度调制和自动电平控制功能的射频信号源，其特征在于：

所述调制信号产生单元采用DSP芯片构成。