CN101841901A - 射频信道闭环自动增益控制装置及方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种射频信道闭环自动增益控制装置及方法，利用变型电桥原理自动增益控制模型，建立装置模型的传递函数G(dB)，建立装置模型自动增益控制传递电压k，给出装置模型增益控制的极限精度Δξ(dB)。“变型电桥原理”自动增益控制装置对传输射频宽带信号具有保真特性。“变型电桥原理”自动增益控制装置采用射频衰减器做为增益调整器件，利用射频衰减器的“控制-衰减”特性确定增益控制算法，确定增益控制算法产生的传递电压k，利用增益控制传递电压k严格控制射频衰减器的衰减量。射频信道闭环自动增益控制装置使射频系统总增益的相对改变量Δ_G(dB)与射频衰减器的调整增量Δ_L(dB)相平衡，从而使射频总增益保持不变，利用这一原理获得射频系统总增益的动态稳定。

Description

射频信道闭环自动增益控制装置及方法

技术领域

本发明属于通信、电子工程技术领域，涉及一种射频信道变型电桥原理的闭环自动增益控制装置。

背景技术

1.现有的闭环自动增益控制理论

传统的闭环自动增益控制模型如图1所示，其传递函数为：

$K=\frac{K_1}{1+K_1\·K_2}$

图1不能用于射频放大器，原因在于找不到射频(L～K_a波段)“加法器(或者减法器)”，因此，传统的闭环自动增益控制技术不适用于射频电路。现有的射频放大器增益控制技术只能采用开环增益控制技术。

2.射频放大器开环增益控制现有技术

方案1.

图2是射频放大器恒温槽开环增益控制技术原理框图，该方案通过稳定射频放大器周围小环境的温度，间接稳定射频放大器的增益。这种方法对增益有明显的控制作用，它的缺点是控制反应不灵敏，增益精度差，恒温电路功耗大。

方案2.

图3是射频放大器开环增益控制的另一种形式，其控制过程是：温度采集器将环境温度转换为电压数据，并以该电压值为地址码，查询数据库中相应地址单元存放的“增益-控制电压”数据，该数据经过处理后，直接控制射频放大器的增益。数据库中的“增益-控制电压”值通过试验产生。这种方法的缺点是方案复杂，控制反应不灵敏，增益精度差，成本高，可靠性差。

方案3。

图4.是射频光延迟光增益开环控制方案3，其开环增益控制过程是：温度采集器将环境温度转换为电压数据，并以该电压数据为地址码，查询数据库中相应地址单元存放的“增益-控制电压”数据，经过数据处理，产生电调光衰减器的光栅偏转控制电流，通过控制光栅偏转的角度控制光通量，达到对光衰减量的控制，从而实现对总增益(包括射频增益)的控制。数据库中的“增益-控制电压”值由试验产生。这种方法的缺点仍然是方案复杂，控制反应不灵敏，增益精度差，成本高，可靠性差。

方案4

图5.是射频光延迟电增益开环控制方案4。其开环增益控制分两部分进行：对于光器件增益控制采用小环境的温控方法稳定增益(同方案1)；对于射频放大器的增益控制采用将环境温度转换的电压数据，并以该电压做为地址码，查询数据库中相应地址单元存放的“增益-控制电压”数据，该数据经过处理，送往射频放大器的控制端，实现对射频放大器增益的控制。这种方法的缺点仍然是方案复杂，控制反应不灵敏，增益精度差，成本高，可靠性低。同时当输入功率发生变化时会产生误控制。

以上4种开环控制方案存在的共性问题是：增益控制反应速度慢，增益精度差，成本高，可靠性低。

发明内容

为了解决现有技术存在的共性问题：增益控制反应速度慢，增益精度差，成本高，可靠性低的问题，本发明提供一种射频信道“变型电桥原理”闭环自动增益控制装置，它不是利用信号的负反馈方式实现对增益的控制，而是利用使射频系统总增益的相对改变量与射频衰减器的调整增量相平衡(大小相等，性质相反)，从而使总增益保持不变的原理，获得射频系统总增益的动态稳定。

为达成所述目的，本发明的第一方面，提出射频信道闭环自动增益控制方法，该方法包括步骤如下：

步骤1：对射频信道闭环自动增益控制装置建立变型电桥原理自动增益控制模型的传递函数G：

G也叫模型的射频总增益；其中P_入为变型电桥原理自动增益控制模型的射频信号总输入功率；P_出为变型电桥原理自动增益控制模型的射频信号总输出功率，P_出＝P₀·(1-y)，P₀为射频衰减器输出功率；y为输出端节点分流比， $y=\frac{P_{c,o}}{P_o},$ Pc，o为比较支路输入功率；P_i为P_入的直通功率，P_i＝(1-x)·P_入；x为输入端节点分流比，

P_c，i为参考支路输入功率；G₁为射频信道的增益；L₂是射频衰减器的衰减量； $A=\frac{P_{c,i}}{P_i},$ $1+A=1+\frac{P_{c,i}}{P_i}=\frac{1}{1-x};$ 设X为输入端节点直通比，

Y为输出端节点直通比

将X和Y代入传递函数G中，对G取分贝运算后，得到变型电桥原理自动增益控制模型的传递函数G(dB)为：

G(dB)＝G₁(dB)+L₂(dB)+Y(dB)+X(dB)，

G(dB)也叫变型电桥原理自动增益控制模型的射频总增益。

步骤2：射频信道闭环自动增益控制装置采用射频衰减器做为射频衰减器的器件，利用射频衰减器的线性增长控制电压产生以分贝为单位的线性衰减输出信号这一特性，设定该装置自动增益控制的算法，以及由自动增益控制算法生成的自动增益控制传递电压k；利用射频检波器V～I特性的指数规律，将指数特性转化为线性特性；当射频检波二极管两端电压V为线性增长电压时，通过射频检波二极管的检波电流I_正向为指数性增长电流，该检波电流I_正向在负载电阻r上产生指数性增长电压v_I＝I_正向·r，对v_I取分贝运算，得到“变型电桥原理”自动增益控制需要的线性增长电压v_I(dBmv)，v_I(dBmv)＝20log(I_正向·r)；所述模型中比较支路b点的输出电压分贝值v_b(dBmv)为，v_b(dBmv)＝v(P_入)(dBmv)+X(dB)+G₁(dB)+L₂(dB)+y(dB)+G₄(dB)，参考支路c点的输出电压分贝值v_c(dBmv)为；v_c(dBmv)＝v(P_入)(dBmv)+x(dB)+G₃(dB)，v_b(dBmv)和v_c(dBmv)的约束条件是G₃(dB)＝G₄(dB)，x(dB)＝y(dB)，v(P_入)表示由射频信号总输入功率P_入决定的检波电压；当射频总增益为正常状态时，v_b(dBmv)＝v_b，0(dBmv)，v_b，0(dBmv)为射频总增益正常状态时的比较支路b点输出电压分贝值；v_c(dBmv)＝v_c，0(dBmv)，v_c，0(dBmv)为射频总增益为正常状态时参考支路c点的输出电压分贝值；

步骤3：计算增益控制传递电压k，当射频总增益正常状态时k＝k₀，k₀＝v_b，0(dBmv)-v_c，0(dBmv)＝X(dB)+G₁(dB)+L₂(dB)，k₀为射频总增益正常状态时的增益控制传递电压，k₀用以设定射频增益正常状态时射频衰减器的控制电压v_L，v_L＝k₀+V₀，V₀是常数项，调整V₀，使射频增益正常状态射频衰减器的衰减量为L₂(dB)；由于参考支路和比较支路的特性完全相同，因此参考支路和比较支路增益的变化(变化也一致)不会影响射频总增益正常状态时增益控制传递电压k₀的值；k₀一旦确定，总输入功率P_入的变化(不会影响k₀的值)将在总输出功率P_出中如实地反应出来；设定射频信道1个增益单位为n(dB)，n＝0.1(dB)或者n＝0.2(dB)；当总增益G(dB)变化1个增益单位时，记下增益控制传递电压k₀的变化量为m，此时衰减器控制电压v_L的改变量为dv_L，

${\mathrm{dv}}_L=\frac{n\left(\mathrm{dB}\right)}{m}\·M,$

M为常数，调整M使dv_L产生的衰减器调整量d_L(dB)＝n(dB)；

当射频信道闭环自动增益控制装置的射频总增益G(dB)发生变化，成为G(dB)+Δ_G(dB)时，比较支路输出电压的分贝值v_b(dBmv)成为：

v_b(dBmv)＝v(P_入)(dBmv)+X(dB)+G₁(dB)+Δ_G(dB)+L₂(dB)+y(dB)+G₄(dB)，参考支路输出电压的分贝值为，v_c(dBmv)＝v(P_入)(dBmv)+x(dB)+G₃(dB)，增益控制传递电压k成为，

k＝v_b(dBmV)-v_c(dBmV)＝X(dB)+G₁(dB)+Δ_G(dB)+L₂(dB)＝k₀+Δ_G(dB)＝k₀+Δk，Δk是k的增量，显然Δk＝Δ_G(dB)；

v_b(dBmv)和v_c(dBmv)是两条曲线，两条曲线的数学模型完全一样，曲线的斜率基本一致，两条曲线之间的间距也基本一致；v_b(dBmv)和v_c(dBmv)两条曲线之间的间距是增益控制传递电压k，两条曲线之间间距的一致性越好，k的线性度就越好，k只取决于射频总增益的变化Δ_G(dB)，而与输入功率的大小无关；对参考支路输出电压v_c和比较支路输出电压v_b取分贝运算的目的就是为了使v_b(dBmv)和v_c(dBmv)两条曲线的斜率具有一致性，从而获得v_b(dBmv)和v_c(dBmv)两条曲线间距的一致性好这个事实；v_b(dBmv)和v_c(dBmv)两条曲线间距一致性好是变型电桥原理高精度自动增益控制的关键因素之一。

步骤4：计算变型电桥原理自动增益控制传递电压k的增量Δk，

Δk＝k-k₀；

步骤5：当射频总增益变成G(dB)+Δ_G(dB)后，计算射频衰减器的控制电压v_L的增量Δv_L；当增益控制传递电压变化Δk时，相应的射频衰减器控制电压v_L的改变量Δv_L为， ${\mathrm{\Δv}}_L=\frac{\mathrm{\Δk}}{m}\·M,$ 射频衰减器的控制电压成为v_L+Δv_L；

步骤6：当射频衰减器控制电压为v_L+Δv_L时，计算射频衰减器的调整量Δ_L(dB)为， ${\mathrm{\Δ}}_L\left(\mathrm{dB}\right)=\frac{{\mathrm{\Δv}}_L}{{\mathrm{dv}}_L}\·n\left(\mathrm{dB}\right)=\mathrm{\Δk},$ 此时射频衰减器的总衰减量成为L₂(dB)+Δ_L(dB)；因为Δ_L(dB)＝Δk，Δk＝Δ_G(dB)，所以Δ_L(dB)＝Δ_G(dB)；由于衰减与增益是一对性质相反的量，所以又将等式写成|Δ_L(dB)|＝|Δ_G(dB)|，它们大小相等，性质相反，即Δ_G(dB)+Δ_L(dB)＝0(dB)；

步骤7：验证调整后的射频总增益G_变(dB)：

G_变(dB)＝G₁(dB)+Δ_G(dB)+L₂(dB)+Δ_L(dB)+Y(dB)+X(dB)

       ＝G₁(dB)+L₂(dB)+Y(dB)+X(dB)＝G(dB)，

调整后的射频总增益G_变(dB)等于正常状态时的射频总增益G(dB)，至此完成了“变形电桥原理”射频信道闭环自动增益控制；

因为v_b(dBmv)和v_c(dBmv)表达式中的G₃(dB)＝G₄(dB)，因此公式

$\frac{\left|{\mathrm{\Δ}}_G\left(\mathrm{dB}\right)\right|}{G_3\left(\mathrm{dB}\right)}=\frac{\left|{\mathrm{\Δ}}_L\left(\mathrm{dB}\right)\right|}{G_4\left(\mathrm{dB}\right)}$

成立，该表达式是射频总增益动态稳定时，变形电桥增益平衡的表达式；其中，Δ_G(dB)是射频总增益相对变化量的分贝值；Δ_L(dB)是射频衰减器调整量的分贝值；G₃(dB)是参考支路增益的分贝值；G₄(dB)是比较支路增益的分贝值；以上处理过程应保证变型电桥原理自动增益控制装置对传输射频宽带信号的保真特性。

“变型电桥原理”自动增益控制对装置模型，该模型的传递函数G(dB)做不到无误差控制，做不到0(dB)精度，总是存在误差，这个误差就是极限精度。“变型电桥原理”自动增益控制极限精度的定义是：传递函数G(dB)与增益控制传递电压k的差值，用ξ(dB)表示，

ξ＝Y是射频衰减器输出功率P_o的直通比，由于 $y=\frac{P_{c,o}}{P_o},$ 当y变化，Y＝(1-y)也会变化，因此ξ也会变，变化量Δξ(dB)等于，Δξ(dB)＝ξ₂(dB)-ξ₁(dB)，Δξ(dB)是变型电桥原理自动增益控制的极限精度，其中，ξ₁(dB)为射频总增益G(dB)正常状态时的模型输出节点的直通比，ξ₂(dB)为射频总增益变成G(dB)+Δ_G(dB)后的模型输出节点的直通比。

为达成所述目的，本发明的第二方面，是利用变型电桥原理自动增益控制方法，提出射频信道闭环自动增益控制装置，利用变型电桥自动增益控制原理，使装置的射频总增益动态平衡；该装置包括：

第一定向耦合射频检波单元由第一定向耦合器和第一射频检波器组成，第一定向耦合器接收射频信号总输入功率P_入(t)，并将射频信号总输入功率P_入(t)生成并输出直通功率信号P_i(t)和耦合功率信号P_c，i(t)；第一射频检波器的输入端与第一定向耦合器的耦合端连接，第一射频检波器接收耦合功率信号P_c，i(t)并经过射频检波和滤波，生成并输出参考支路射频检波电压信号v_j，i(t)；

射频信道的输入端与第一定向耦合器的直通端连接，射频信道将接收的直通功率信号P_i(t)生成并输出放大后的功率信号P_i(t)G₁；射频信道是有源信道，其射频增益用G₁表示；如果射频信道是无源信道，其衰减用Q₁表示；

射频衰减器有两个输入端分别与射频信道的输出端和转换单元的输出端连接，射频衰减器将接收并放大后的功率信号P_i(t)G₁按照控制端电压v_L+Δv_L的控制进行增益调整，生成并输出衰减后的射频功率P_o(t)＝P_i(t)G₁L₂，其中L₂≤1表示衰减，射频衰减器是可调数控衰减器或者可调模拟衰减器，L₂(dB)表示衰减量的分贝值；

第二定向耦合射频检波单元由第二定向耦合器和第二射频检波器组成；第二定向耦合器的输入端与射频衰减器的输出端连接，第二定向耦合器接收并将射频衰减器的输出功率信号P_o(t)＝P_i(t)G₁L₂按照直通比送出总输出功率P_出(t)和按照耦合度输出耦合功率P_c，o(t)；第二射频检波器的输入端与第二定向耦合器的输出端连接，第二射频检波器对接收的射频耦合功率信号P_c，o(t)进行射频检波和滤波，生成并输出比较支路射频检波电压信号v_j，o(t)；

选择开关的两个输入端分别与第一定向耦合射频检波单元的输出端和第二定向耦合射频检波单元的输出端连接，选择开关选择接收并输出参考端射频检波电压信号v_j，i(t)或比较端射频检波电压信号v_j，o(t)；

检波视频增益单元的输入端与选择开关的输出端连接，检波视频增益单元对接收的参考端射频检波电压信号v_j，i(t)或比较端射频检波电压信号v_j，o(t)进行负压举升和增益放大，生成并输出参考支路射频检波电压信号v_j，i(t)G₃或比较支路射频检波电压信号v_j，o(t)G₃；

模数变换单元的输入端与检波视频增益单元的输出端连接，模数变换单元接收参考支路射频检波电压信号v_j，i(t)G₃或比较支路射频检波电压信号v_j，o(t)G₃，并进行模数变换，输出参考支路数字电压信号v_c和比较支路数字电压信号v_b；

数据处理单元的输入端与模数变换单元的输出端连接，数据处理单元接收参考端数字电压信号v_c和比较端数字电压信号v_b并进行变型电桥原理自动增益控制算法处理；

转换单元的输入端与数据处理单元输出端连接，当射频衰减器选用数控衰减器时，则转换单元选用直通方式将数据处理单元输出的增益控制数字信号v_L+Δv_L连接到数控衰减器的控制端，数控衰减器的衰减步进≤0.2dB，当射频衰减器选用模拟衰减器时，则转换单元选用模数转换方式将数据处理单元输出的增益控制数字信号v_L+Δv_L变换为模拟信号，经过调压电阻的降压后，连接到模拟衰减器的控制端，模拟衰减器为连续衰减。

本发明的有益效果：本发明利用“变型电桥原理”使射频系统总增益的相对改变量与射频衰减器的调整增量相平衡(大小相等，性质相反)，从而使总增益保持不变的原理，获得射频系统总增益的动态稳定；本发明解决了现有技术的增益控制反应速度慢，增益控制精度差，成本高，可靠性低的问题；实现了方案简单、增益控制反应速度快、增益控制精度高，成本低，可靠性高的目的。

附图说明

图1是传统的闭环自动增益控制模型。

图2是现有技术射频放大器恒温槽技术开环增益控制方案1。

图3是现有技术射频放大器开环增益控制方案2。

图4是现有技术射频光延时光增益开环控制方案3。

图5是现有技术射频光延迟电增益开环控制方案4。

图6是本发明“变型电桥原理”自动增益控制模型。

图7是本发明“变型电桥原理”射频信道自动增益控制流程图。

图8是本发明“变型电桥”平衡模型。

图9是本发明射频信道“变型电桥”自动增益控制装置。

图10是+20℃，耦合检波器1(参考端)和4(比较端)的输入功率与输出检波电压曲线。

图11是本发明对图10输出检波电压取分贝运算后的曲线。

图12是现有技术射频二极管加偏置，提高检波信噪比。

图13是本发明射频信道延时、有源“变型电桥原理”自动增益控制电路检测视频增益5(G₃＝G₄)的时序波形，和开关K的控制方波时序。

图13a是本发明中数据处理单元的流程图；

图13b是本发明中数据处理单元的结构图；

图14是本发明S波段延时、有源信道“变型电桥原理”自动增益控制装置。

图15是现有技术光延迟线框图。

图16是本发明S波段延时、有源信道“变型电桥原理”自动增益控制装置输出功率曲面，纵坐标表示输出功率P_出(t-T)(dBmw)，二维横坐标分别为输入功率P_入(t)(dBmw)和射频总增益G₁的相对变化量(dB)。

图17是本发明图16曲面在相对增益变化方向的投影。

图18是本发明转换单元的结构图。

图19是本发明非延时射频信道结构图。

图20是本发明无源射频信道结构图。

具体实施方式

下面结合附图详细说明本发明技术方案中所涉及的各个细节问题。应指出的是，所描述的实施例仅旨在便于对本发明的理解，而对其不起任何限定作用。

1射频信道变型电桥原理自动增益控制技术

1.1“变型电桥原理”自动增益控制模型的传递函数，模型的增益控制传递电压，和模型增益控制的极限精度.

“变型电桥原理”自动增益控制模型传递函数

本发明公开的“射频信道闭环自动增益控制装置”是增益高精度稳定的射频装置，与“变型电桥原理射频放大器自动增益控制方法”(专利号：200710120055.6)专利相比，不同点在于所建立的“变型电桥原理”自动增益控制模型是结合装置和应用的模型，推导出了模型的传递函数、模型的自动增益控制传递电压和模型增益控制的极限精度。“变型电桥原理”自动增益控制模型如图6所示，图中输入端和输出端节点的“圈”表示这两个节点的射频传输特性是可变的。图中的部件不是电阻，而是增益。“变型电桥原理”自动增益控制模型利用衰减器做为增益调整器件，根据衰减器的“控制-衰减”特性确定增益的控制算法和算法的输出电压特性，“变型电桥原理”自动增益控制装置能够使射频系统总增益的相对改变量与射频衰减器的调整增量相平衡，从而使射频总增益保持不变，利用这一原理获得射频系统总增益的动态稳定。

图6的射频信号总输入功率为P_入，P_入进入输入端节点后分两路输出，一路为直通功率P_i，另一路为参考支路输入功率P_c，i；射频信道接收输入节点直通功率P_i，P_i经过射频信道获得增益G₁，输出信号为P_iG₁；射频衰减器的输入端与射频信道的输出端连接，射频衰减器接收并对射频信道输出信号P_iG₁进行增益调节，射频衰减器的输出信号为P_o，P_o＝P_iG₁L₂，L₂是射频增益调整量，L₂＜1表示射频衰减器的衰减量，L₂(dB)表示衰减量的分贝值；参考支路输入功率P_c，i经参考支路获得增益G₃并产生输出信号v(P_c，i)G₃；参考支路的c点电压为v_c，v_c＝v(P_c，i)G₃；射频衰减器的输出信号为P_o，P_o进入输出端节点分两路输出，一路为直通功率P_出，P_出也是总输出功率；另一路为比较支路输入功率P_c，o；比较支路输入功率P_c，o经比较支路获得增益G₄并产生比较支路输出信号v(P_c，o)G₄；比较支路b点电压为v_b，v_b＝v(P_c，o)G₄；电压v_c和电压v_b均为mV量级。差分运算单元输入信号为参考支路c点电压v_c和比较支路b点电压v_b；在差分符号内分别对v_c和v_b取分贝运算得到v_c(dBmv)和v_b(dBmv)，输出信号为a点电压k，k是增益控制传递电压k＝v_b(dBmv)-v_c(dBmv)＝k₀+Δk，k₀表示射频增益正常状态时的增益控制传递电压，Δk表示射频增益任意状态时增益控制传递电压的改变量。增益控制传递电压k＝k₀+Δk用于产生射频衰减器L₂的控制电压v_L+Δv_L，v_L+Δv_L与射频衰减器L₂的控制端相连，用以控制衰减器L₂的衰减量。图6中，

G₁：射频有源信道增益；(射频无源信道用Q₁，Q₁表示衰减；)

L₂：射频衰减器的衰减量；

G₃：参考支路增益，用于放大参考支路的射频检波电压；

G₄：比较支路增益，用于放大比较支路的射频检波电压；

Δ：差分运算单元，对参考支路电压v_c和比较支路电压v_b做分贝运算，实现分贝值的减法功能；比较支路b端电压v_b(dBmv)为被减数，参考支路c端电压v_c(dBmv)为减数；

a：差分运算单元的输出端；

b：差分运算单元的比较输入端；

c：差分运算单元的参考输入端；

k：射频增益任意状态时，a端的增益控制传递电压值，

k＝v_b(dBmv)-v_c(dBmv)＝k₀+Δk；

k₀：系统增益正常状态的增益控制传递电压；

Δk：系统增益任意状态时增益控制传递电压的改变量；

P_入：射频信号总输入功率；

P_i：射频信道输入功率；

P_o：射频衰减器L₂的输出功率；

P_c，i：参考支路输入功率；

P_c，o：比较支路输入功率；

P_出：射频信号总输出功率。

图6“变型电桥原理”自动增益控制模型的传递函数为G，G也叫总增益，是自动增益控制需要高精度稳定的量。

其中，y：输出端节点分流比， $y=\frac{P_{c,o}}{P_o};A=\frac{P_{c,i}}{P_i},1+\frac{P_{c,i}}{P_i}=1+A=\frac{1}{1-x};$

x：输入端节点分流比，

上式又可以写为，

G(dB)＝G₁(dB)+L₂(dB)+(1-y)(dB)+(1-x)(dB)

     ＝G₁(dB)+L₂(dB)+Y(dB)+X(dB)       (1)

(1)式是图6.的传递函数。式中x：输入端节点直通比

Y：输出端节点直通比

“变型电桥原理”自动增益控制传递电压.

“变型电桥原理”自动增益控制的传递电压为比较支路输出电压分贝值与参考支路输出电压分贝值的差值。比较支路b点输出电压分贝值为v_b(dBmv)：

v_b(dBmv)＝v(P_入)(dBmv)+X(dB)+G₁(dB)+L₂(dB)+y(dB)+G₄(dB)参考支路c点的输出电压分贝值为v_c(dBmv)：

v_c(dBmv)＝v(P_入)(dBmv)+x(dB)+G₃(dB)，

v_b(dBmv)和v_c(dBmv)的约束条件是G₃＝G₄，或者G₃(dB)＝G₄(dB)，x＝y，或者x(dB)＝y(dB)；v(P_入)表示与输入功率P_入有关的电压值。增益控制传递电压k为：

k＝v_b(dBmV)-v_c(dBmV)＝X(dB)+G₁(dB)+L₂(dB)   (2)

“变型电桥原理”自动增益控制极限精度.

“变型电桥原理”自动增益控制对装置模型传递函数G(dB)做不到无误差控制，即做不到0(dB)控制，总是存在误差，这个误差就是极限精度。图6.中，“变型电桥原理”自动增益控制极限精度的定义是：模型的传递函数G(dB)与自动增益控制传递电压k的差值，用ξ(dB)表示，

ξ(dB)＝G(dB)-k

      ＝G₁(dB)+L₂(dB)+Y(dB)+X(dB)-X(dB)-G₁(dB)-L₂(dB)

      ＝Y(dB)          (3)

(3)式中的Y(dB)是输出端节点的直通比，ξ(dB)＝Y(dB)项是模型的传递函数与自动增益控制传递电压之间的固定差。ξ(dB)值不会影响“变型电桥原理”自动增益控制的精度，但是输出端ξ(dB)＝Y(dB)的变化量Δξ(dB)就会影响增益控制的精度，因为输出端节点的Y(dB)不在控制环路中，输出节点直通比的变化Δξ(dB)不受自动增益控制的调节，

Δξ(dB)＝ξ₂(dB)-ξ₁(dB)      (4)

输出节点的Δξ(dB)就是“变型电桥原理”自动增益控制的极限精度。ξ(dB)与输出节点的分流比y有关，ξ(dB)的值见表1.。

表1.ξ(dB)的固有值

根据约束条件x＝y或者x(dB)＝y(dB)，当输入端节点的分流比x和输出端节点的分流比y发生变化时，ξ会随之变化，出现Δξ(dB)。公式(3)表明输入端节点的两个输出端都在控制环路中，输入端节点直通比的变化Δξ(dB)也在控制环路中，因此输入端节点直通比的变化Δξ(dB)可以通过“变型电桥原理”自动增益控制机制得到补偿；然而，输出端节点直通比的变化Δξ(dB)＝ΔY(dB)不在控制环路中，因此不能得到“变型电桥原理”自动增益控制机制的补偿，从而输出端节点直通比的变化Δξ(dB)就成为“变型电桥原理”自动增益控制模型的极限精度。

例如，假设分流比x(dB)＝-15(dB)和y(dB)＝-15(dB)，查表1.ξ(dB)的固有值，直通比都是ξ₁(dB)＝-0.139554(dB)。当y(dB)和x(dB)都发生+1(dB)变化时，使输入端和输出端节点直通比都发生变化，成为ξ₂(dB)＝-0.176431(dB)，根据公式(3)和(4)得到，Δξ(dB)＝ξ₂(dB）-ξ₁(dB）＝-0.036877(dB)；输入端的Δξ(dB)可以通过自动增益控制机制得到补偿，输出端的Δξ(dB)则不能得到补偿，因此，输出端直通比的变化Δξ(dB)＝-0.036877(dB)就是“变型电桥原理”自动增益控制装置在-15(dB)≤x(dB)＝y(dB)≤-14(dB)时的极限精度。极限精度是不可能超越的精度，也是最好的精度。

1.2“变型电桥”平衡的形成

图6.的传递函数为(1)式，

G(dB)＝G₁(dB)+L₂(dB)+Y(dB)+X(dB)    (1)

将G的相对改变量定义为Δ_G，取分贝运算，得到Δ_G(dB)，

${\mathrm{\Δ}}_G\left(\mathrm{dB}\right)=\frac{G+\mathrm{\ΔG}}{G}\left(\mathrm{dB}\right)=\frac{(G_1+{\mathrm{\ΔG}}_1)\·(L_2+{\mathrm{\ΔL}}_2)\·(Y+\mathrm{\ΔY})\·(X+\mathrm{\ΔX})}{G_1\·L_2\·Y\·X}\left(\mathrm{dB}\right)$

$=[\left(\frac{G_1+{\mathrm{\ΔG}}_1}{G_1}\right)\·(\frac{L_2+{\mathrm{\ΔL}}_2}{L_2})\·(\frac{Y+\mathrm{\ΔY}}{Y})\·(\frac{X+\mathrm{\ΔX}}{X}\left)\right]\left(\mathrm{dB}\right)$

$={\mathrm{\Δ}}_{G_1}\left(\mathrm{dB}\right)+{\mathrm{\Δ}}_{L_2}\left(\mathrm{dB}\right)+{\mathrm{\Δ}}_Y\left(\mathrm{dB}\right)+{\mathrm{\Δ}}_X\left(\mathrm{dB}\right)---\left(5\right)$

Δ_G(dB)也叫射频总增益G(dB)的改变量。当图6的射频总增益G达到动态稳定时，G(dB)的改变量Δ_G(dB)与射频增益调整的改变量Δ_L(dB)之间必然满足下式，

|Δ_G(dB)|＝|Δ_L(dB)|    (6)

又由于图6中G₃(dB)＝G₄(dB)，因此下式成立，

$\frac{\left|{\mathrm{\Δ}}_G\left(\mathrm{dB}\right)\right|}{G_3\left(\mathrm{dB}\right)}=\frac{\left|{\mathrm{\Δ}}_L\left(\mathrm{dB}\right)\right|}{G_4\left(\mathrm{dB}\right)}---\left(7\right)$

(7)式是“变型电桥”获得平衡的表达式。Δ_G(dB)是射频总增益G相对变化量的分贝值；Δ_L(dB)是射频衰减器衰减量L₂(dB)的调整增量；G₃(dB)是参考支路增益的分贝值；G₄(dB)是比较支路增益的分贝值。

图7是“变型电桥原理”自动增益控制过程流程图。当环境条件发生变化，使射频总增益G发生

变化时，射频衰减器输出功率P_o(dB)与

同方向变化，b点电压为v_b(dBmv)与P_o(dBmw)同方向变化，增益控制传递电压k与b点电压v_b(dBmv)同方向变化，Δk等于k的改变量并与b点电压v_b(dBmv)同方向变化，Δ_L(dB)与Δk同方向变化，射频总增益

相对Δ_L(dB)反方向变化，射频衰减器输出功率P_o(dBmw)与调整后的射频总增益

同方向变化，b点电压v_b(dBmv)与射频衰减器输出功率P_o(dBmw)同方向变化，此时判断Δk是否满足Δk＝0？即判断是否k(dB)＝k₀(dB)成立？如果是，则停止调整，如果否，则返回到步骤“b点电压v_b(dBmv)与P_o(dBmw)同方向变化”处，继续以上循环。

由于(7)式是基于图6得到的，同时(7)式又相似于惠斯通电阻电桥，因而称图6.为“变型电桥”，图中的元件不是电阻，而是增益。当“变型电桥原理”自动增益控制的射频总增益获得动态稳定时，得到如图8所示的变型电桥平衡模型。

图8是基于图6“变型电桥原理”自动增益控制模型得到的“增益电桥”平衡模型。图8中，|Δ_G(dB)|为射频总增益相对改变量；|Δ_L(dB)|为射频增益调整增量；G₃(dB)为参考支路射频检波电压放大量；G₄(dB)为比较支路射频检波电压放大量。“变型电桥原理”自动增益控制模型的约束条件是：G₃(dB)＝G₄(dB)，x(dB)＝y(dB)。

图8的电桥是一种抽象模型，不存在具体电路，然而确是经过缜密设计、被试验验证的、客观存在的模型。“变型电桥原理”自动增益控制不是采用信号负反馈方式实现对增益的控制，而是利用“变型电桥原理”使射频总增益的相对变化量Δ_G(dB)与增益调整衰减器的调整增量Δ_L(dB)相平衡，从而使总增益保持不变的原理，获得射频总增益的动态稳定。变型电桥平衡模型这样描述：当图6的比较支路电压v_b(dBmv)与参考支路电压v_c(dBmv)之间的差分值k的改变量Δk＝0时，总增益G获得动态稳定，总增益G的相对改变量|Δ_G(dB)|恰好等于增益调整L₂的改变量|Δ_L(dB)|，出现“变型电桥”的平衡现象，如图8所示。

举例：假设图6中射频信道为有源信道，增益为G₁(dB)＝100(dB)，射频增益调整量L₂(dB)＝-5(dB)，x＝-15(dB)，X(dB)＝-0.139554(dB)，y＝-15(dB)，Y(dB)＝-0.139554(dB)，Δx(dB)＝Δy(dB)＝+1(dB)根据(1)式，正常状态射频总增益G(dB)为：

G(dB)＝100(dB)-5(dB)-0.139554(dB)-0.139554(dB)

     ＝94.720892(dB)，

假设射频信道增益G₁(dB)的改变量为 ${\mathrm{\Δ}}_{G_1}\left(\mathrm{dB}\right)=-1.5\left(\mathrm{dB}\right),$ 射频增益调整L₂(dB)的改变量为 ${\mathrm{\Δ}}_{L_2}\left(\mathrm{dB}\right)=-0.2\left(\mathrm{dB}\right),$ Y₁(dB)＝-0.139554(dB)，Y₂(dB)＝-0.176431(dB)ΔY(dB)＝Y₂(dB)-Y₁(dB)＝-0.036877(dB)，ΔX(dB)＝ΔY(dB)，则总增益的相对改变量Δ_G(dB)为：

Δ_G(dB)＝-1.5(dB)-0.2(dB)-0.036877(dB)-0.036877(dB)

       ＝-1.773754(dB)，

此时，射频总增益变成G_变(dB)，

G_变(dB)＝G(dB)+Δ_G(dB)＝94.720892(dB)-1.773754(dB)

       ＝92.947138(dB)；

经过自动增益控制处理后，射频增益调整的改变量为Δ_L(dB)，与射频总增益的改变量大小相等，性质相反，既Δ_L(dB)＝+1.773754(dB)，使增益调整L₂获得Δ_L(dB)的调整量，使增益调整后的射频总增益G_调(dB)为：

G_调(dB)＝G_变(dB)+Δ_L(dB)＝92.947138(dB)(dB)+1.773754(dB)

       ＝94.720892(dB)，

使得G_调(dB)＝G(dB)；

“变型电桥原理”自动增益控制使射频总增益仍然保持不变。增益调整后的衰减器值为：

$L_2\left(\mathrm{dB}\right)+{\mathrm{\Δ}}_{L_2}\left(\mathrm{dB}\right)+{\mathrm{\Δ}}_L\left(\mathrm{dB}\right)=-5\left(\mathrm{dB}\right)-0.2.\left(\mathrm{dB}\right)+1.773754\left(\mathrm{dB}\right)$

$=-3.426246\left(\mathrm{dB}\right);$

经过“变型电桥原理”自动增益控制的调整过程，使总增益相对变化量|Δ_G(dB)|与衰减器的改变量|Δ_L(dB)|获得平衡，|Δ_G(dB)|＝|-1.1.773754(dB)|，|Δ_L(dB)|＝|+1.1.773754(dB)|，又由于G₃(dB)＝G₄(dB)，代入(7)式后得到：

$\frac{|-1.773754\left(\mathrm{dB}\right)|}{G_3\left(\mathrm{dB}\right)}=\frac{|+1.773754\left(\mathrm{dB}\right)|}{G_4\left(\mathrm{dB}\right)}$

从而射频总增益G_调(dB)始终等于正常值G(dB)。

本例中，假设输出端分流比y(dB)＝-15(dB)，当分流比变化+1(dB)时，“变型电桥原理”自动增益控制模型的极限精度为：

Δξ(dB)＝ΔY(dB)＝-0.176431(dB)-(-0.139554)(dB)

        ＝-0.036877(dB)

2射频信道“变型电桥原理”自动增益控制装置

2.1射频信道“变型电桥原理”自动增益控制装置

图9是射频信道“变型电桥原理”自动增益控制综合装置。根据图6模型和约束条件G₃(dB)＝G₄(dB)和分流比x(dB)＝y(dB)，设置装置的功能模块，得到图9的装置。图9中的虚线条是外电路测试设备，包括信号发生器、频谱仪、连接线。点划线方框内的模块是优化后的射频信道“变型电桥原理”自动增益控制装置。图9中的射频信道2、射频衰减器3和转换单元8有背景颜色，表示针对不同的应用，它们的模块会发生变化。图9中的检波视频增益单元5和模数转换单元6为参考支路和比较支路的射频检波电压增益的共用模块，检波视频增益单元5的增益为G₃(G₃＝G₄)，模数转换单元6是A/D变换器；切换开关K用以选通v_j，i(t)和v_j，o(t)，K的控制信号由数据处理单元7产生。如果定向耦合射频检波单元的二极管正偏置是负压，输出的视频包络信号就为负压信号，幅度很低(mV量级)，因此，需要将v_j，i(t)和v_j，o(t)举升为正电压后再放大，使视频信号幅度置于0V～1V之间，以满足A/D变换器对输入端信号的要求。

1)第一定向耦合射频检波单元1：由第一定向耦合器11和第一射频检波器12组成。第一定向耦合器11的输入为射频信号总输入功率P_入(t)，输出信号一路为直通功率P_i(t)、另一路为耦合功率P_c，i(t)到第一射频检波器12的输入端。射频检波电路由微带电路和射频检波二极管一体化设计构成，输入信号为第一定向耦合器11的射频耦合功率P_i，c(t)，经过射频检波和滤波，输出射频检波电压v_j，i(t)，v_j，i(t)是参考支路的射频检波电压；

1.1)射频检波器12的检波电压为指数特性，需要将指数特性转化为线性特性。射频信道“变型电桥原理”自动增益控制装置的射频衰减器是射频衰减器，衰减器的“控制-衰减”特性为：线性增长的增益控制电压产生以分贝为单位的线性衰减的射频输出信号；而射频检波器12输出检波电压(相对于输入电压)呈指数特性，不能直接用于增益控制，需要将其变换为线性特性，为此需要设计装置的自动增益控制算法，以及由自动增益控制算法生成的自动增益控制传递电压k。

肖特基射频检波二极管V～I特性的检波电流I_正向表达式为：

(8)式中，I_S：反向饱和电流；V：二极管两端电压：V＝V_Q+V_d，V_Q为直流偏置、V_d：载波频率电压分量；V_T：常温下300K时，V_T＝26mV。该检波电流I_正向在负载电阻r上产生电压v_I

(9)式中r为输出端匹配负载电阻，输出电压v_I具有指数特性。对(9)式两边取分贝运算，得到v_I(dBmv)，

(10)式是复合函数，v_I(dBmv)具有很好的线性特性，(10)式由两部分组成：

a.20lg(I_S·r)近似为常数，曲线斜率为0，曲线为水平线；

b.

为随二极管两端电压V变化的指数曲线，曲线斜率＞0。

1.2)图10是温度+20℃时，第一定向耦合射频检波单元1输出的参考支路射频检波电压v_c(mv)和第二定向耦合射频检波单元4输出的比较支路射频检波电压v_b(mv)曲线。两条曲线的输入信号为射频功率(dBmw)，输出信号为检波电压(mv)。图10中两条曲线的斜率点点不一致，曲线之间的间距也点点不一致。图11是对图10曲线的检波电压取分贝运算后得到的v_b(dBmv)和v_c(dBmv)两条曲线，两条曲线的斜率基本一致，两条曲线之间的间距也基本一致。v_b(dBmv)和v_c(dBmv)两条曲线之间的间距就是增益控制传递电压k，两条曲线之间间距的一致性越好，k的线性度就越好，对射频衰减器衰减量的控制就越精确。k的变化只取决于射频总增益的变化Δ_G(dB)，而与输入功率的大小无关。对参考支路射频检波电压v_c(mv)和比较支路射频检波电压v_b(mv)取分贝运算的目的就是为了将指数特性电压转换为线性电压v_c(dBmv)和v_b(dBmv)，从而获得v_c(dBmv)和v_b(dBmv)两条曲线间距的一致性好这个事实。v_c(dBmv)和v_b(dBmv)两条曲线的间距一致性好是变型电桥原理高精度自动增益控制的关键因素之一。

1.3)为了提高射频检波输出信号的信噪比，需要对射频二极管设置偏置电流。图12是射频检波二极管加偏置后，检波电压信噪比得到改善的示意图。射频二极管偏置电流的设计应参考二极管型号的技术文件。

2)射频信道2：射频信道2可以是有源信道，也可以是无源信道；射频信道2的输入信号为第一定向耦合检波器11的直通功率P_i(t)，输出信号为放大(或衰减)后的功率P_i(t)G₁(或P_i(t)Q₁，Q₁表示射频无源信道的损耗)；

3)射频衰减器3：射频衰减器3的作用是提供射频总增益的调整，调整器件可以是数控衰减器，也可以是模拟衰减器。输入信号是P_i(t)G₁，输出信号为衰减后的射频功率P_i(t)G₁L₂；L₂表示衰减量。射频衰减器3的控制端分两种情况：当射频衰减器3为数控衰减器时，其控制端直接连接来自数据处理单元7送出的增益控制数字电压v_L+Δv_L；当射频衰减器3为模拟衰减器时，数据处理单元7输出的增益控制数字电压v_L+Δv_L需要经过转换单元8的数模转换81进行D/A变换成为模拟电压，再经调压电阻R_N调压后连接到射频衰减器3的控制端。

4)第二定向耦合射频检波单元4：由第二定向耦合器41和第二射频检波器42组成。第二定向耦合器41的输入信号为射频衰减器3的输出功率P_i(t)G₁L₂，输出信号一路为直通功率(总输出功率)P_出(t)，另一路为耦合功率P_c，o(t)到射频检波42的输入端。第二射频检波器42由微带电路和射频检波二极管一体化设计构成，输入信号为第二定向耦合器41的射频耦合功率P_c，o(t)，经过射频检波和滤波，输出射频检波电压v_j，o(t)，v_j，o(t)是比较支路射频检波电压；肖特基二极管V～I特性由指数特性转化为线性特性的描述同本节的1.1)内容；

5)选择开关K：输入信号为参考支路射频检波电压v_j，i(t)或比较支路射频检波电压v_j，o(t)，输出为两路中任意一路；

6)检波视频增益单元5：向射频检波电压v_j，i(t)和v_j，o(t)提供增益或者负压举升后的增益。输入信号为v_j，i或v_j，o(t)，输出信号为放大后的参考支路射频检波电压v_j，i(t)G₃或比较支路射频检波电压v_j，o(t)G₃；

7)模数变换单元6：模拟电压变换为数字电压。输入信号为v_j，i(t)G₃或v_j，o(t)G₃，输出信号为参考端数字电压v_c或比较端数字电压v_b；

8)数据处理单元7：数据处理单元7是数据处理芯片(如FPGA)。输入信号为模数变换单元6输出的数字信号v_c或v_b，输出信号是送往射频衰减器3控制端的增益控制数字电压v_L+Δv_L。

图13a是数据处理单元流程图，数据处理单元接收参考支路和比较支路的射频检波数字电压信号v_c和v_b，对它们进行处理；对参考支路射频检波电压v_c的峰值、基底进行采样，取均值，计算平均值的差Δv_c(射频检波电压幅度)，计算均值差的分贝值Δv_c(dBmv)，将Δv_c(dBmv)和Δv_c，0(dBmv)送往差分单元；对比较支路射频检波电压v_b的峰值、基底采样，取均值，计算均值的差Δv_b(射频检波电压幅度)，计算均值差的分贝值Δv_b(dBmv)，并将Δv_b(dBmv)送往射频系统总增益任意状态差分单元。射频系统总增益正常状态时，差分运算单元接收Δv_c，0(dBmv)和Δv_b，0(dBmv)，并计算射频总增益正常状态时的增益控制传递电压k₀，计算增益调整衰减器的控制电压v_L＝k₀+V₀；同时记下单位增益n(dB)对应的k₀变化量m和常数项M，并将k₀、m、M和v_L送往任意射频总增益状态差分单元；任意射频总增益状态差分单元接收Δv_c(dBmv)、Δv_b(dBmv)、k₀、m、M和v_L，并计算k＝Δv_b(dBmV)-Δv_c(dBmV)，Δk＝k-k₀和 ${\mathrm{\Δv}}_L=\frac{\mathrm{\Δk}}{m}\·M,$ v_L+Δv_L；v_L+Δv_L是数据处理单元的最后输出。

图13b是数据处理单元结构图，参考支路电压分贝运算单元Δv_c，0(dBmv)和Δv_c(dBmv)、比较支路电压分贝运算单元Δv_b，0(dBmv)和Δv_b(dBmv)将数据送往差分单元；差分单元计算增益调整传递电压k₀和k；计算Δk单元算出Δk＝k-k₀；衰减器控制电压产生单元产生衰减器控制电压v_L+Δv_L。

数据处理单元7的输入信号为数字电压v_c和v_b，经过“变型电桥原理”自动增益控制算法处理后，输出信号为射频衰减器的数控电压v_L+Δv_L；如果射频衰减器为数控衰减器，数控电压v_L+Δv_L直接送往数控衰减器的控制端，衰减器的衰减步进≤0.2dB；如果射频衰减器为模拟衰减器，数控电压v_L+Δv_L需要经过数模变换81变成模拟电压，再经过R_N电阻调压后与模拟衰减器的控制端连接，衰减特性为连续衰减。

“变型电桥原理”自动增益控制算法

自动增益控制算法存放在数据处理单元7中，算法包括：

(1)产生选择开关K的控制方波，控制方波用以控制K的转换。选择开关K是一个译码电路，对数据处理单元7送出的地址码进行译码，译码输出的电平形成控制方波，实现选择开关K的切换，选择接通参考支路检波视频电压v_j，i(t)或比较支路检波视频电压v_j，o(t)；

(2)产生实验电路外接仪器的同步信号，用以同步“变型电桥原理”自动增益控制实验电路、信号源和频谱分析仪的时间基准；

(3)对检波视频增益单元5“G₃＝G₄”输出的两路检波模拟信号v_j，i(t)G₃和v_j，o(t)G₃分别进行峰值采样和基底采样(由于射频检波二极管设置了检波电流直流工作点，脉冲幅度要通过峰值采样值和基底采样值的计算得到)，求参考端脉冲幅度的分贝值，求比较端脉冲幅度的分贝值；

(4)比较支路检波视频数据处理步骤和参考支路检波视频数据处理步骤相同：

(5)算法.参考支路和比较支路的射频检波脉冲如图13中G₃＝G₄输出端波形所示，用参考支路和比较支路的射频检波脉冲数据，进行以下步骤的计算：

(5.1).参考支路射频检波脉冲电压经历以下算法：

(5.1.1)进行脉冲峰值采样，求脉冲峰值采样数据的平均值。峰值采样的时间位置在脉冲宽度的中间位置，每个脉冲采样次1，连续采样N个脉冲的峰值数据，得到参考支路射频检波脉冲峰值采样数据v_c，1、v_c，2、......v_c，N，求峰值数据的平均值：

${\stackrel{\‾}{v}}_c=\frac{1}{N}\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{v}_{c,i},N=5;$

(5.1.2)进行脉冲基底采样，求脉冲基底采样数据的平均值。脉冲后沿结束后进行基底电压采样，每个脉冲基底处采样1次，连续采样N个脉冲的基底数据，得到参考支路射频检波脉冲基底采样数据v_{c_1}、v_{c_2}、......v_{c_N}，求基底数据的平均值：

$\stackrel{\‾}{v_{c\_}}=\frac{1}{N}\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{v}_{c\_i},N=5;$

(5.1.3)求脉冲幅度Δv_c，Δv_c＝v_c-v_c_；

(5.1.4)求脉冲幅度的分贝值Δv_c(dBmv)，Δv_c(dBmv)＝20logΔv_c；如果射频系统工作在连续波状态，则只需要对检波电压进行采样。

(5.2).比较支路射频检波脉冲电压也经历同样的算法：

比较支路比较支路射频检波脉冲处理步骤和参考支路检波视频数据处理步骤相同：

(5.2.1)对N个比较支路射频检波脉冲的峰值采样值求平均值，

${\stackrel{\‾}{v}}_b=\frac{1}{N}\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{v}_{b,i},N=5;$

(5.2.2)对N个比较支路射频检波脉冲的基底采样值求平均值，

$\stackrel{\‾}{v_{b\_}}=\frac{1}{N}\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{v}_{b\_i},N=5;$

(5.2.3)求峰值平均值与基底平均值的差值Δv_b，Δv_b＝v_b-v_{b_}；

(5.2.4)求脉冲幅度的分贝值Δv_b(dBm)，Δv_b(dBm)＝20logΔv_b。

(5.3).计算增益控制传递电压k＝Δv_b(dBmv)-Δv_c(dBmv)，设射频总增益正常状态下，k＝k₀∶k₀＝Δv_b，0(dBmv)-Δv_c，0(dBmv)；

说明：由于参考支路和比较支路的特性完全相同，参考支路和比较支路增益的变化也不会影响增益调整传递电压k₀的值。比如，如果射频总增益不变，耦合检波1和耦合检波4的工作点都出现飘逸，使比较支路射频检波脉冲电压分贝值变为Δv_b，0(dBmv)+Δ(dB)，参考支路射频检波脉冲电压分贝值变成Δv_c，0(dBmv)+Δ(dB)，k₀为：

k₀＝Δv_b，0(dBmv)+Δ(dB)-Δv_c，0(dBmv)-Δ(dB)＝Δv_b，0(dBmv)-Δv_c，0(dBmv)，

k₀用于设定射频总增益正常状态下，射频衰减器的正常衰减值L₂(dB)。假设v_L＝k₀+V₀，V₀是常数项，调整V₀，使射频总增益正常状态下衰减器的衰减量为L₂(dB)；

设定射频总增益的1个增益单位为n(dB)，n(dB)＝0.1(dB)或者n(dB)＝0.2(dB)；当射频总增益G(dB)变化1个增益单位时，增益控制传递电压k₀的变化量为m，此时衰减器控制电压v_L的改变量为dv_L，

${\mathrm{dv}}_L=\frac{n\left(\mathrm{dB}\right)}{m}\·M,$ M为常数，调整M使dv_L产生衰减器调整量d_L(dB)＝n(dB)。

(5.4)当射频总增益相对值变化Δ_G(dB)，比较支路的射频检波电压Δv_b(dBmv)变成为Δv_b，0(dBmv)+Δ_G(dB)，增益控制传递电压k成为：

k＝Δv_b，0(dBmv)+Δ_G(dB)-Δv_c，0(dBmv)＝k₀+Δk，

显然，Δk＝Δ_G(dB)；

(5.5).计算Δk∶Δk＝k-k₀，Δk表示增益控制传递电压的变化量，Δk用于计算增益控制传递电压的增量Δv_L；

(5.6).计算射频衰减器3的增益控制传递电压的增量Δv_L.

当增益控制传递电压变化Δk时，相应的衰减器控制电压v_L的改变量为Δv_L，

${\mathrm{\Δv}}_L=\frac{\mathrm{\Δk}}{m}\·M,---\left(11\right)$

任意射频总增益状态，增益控制传递电压成为v_L+Δv_L，v_L+Δv_L送到射频衰减器的控制端。

根据(5)算法的全部内容，当射频衰减器3的控制电压成为v_L+Δv_L时，衰减器获得Δ_L(dB)的衰减增量，Δ_L(dB)为，

${\mathrm{\Δ}}_L\left(\mathrm{dB}\right)=\frac{{\mathrm{\Δv}}_L}{{\mathrm{dv}}_L}\·n\left(\mathrm{dB}\right)=\mathrm{\Δk}---\left(12\right)$

射频衰减器3总衰减量成为L₂(dB)+Δ_L(dB)。由于Δk＝Δ_G(dB)，Δ_L(dB)＝Δk，所以，Δ_G(dB)＝Δ_L(dB)，Δ_G(dB)和Δ_L(dB)大小相等，性质相反，从而使射频总增益获得平衡。等式又可写成

|Δ_L(dB)|＝|Δ_G(dB)|          (13)

图9射频信道“变型电桥原理”自动增益控制综合装置中，约束条件G₃(dB)＝G₄(dB)，x(dB)＝y(dB)成立，参考支路和比较支路共用一个检波视频增益5，增益为G₃，从而使变型电桥公式

$\frac{\left|{\mathrm{\Δ}}_G\left(\mathrm{dB}\right)\right|}{G_3\left(\mathrm{dB}\right)}=\frac{\left|{\mathrm{\Δ}}_L\left(\mathrm{dB}\right)\right|}{G_3\left(\mathrm{dB}\right)}$ 成立。

9)“变型电桥原理”自动增益控制装置设计精度和注意事项

当数控衰减器步进≤0.2(dB)时，“变型电桥原理”自动增益控制算法能够保证增益控制误差≤0.2(dB)，及增益控制精度≤0.2(dB)。为了保证“变型电桥原理”自动增益控制精度，对图9的设计提出以下约束：

(1)如射频衰减器3采用数控衰减器，衰减步进应≤0.2dB；

(2)射频衰减L₂在工作带宽内应具有良好的幅频特性，带内起伏应＜0.2dB；射频衰减L₂的总衰减量取决与射频总增益G(dB)最大变化范围Δ_G(dB)和衰减器的插入损耗；

(3)参考端第一射频检波器12和比较端第二射频检波器42的射频检波二极管选用具有S参数的射频检波对管，便于微带线路阻抗匹配的设计满足要求；

(4)第一定向耦合射频检波单元1和第二定向耦合射频检波单元4严格屏蔽；

(5)第一定向耦合射频检波单元1和第二定向耦合射频检波单元4同样的设计和工艺，一式两套加工件。

图13是图9的检测视频增益5输出端的时序波形，和开关K的控制方波时序。“G₃＝G₄输出端波形”表示图9中的检波视频增益单元5的输出端波形，其中变量定义见“(5)算法”部分。“开关K控制方波时序”表示控制开关K的控制逻辑，时序由译码电路产生，用以控制K切换接入的射频检波脉冲。方波的上升沿设置在第N-1个延迟脉冲后沿与第N个主脉冲前延之间的中间位置，方波电平下降沿设置在第N-1个主脉冲后延与第N-1个延迟脉冲前沿之间的中间位置。对于非延时电路，开关K的控制方波电平根据需要进行设计。

2.2“变型电桥原理”自动增益控制对射频宽带信号的保真特性

本专利所涉及的射频信道闭环自动增益控制装置，应能够保真传递宽带输入信号，对于射频宽带输入信号，射频信道闭环自动增益控制装置不需要对检测视频增益单元输出的射频宽带检波脉冲做全信息采样，只要对脉冲内某一时间点的幅度进行采样，对这一时间点的增益进行跟踪和控制，就能够等效地实现对射频宽带输入信号增益的控制。

具体做法是：检波视频增益单元5的输出信号为模拟电压v_j，i(t)G₃或v_j，o(t)G₃，是射频宽带检波脉冲信号；模数变换单元只对射频宽带检波脉冲波形中的某一时间点的幅度采样，对这一时间点的采样值进行模数变换，模数变换单元的输出信号为参考端数字电压v_c和比较端数字电压v_b，v_c和v_b送往数据处理单元7，进行变型电桥原理自动增益控制算法处理，数据处理单元7输出控制电压v_L+Δv_L，并将v_L+Δv_L送往射频衰减器3为的控制端，用以控制衰减器的衰减量；虽然v_L+Δv_L只对应射频宽带检波脉冲v_j，i(t)G₃和v_j，o(t)G₃波形中特定时间点的幅度，但是，由于衰减器通过的是射频宽带信号，当控制电压使衰减器执行衰减动作时，射频宽带信号整体受到等比例的增益衰减，从而实现了对射频宽带信号的自动增益控制。

“变形电桥原理”自动增益控制装置最好不用扫频信号源进行测试。36种射频信道闭环自动增益控制装置

3.1S波段延时、有源信道“变型电桥原理”自动增益控制(数控衰减)装置

图14是S波段延迟、有源信道“变型电桥原理”自动增益控制装置，也是本发明的应用装置。参照图9装置，图14中的延时电路21和射频增益模块22对应图9中的射频信道2，射频增益为有源模块，增益用G₁表示；图14中是数控衰减器对应图9中的射频衰减器3，衰减步进0.2dB；其他模块与图9一样。

图14装置的技术指标：

频率                    S波段；

脉冲重复周期            3300Hz；

脉冲宽度                34μS；

输入功率                -10dBm～+6dBm(步进2dBm)；

放大器自身相对增益变化：0(dB)～4(dB)；

输入输出端驻波比        ρ≤1.4；

环境温度试验范围        0℃～+60℃(温度步进10℃)；

增益不稳定度：          ≤0.2dB。

1)第一定向耦合射频检波单元1：由第一定向耦合器11和第一射频检波器12组成。第一定向耦合器11的输入信号为射频总输入功率P_入(t)，输出信号一路为直通功率P_i(t)，另一路为耦合功率P_c，i(t)到第一射频检波器12的输入端。第一射频检波器12由微带电路和射频二极管一体化设计，输入信号为第一定向耦合器11的射频耦合功率P_c，i(t)，经过射频检波和滤波，输出射频检波电压v_j，i(t)，v_j，i(t)是参考支路射频检波电压。

2)射频信道2：由延时电路21和射频增益模块22组成，延时电路21的输入信号为直通功率P_i(t)，将输入信号延迟T秒，输出为延时后的直通功率ρ·P_i(t-T)，ρ表示延时引起的衰减；延时线采用光延迟线，光延迟线框图如图15所示。射频增益模块22为射频输入信号提供增益G₁，输入信号为延时后的直通功率ρ·P_i(t-T)，输出为延时放大后的功率ρ·P_i(t-T)·G₁。

3)射频衰减器3是数控衰减器L₂，向电路提供数控衰减量，衰减步进为0.2dB。输入信号为ρ.P_i(t-T)·G₁，输出信号为增益调整后的延时功率P₀(t-T)＝ρ·P_i(t-T)·G₁·L₂；数控衰减器的控制信号来自数据处理单元7送出的增益控制数字电压v_L+Δv_L。

4)第二定向耦合射频检波单元4：由第二定向耦合器41和第二射频检波器42组成。第二定向耦合器41的输入信号为射频衰减器3的输出功率P₀(t-T)＝ρ·P_i(t-T)·G₁·L₂，输出信号一路为直通功率，即射频总输出功率P_出(t-T)，另一路为耦合功率P_c，o(t-T)到第二射频检波器42的输入端。射频检波器由微带电路和射频二极管一体化设计的电路，输入信号为第二定向耦合器41的耦合输出功率P_c，o(t-T)，经过射频检波和滤波后，输出射频检波电压v_j，o(t-T)，v_j，o(t-T)是比较支路射频检波电压。

5)选择开关K：输入信号为射频检波电压v_j，c(t)和v_j，o(t-T)，输出为两路中任意一路。

6)检波视频增益单元5：向射频检波电压v_j，c(t)和v_j，o(t-T)提供增益。输入信号为射频检波电压v_j，c(t)和v_j，o(t-T)，输出信号为放大后的v_j，c(t)G₃和v_j，o(t)G₃。

7)模数变换单元6：模拟电压变换为数字电压。输入信号为v_j，c(t)G₃或v_j，o(t)G₃中的任意一路，输出信号为比较支路和参考支路的射频检波脉冲数字电压v_c或v_b。

8)数据处理单元7：完成“变型电桥原理”自动增益控制算法处理。数据处理单元7是数据处理芯片(如FPGA)，输入信号为模数变换单元6送出的数字信号v_c或v_b(数据处理算法同2.1节的8.1)“变型电桥原理”自动增益控制算法)，输出信号为送往数控衰减器控制端的增益控制数字电压v_L+Δv_L。

9)S波段延时、有源信道“变型电桥原理”自动增益控制装置增益精度测试曲线。图16是根据S波段延时、有源信道“变型电桥原理”自动增益控制装置的温度试验测试数据绘制的曲面，纵坐标表示输出功率P_出(t-T)(dBmw)，二维横坐标分别表示输入功率P_入(t)(dBmw)和S波段射频装置总增益的相对改变量Δ_G(dB)。图17是图16曲面在相对增益变化方向的投影，投影曲线表明曲面的线性度非常好。

表2是图14.S波段延迟、有源信道“变型电桥原理”自动增益控制温度实验数据记录。

表2.实验数据记录

表格2的数据表明，当射频总增益G(dB)变化0(dB)～4(dB)，对应输出信号功率的每一列，数据的起伏均≤0.2dB。每一列数据的变化范围，就是“变型电桥原理”自动增益控制的精度。

10)注意事项同2.1节中的“9)‘变型电桥原理’自动增益控制精度和注意事项”。

说明：S波段延时、有源信道“变型电桥原理”自动增益控制(数控衰减)装置的器件除了≤0.2dB步进的数控衰减器以外，其他所有器件均为商业级器件。

3.2射频延时、有源信道“变型电桥原理”自动增益控制(模拟衰减)装置

将图14中的射频衰减器换成模拟衰减器，装置成为“射频延时、有源信道‘变型电桥原理’自动增益控制(模拟衰减)装置”。模拟衰减器的控制端连接转换单元8，图18是转换单元的结构图。图中调压电阻R_N用以调整正常状态模拟衰减器L₂的衰减量L₂(dB)。来自数据处理7输出的衰减器控制端数字电压v_L+Δv_L送往转换单元8的数模变换81进行D/A变换并输出模拟电压，该模拟电压经过调压电阻R_N调压，与模拟衰减器的控制端相连，控制模拟衰减器L₂的衰减量L₂(dB)+Δ_L(dB)；

注意事项同2.1节中的“9)‘变型电桥原理’自动增益控制精度和注意事项”。

3.3射频非延时有源信道“变型电桥原理”自动增益控制(数控衰减)装置

将图14中2的延迟电路21和射频增益22撤去，换成有源射频信道2时，装置就成为“射频非延时有源信道‘变型电桥原理’自动增益控制(数控衰减)装置”；图19是有源射频信道2的结构图，输入信号来自定向耦合检波1的直通功率信号P_i(t)，经射频信道2获得增益G₁，输出信号为P_i(t)·G₁，送往数控衰减器。装置的输入信号和输出信号在同一个时间窗口出现，当工作在脉冲状态时，选择开关“K”的切换周期为隔周期切换。注意事项同2.1节中的9)“变型电桥原理”自动增益控制精度和注意事项”。射频非延时有源信道“变型电桥原理”自动增益控制(模拟衰减)装置。

将3.3节所述的射频非延时有源信道“变型电桥原理”自动增益控制(数控衰减)装置的数控衰减器换成模拟衰减器，装置成为“射频非延时有源信道‘变型电桥原理’自动增益控制(模拟衰减)装置”，模拟衰减器与数据处理7输出的控制电压v_L+Δv_L的连接图如图18的所示，图18.转换单元的结构图的描述同3.2节射频延时、有源信道“变型电桥原理”自动增益控制(模拟衰减)装置中所述。注意事项同2.1节中的9)“变型电桥原理”自动增益控制精度和注意事项。

3.5射频无源信道“变型电桥原理”自动增益控制(数控衰减)装置

将图14中2的延迟电路21和射频增益22撤去，更换为射频无源信道时，装置成为射频无源信道‘变型电桥原理’自动增益控制(数控衰减)装置；射频无源信道由微波开关、隔离器、定向耦合器、数控衰减器、模拟衰减器、固定衰减器、射频开关的至少一种或一种以上微波器件组成；由于无源信道没有射频增益，只有衰减，因此用Q₁表示射频无源信道的损耗。射频无源信道可能是复杂的射频信道，其输入信号和输出信号在同一个时间窗口出现。由于射频无源信道的传输效应是衰减效应，许多应用中对无源信道要求总衰减量高度稳定，因此也需要高精度增益控制。射频无源信道如图20所示，输入信号来自定向耦合检波1的直通功率信号P_i(t)，经射频无源信道2，输出信号为P_i(t)·Q₁送往数控衰减器。对于射频无源信道的“变型电桥原理”自动增益控制方法与处理有源信道的一样。当工作在脉冲状态时，选择开关K的切换周期为隔周期切换。注意事项同2.1节中的“9)‘变型电桥原理’自动增益控制精度和注意事项”。

3.6射频无源信道“变型电桥原理”自动增益控制(模拟衰减)装置将3.5节装置中的数控衰减器换成模拟衰减器，成为“射频无源信道‘变型电桥原理’自动增益控制(模拟衰减)装置”，模拟衰减器与数据处理7输出的控制电压v_L+Δv_L的连接图如图18的所示，图18.转换单元的结构图的描述同3.2节射频延时、有源信道“变型电桥原理”自动增益控制(模拟衰减)装置中所述。注意事项同2.1节中的“9)‘变型电桥原理’自动增益控制精度和注意事项”。

以上描述是用于实现本发明及其实施例，本发明的范围不应由该描述来限定，本领域的技术人员应该理解，在不脱离本发明的范围的任何修改或局部替换，均属于本发明权利要求来限定的范围。

Claims (10)

1.射频信道闭环自动增益控制方法，其特征在于，该方法包括步骤如下：

步骤1：对射频信道闭环自动增益控制装置建立变型电桥原理自动增益控制模型的传递函数G：

G也叫模型的射频总增益，其中P_入为变型电桥原理自动增益控制模型的射频信号总输入功率；P_出为变型电桥原理自动增益控制模型的射频信号总输出功率，P_出＝P₀·(1-y)，P_o为射频射频衰减器输出功率；y为输出端节点分流比， $y=\frac{P_{c,o}}{P_o},$ P_c，o为比较支路输入功率；P_i为P_入的直通功率，P_i＝(1-x)·P_入；x为输入端节点分流比，

P_c，i为参考支路输入功率；G₁为射频信道增益；L₂为射频衰减器的衰减量； $A=\frac{P_{c,i}}{P_i},$ $1+A=1+\frac{P_{c,i}}{P_i}=\frac{1}{1-x};$ 设X为输入端节点直通比，Y为输出端节点直通比

将X和Y代入传递函数G中，对G取分贝运算后得到变型电桥原理自动增益控制模型的传递函数G(dB)为：G(dB)＝G₁(dB)+L₂(dB)+Y(dB)+X(dB)，G(dB)也叫变型电桥原理自动增益控制模型的射频总增益；

步骤2：射频信道闭环自动增益控制装置采用射频衰减器做为增益调整器件，利用射频衰减器的线性增长控制电压产生以分贝为单位的线性衰减输出信号这一特性，设定该装置自动增益控制的算法，以及由自动增益控制算法生成的自动增益控制传递电压k；利用射频检波器V～I特性的指数规律，将指数特性转化为线性特性；当射频检波二极管两端电压V为线性增长电压时，通过射频检波二极管的检波电流I_正向为指数性增长电流，该检波电流I_正向在负载电阻r上产生指数性增长电压v_I＝I_正向·r，对v_I取分贝运算，得到“变型电桥原理”自动增益控制需要的线性增长电压v_I(dBmv)，v_I(dBmv)＝20log(I_正向·r)；所述模型中比较支路b点的输出电压分贝值v_b(dBmv)为，v_b(dBmv)＝v(P_入)(dBmv)+X(dB)+G₁(dB)+L₂(dB)+y(dB)+G₄(dB)，参考支路c点的输出电压分贝值v_c(dBmv)为；v_c(dBmv)＝v(P_入)(dBmv)+x(dB)+G₃(dB)，v_b(dBmv)和v_c(dBmv)的约束条件是G₃(dB)＝G₄(dB)，x(dB)＝y(dB)，v(P_入)表示由射频信号总输入功率P_入决定的检波电压；当射频总增益为正常状态时，v_b(dBmv)＝v_b，0(dBmv)，v_b，0(dBmv)为射频总增益正常状态时的比较支路b点输出电压分贝值；v_c(dBmv)＝v_c，0(dBmv)，v_c，0(dBmv)为射频总增益正常状态时的参考支路c点输出电压分贝值；

步骤3：增益控制传递电压为k，射频总增益为正常状态时k＝k₀，k₀＝v_b，0(dBmv)-v_c，0(dBmv)＝X(dB)+G₁(dB)+L₂(dB)，k₀为射频总增益正常状态时的增益控制传递电压，k₀用以设定正常增益状态时射频衰减器的控制电压v_L，v_L＝k₀+V₀，V₀为常数，调整V₀，使正常增益状态射频衰减器的衰减量为L₂(dB)；由于参考支路和比较支路的特性完全相同，因此参考支路和比较支路增益的变化不会影响射频总增益正常状态时增益控制传递电压k₀的值；k₀一旦确定，总输入功率P_入的变化将在总输出功率P_出中如实地反应出来；设定1个增益单位为n(dB)，n＝0.1(dB)或者n＝0.2(dB)；当总增益G(dB)变化1个增益单位时，记下增益控制传递电压k₀的变化量为m，此时射频衰减器控制电压v_L的改变量为dv_L，

${\mathrm{dv}}_L=\frac{n\left(\mathrm{dB}\right)}{m}\·M,$

M为常数，调整M使dv_L产生的射频衰减器调整量为d_L(dB)＝n(dB)；

当射频信道闭环自动增益控制装置的射频总增益G(dB)发生变化，使总增益变成G(dB)+Δ_G(dB)时，比较支路输出电压的分贝值v_b(dBmv)为：

v_b(dBmv)＝v(P_入)(dBmv)+X(dB)+G₁(dB)+ΔG(dB)+L₂(dB)+y(dB)+G₄(dB)，参考支路输出电压的分贝值为，v_c(dBmv)＝v(P_入)(dBmv)+x(dB)+G₃(dB)，增益控制传递电压k成为，

k＝v_b(dBmV)-v_c(dBmV)＝X(dB)+G₁(dB)+Δ_G(dB)+L₂(dB)＝k₀+Δ_G(dB)＝k₀+Δk，Δk是k的增量，显然Δk＝Δ_G(dB)；

v_b(dBmv)和v_c(dBmv)是两条曲线，两条曲线的斜率基本一致，两条曲线之间的间距也基本一致；v_b(dBmv)和v_c(dBmv)两条曲线之间的间距就是增益控制传递电压k，两条曲线之间间距的一致性越好，k的线性度就越好，k只取决于射频总增益的变化Δ_G(dB)，而与输入功率的大小无关；对参考支路输出电压v_c和比较支路输出电压v_b取分贝运算的目的就是为了获得v_b(dBmv)和v_c(dBmv)两条曲线的斜率具有一致性，从而获得v_b(dBmv)和v_c(dBmv)两条曲线间距的一致性好这个事实，v_b(dBmv)和v_c(dBmv)两条曲线间距一致性好是变型电桥原理高精度自动增益控制的关键因素之一；

步骤4：计算变型电桥原理自动增益控制传递电压k的增量Δk：

Δk＝k-k₀；

步骤5：当射频总增益变成G(dB)+Δ_G(dB)时，计算射频衰减器的控制电压v_L的增量Δv_L；当增益控制传递电压变化Δk时，相应的射频衰减器控制电压v_L的改变量Δv_L为， ${\mathrm{\Δv}}_L=\frac{\mathrm{\Δk}}{m}\·M,$ 当射频总增益变化Δ_G(dB)时，射频衰减器的控制电压成为v_L+Δv_L；

步骤6：当射频衰减器控制电压为v_L+Δv_L时，计算射频衰减器的调整量Δ_L(dB)为， ${\mathrm{\Δ}}_L\left(\mathrm{dB}\right)=\frac{{\mathrm{\Δv}}_L}{{\mathrm{dv}}_L}\·n\left(\mathrm{dB}\right)=\mathrm{\Δk},$ 此时射频衰减器的总衰减量为L₂(dB)+Δ_L(dB)；因为Δ_L(dB)＝Δk，Δk＝Δ_G(dB)，所以Δ_L(dB)＝Δ_G(dB)；由于衰减与增益是一对性质相反的量，所以又将等式写成|Δ_L(dB)|＝|Δ_G(dB)|，它们大小相等，性质相反，即Δ_G(dB)+Δ_L(dB)＝0(dB)；

步骤7：验证调整后的模型传递函数即射频总增益G_变(dB)：

G_变(dB)＝G₁(dB)+Δ_G(dB)+L₂(dB)+Δ_L(dB)+Y(dB)+X(dB)

＝G₁(dB)+L₂(dB)+Y(dB)+X(dB)＝G(dB)，

调整后的射频总增益G_变(dB)等于正常状态时的射频总增益G(dB)，至此完成了“变形电桥原理”射频信道闭环自动增益控制；

因为v_b(dBmv)和v_c(dBmv)表达式中的G₃(dB)＝G₄(dB)，因此公式

$\frac{\left|{\mathrm{\Δ}}_G\left(\mathrm{dB}\right)\right|}{G_3\left(\mathrm{dB}\right)}=\frac{\left|{\mathrm{\Δ}}_L\left(\mathrm{dB}\right)\right|}{G_4\left(\mathrm{dB}\right)},$

成立，该表达式是射频总增益动态稳定时，变形电桥增益平衡的表达式；其中，Δ_G(dB)是射频总增益相对变化量的分贝值；Δ_L(dB)是射频衰减器调整量的分贝值；G₃(dB)是参考支路增益的分贝值；G₄(dB)是比较支路增益的分贝值；以上处理过程应保证变型电桥原理自动增益控制装置对传输射频宽带信号的保真特性。

2.如权利要求1所述的射频信道闭环自动增益控制方法，其特征在于，所述变型电桥原理自动增益控制模型，该模型的传递函数G(dB)的极限精度，是传递函数G(dB)与增益控制传递电压k的差值，用ξ(dB)表示，

ξ＝Y是射频衰减器输出功率P_o的直通比；由于 $y=\frac{P_{c,o}}{P_o},$ 当y发生变化，Y＝(1-y)也会变化，ξ也会变，变化量Δξ(dB)等于，Δξ(dB)＝ξ₂(dB)-ξ₁(dB)，Δξ(dB)是变型电桥原理自动增益控制的极限精度，其中，ξ₁(dB)为射频总增益G(dB)正常状态时的模型输出端节点的直通比，ξ₂(dB)为射频总增益变成G(dB)+Δ_G(dB)后的模型输出端节点的直通比。

3.如权利要求1所述的射频信道闭环自动增益控制方法，其特征在于，所述自动增益控制算法，是在S波段延时有源信道变型电桥原理自动增益控制装置的数据处理单元中对检测视频增益单元G₃＝G₄的时序波形进行处理，该S波段延时有源信道工作于脉冲状态，内含S波段射频放大器；该自动增益控制算法的具体步骤包括：

步骤31：自动增益控制装置中的参考支路射频检波电压经历以下算法： ${\stackrel{\‾}{v}}_c=\frac{1}{N}\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{v}_{c,i},N=5;$ $\stackrel{\‾}{v_{c-}}=\frac{1}{N}\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{v}_{c-i},N=5;$

Δv_c＝v_c-v_c_；         Δv_c(dBmv)＝20logΔv_c；

N是脉冲个数；v_c是自动增益控制装置中参考支路射频检波脉冲中间点的峰值电压采样的平均值；v_c，i是参考支路第i个射频检波脉冲的中间点的峰值采样电压；v_{c_}是自动增益控制装置中参考支路射频检波脉冲基底电压采样的平均值；v_{c_i}是参考支路第i个射频检波脉冲基底采样电压；Δv_c是v_c与v_c-的差值，既检波脉冲的幅度；Δv_c(dBmv)是Δv_c取分贝运算；

步骤32：自动增益控制装置中的比较支路射频检波脉冲电压也经历以下算法： $\stackrel{\‾}{v_b}=\frac{1}{N}\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{v}_{b,i},N=5;$ $\stackrel{\‾}{v_{b-}}=\frac{1}{N}\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{v}_{b-i,}N=5;$

Δv_b＝v_b-v_b_；         Δv_b(dBm)＝20logΔv_b；

N是脉冲个数；v_b是自动增益控制装置中比较支路射频检波脉冲中间点的峰值电压的平均值；v_b，i是比较支路第i个射频检波脉冲的中间点的峰值采样电压；v_b_是自动增益控制装置中的比较支路射频检波脉冲基底采样电压的平均值；v_{2_i}是比较支路第i个射频检波脉冲的基底采样电压；Δv_b是v_b与v_{b_}的差值，既检波脉冲的幅度；Δv_b(dBm)是Δv_b取分贝运算；

步骤33：由Δv_b(dBmv)和Δv_c(dBmv)的差分求增益控制传递电压k，设射频总增益正常状态时增益控制传递电压k＝k₀：k₀＝Δv_b，0(dBmv)-Δv_c，0(dBmv)；Δv_b，0(dBmv)表示射频总增益正常状态时比较端检波脉冲电压幅度的分贝值，Δv_c，0(dBmv)表示射频总增益正常状态时参考端检波脉冲电压幅度的分贝值；当射频总增益变化了Δ_G(dB)之后，比较支路的射频检波电压v_b(dBmv)成为v_b，0(dBmv)+Δ_G(dB)，增益控制传递电压k为：

k＝Δv_b，0(dBmv)+Δ_G(dB)-Δv_c，0(dBmv)＝k₀+Δk，

显然，Δk＝Δ_G(dB)；k₀为射频总增益正常状态时增益控制传递电压，k₀用以设定正常增益状态时，射频衰减器的控制电压v_L，v_L＝k₀+V₀，V₀是常数项，调整V₀，使正常增益状态射频衰减器的衰减量为L₂(dB)；k₀一旦确定后，总输入功率P_入的变化将不会影响k₀的值，而只会在总输出功率P_出的变化中如实地反应出来；同时，由于参考支路和比较支路具有相同特性，因此它们的变化也同样不会影响k₀的值；

设定射频信道1个增益单位为n(dB)，n＝0.1(dB)或者n＝0.2(dB)；当总增益G(dB)变化1个增益单位时，记下增益控制传递电压k的变化量为m，此时射频衰减器的控制电压v_L的改变量为dv_L， ${\mathrm{dv}}_L=\frac{n\left(\mathrm{dB}\right)}{m}\·M,$ M为常数，调整M使dv_L产生的射频衰减器调整量d_L(dB)＝n(dB)；

步骤34：计算Δk：Δk＝k-k₀，Δk表示增益控制传递电压k的变化量，Δk用于计算射频衰减器的控制电压的改变量Δv_L；

步骤35：计算射频衰减器控制电压的改变量Δv_L；当增益控制传递电压变化Δk时，相应的射频衰减器控制电压v_L的改变量Δv_L为， ${\mathrm{\Δv}}_L=\frac{\mathrm{\Δk}}{m}\·M,$ 由此，射频衰减器的控制电压成为v_L+Δv_L。

4.如权利要求1所述的射频信道闭环自动增益控制方法，其特征在于，所述对传输射频宽带信号的保真特性，是对射频宽带输入信号波形某一时间点的幅度进行增益跟踪和控制，就能够实现对射频宽带输入信号整体增益的控制；该保真特性的实现步骤如下：

利用检测视频增益单元输出的射频宽带检波脉冲信号，模数变换单元只对射频宽带检波脉冲波形的某一点采样，对采样值进行模数变换，模数变换单元的输出信号是参考端数字电压v_c或是比较端数字电压v_b，将v_c或v_b送往数据处理单元进行变型电桥原理自动增益控制算法处理，数据处理单元输出控制电压v_L+Δv_L，v_L+Δv_L送往射频衰减器的控制端，用以控制射频衰减器的衰减量；由于控制电压v_L+Δv_L只对应射频检波脉冲波形中某一时间点的幅度，同时射频衰减器接收射频信道单元输出的射频宽带信号，因此，当射频衰减器执行衰减动作时，射频宽带信号整体受到等比例的增益衰减，从而实现了射频宽带传输信道信号保真的自动增益控制。

5.一种如权利要求1所述方法的射频信道闭环自动增益控制装置，其特征是，利用变型电桥原理自动增益控制模型，使所述装置的射频总增益动态平衡；该装置包括：

第一定向耦合射频检波单元由第一定向耦合器和第一射频检波器组成，第一定向耦合器接收射频信号总输入功率P_入(t)，并将射频信号总输入功率P_入(t)生成并输出直通功率信号P_i(t)和耦合功率信号P_c，i(t)；第一射频检波器的输入端与第一定向耦合器的耦合端连接，第一射频检波器接收耦合功率信号P_c，i(t)并经过射频检波和滤波，生成并输出参考支路射频检波电压信号v_j，i(t)；

射频信道的输入端与第一定向耦合器的直通端连接，射频信道将接收的直通功率信号P_i(t)生成并输出放大后的功率信号P_i(t)G₁；射频信道是有源信道，其射频增益用G₁表示，如果射频信道是无源信道，其衰减用Q₁表示；

射频衰减器有两个输入端分别与射频信道的输出端和转换单元的输出端连接，射频衰减器将接收并放大后的功率信号P_i(t)G₁按照控制端电压v_L+Δv_L的控制进行增益调整，生成并输出衰减后的射频功率P_o(t)＝P_i(t)G₁L₂，其中L₂≤1，射频衰减器可以为数控衰减器也可以为模拟衰减器，L₂(dB)表示衰减量的分贝值；

第二定向耦合射频检波单元由第二定向耦合器和第二射频检波器组成；第二定向耦合器的输入端与射频衰减器的输出端连接，第二定向耦合器接收并将射频衰减器的输出功率信号P_o(t)＝P_i(t)G₁L₂按照直通比送出总输出功率P_出(t)和按照耦合度输出耦合功率P_c，o(t)；第二射频检波器的输入端与第二定向耦合器的输出端连接，第二射频检波器对接收的射频耦合功率信号P_c，o(t)进行射频检波和滤波，生成并输出比较支路射频检波电压信号v_j，o(t)；

选择开关的两个输入端分别与第一定向耦合射频检波单元的输出端和第二定向耦合射频检波单元的输出端连接，选择开关选择接收并输出参考端射频检波电压信号v_j，i(t)或比较端射频检波电压信号v_j，o(t)；

检波视频增益单元的输入端与选择开关的输出端连接，检波视频增益单元对接收的参考端射频检波电压信号v_j，i(t)或比较端射频检波电压信号v_j，o(t)进行负压举升和增益放大，生成并输出参考支路射频检波电压信号v_j，i(t)G₃或比较支路射频检波电压信号v_j，o(t)G₃；

模数变换单元的输入端与检波视频增益单元的输出端连接，模数变换单元接收参考支路射频检波电压信号v_j，i(t)G₃或比较支路射频检波电压信号v_j，o(t)G₃，并进行模数变换，输出参考支路数字电压信号v_c和比较支路数字电压信号v_b；

数据处理单元的输入端与模数变换单元的输出端连接，数据处理单元接收参考端数字电压信号v_c和比较端数字电压信号v_b并进行变型电桥原理自动增益控制算法处理；

转换单元的输入端与数据处理单元输出端连接，当射频衰减器选用数控衰减器时，则转换单元选用直通方式将数据处理单元输出的增益控制数字信号v_L+Δv_L连接到数控衰减器的控制端，数控衰减器的衰减步进≤0.2dB，当射频衰减器选用模拟衰减器时，则转换单元选用模数转换方式将数据处理单元输出的增益控制数字信号v_L+Δv_L变换为模拟信号，经过调压电阻的降压后，连接到模拟衰减器的控制端，模拟衰减器为连续衰减。

6.根据权利要求5所述的射频信道变型电桥原理的闭环自动增益控制装置，其特征在于，所述射频信道由延迟电路和射频增益模块组成，其中：

延迟电路对第一定向耦合射频检波单元输出的直通功率P_i(t)进行延时，延时时间为T，延时电路输出延时后的直通功率信号为ρ·P_i(t-T)，ρ表示延时器件引起的衰减；

射频增益单元的输入端与延时电路输出端连接，射频增益单元接收并将延时直通功率信号ρ·P_i(t-T)进行放大，射频增益单元的增益为G₁，射频增益单元的输出为延时放大直通功率信号ρ· P_i(t-T)·G₁。

7.根据权利要求5所述的射频信道变型电桥原理的闭环自动增益控制装置，其特征在于，所述射频衰减器为数控衰减器，数控衰减器的输入端与射频增益单元的输出端连接，当数控衰减器的控制端连接数据处理单元输出的数字控制电压v_L+Δv_L，由数字控制电压v_L+Δv_L控制衰减量的调整，生成的数控衰减量为L₂(dB)，衰减步进0.2dB；并输出增益调整后的延时功率信号ρ·P_i(t-T)·G₁·L₂。

8.根据权利要求5所述的射频信道变型电桥原理的闭环自动增益控制装置，其特征在于，所述射频衰减器采用模拟衰减器，模拟衰减器输入端与射频增益单元的输出端连接，模拟衰减器的控制端连接转换单元的调压电阻的输出端，调压电阻的输入端连接转换单元中数模变换模块D/A变换器的输出端；转换单元接收数据处理单元输出的数字控制电压v_L+Δv_L并进行数模变换，生成模拟电压经电阻调压后，送往模拟衰减器的控制端，控制模拟衰减量，模拟衰减特性为连续衰减。

9.根据权利要求5所述的射频信道变型电桥原理的闭环自动增益控制装置，其特征在于，所述射频信道是射频无源信道，射频无源信道由至少一种或一种以上的微波器件组成；射频无源信道的输入信号为第一定向耦合输出的直通功率P_i(t)，射频无源信道的输出信号为射频信道传输的射频功率P_i(t)·Q₁，Q₁表示射频损耗。

10.如权利要求5所述的射频信道闭环自动增益控制装置，其特征在于，所述数据处理单元包括：参考支路电压分贝运算单元送出Δv_c(dBmv)到差分单元，比较支路电压分贝运算单元送出Δv_b(dBmv)信号到差分单元；差分单元接收输入信号Δv_b(dBmv)和Δv_c(dBmv)并进行差分运算，进行差分运算就是进行增益控制传递电压k＝Δv_b(dBmv)-Δv_c(dBmv)＝k₀+Δk的运算，差分单元将差分运算结果k＝k₀+Δk，送往差分改变量单元进行差分改变量Δk的运算，差分改变量Δk就是增益控制传递电压的改变量Δk；差分改变量单元接收输入信号k并进行差分运算得到差分改变量Δk＝k-k₀，差分改变量单元输出差分改变量信号Δk到射频衰减器控制电压产生单元进行射频衰减器控制电压的计算；射频总增益正常状态射频衰减器控制电压产生单元输出v_L＝k₀+V₀到射频衰减器的控制端，射频总增益任意状态，射频衰减器控制电压产生单元输出v_L+Δv_L到射频衰减器的控制端；

参考支路电压分贝运算单元Δv_c(dBmv)

$\stackrel{\‾}{v_c}=\frac{1}{N}\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{v}_{c,i},N=5;$ $\stackrel{\‾}{v_{c-}}=\frac{1}{N}\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{v}_{c-i},N=5;$

Δv_c＝v_c-v_c_；               Δv_c(dBm)＝20logΔv_c；

N是脉冲个数；v_c是自动增益控制装置中的参考支路射频检波脉冲中间的点峰值采样电压的平均值；v_c，i是第i个射频检波脉冲的中间点的峰值采样电压；v_c_是自动增益控制装置中的参考支路射频检波脉冲基底采样电压的平均值；v_{c_i}是第i个射频检波脉冲基底采样电压值；Δv_c是v_c与v_c_的差值，Δv_c＝v_c-v_{c_}；Δv_c(dBmv)是Δv_c取分贝运算，Δv_c(dBmv)＝20logΔv_c；

设定射频总增益正常状态参考支路电压幅度分贝值为Δv_c，0(dBmv)，射频总增益任意状态参考支路电压幅度分贝值为Δv_c(dBmv)；

比较支路输出电压分贝运算单元：

$\stackrel{\‾}{v_b}=\frac{1}{N}\underset{i=0}{\overset{n-1}{\mathrm{\Σ}}}{v}_{b,i},N=5;$ $\stackrel{\‾}{v_{b-}}=\frac{1}{N}\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{v}_{b-i},N=5;$

Δv_b＝v_b-v_b_；               Δv_b(dBm)＝20logΔv_b；

v_b是自动增益控制装置中的比较支路射频检波脉冲中间点的峰值采样电压的平均值；v_b，i是第i个射频检波脉冲的中间点的峰值采样电压；v_{b_}是自动增益控制装置中的比较支路射频检波脉冲基底采样电压的平均值；v_{b_i}是第i个射频检波脉冲的基底采样电压值；Δv_b是v_b与v_b_的差值，Δv_b＝v_b-v_{b_}；Δv_b(dBmv)是Δv_b取分贝运算，Δv_b(dBmv)＝20logΔv_b；设定射频总增益正常状态比较支路电压幅度分贝值为Δv_b，0(dBmv)，射频总增益任意状态比较支路电压幅度分贝值为Δv_b(dBmv)；

差分单元：射频总增益正常状态差分单元输出信号为增益控制传递电压k₀：k₀＝Δv_b，0(dBmv)-Δv_c，0(dBmv)，k₀用以设定射频总增益正常状态衰减器的控制电压v_L；射频总增益任意状态差分单元输出信号为增益控制传递电压k，k＝Δv_b(dBmv)-Δv_c(dBmv)＝k₀+Δk；

差分改变量单元：差分改变量为Δk，Δk＝k-k₀；Δk＝Δ_G(dB)，ΔG(dB)是射频总增益相对变化量的分贝值；Δk用以计算射频总增益任意状态时，衰减器控制电压的改变量Δv_L；

衰减器控制电压产生单元：射频总增益正常状态时增益控制传递电压k＝k₀，衰减器的控制电压为v_L＝k₀+V₀，V₀是常数项，调整V₀使衰减器的衰减量为L₂(dB)；射频总增益任意状态时，衰减器控制电压的变化量为Δv_L：

${\mathrm{\Δv}}_L=\frac{\mathrm{\Δk}}{m}\·M,$

m表示单位增益n(dB)对应的k₀的变化量，M为常数；取n(dB)＝0.1(dB)或者n(dB)＝0.2(dB)；射频总增益任意状态，衰减器控制电压为v_L+Δv_L，v_L+Δv_L送往射频衰减器的控制端，Δv_L产生衰减量的改变量Δ_L(dB)，

${\mathrm{\Δ}}_L\left(\mathrm{dB}\right)=\frac{{\mathrm{\Δv}}_L}{{\mathrm{dv}}_L}\·n\left(\mathrm{dB}\right)=\mathrm{\ΔK};$

使衰减器的衰减量成为L₂(dB)+Δ_L(dB)；因为Δk＝Δ_G(dB)，Δ_L(dB)＝Δk，所以Δ_G(dB)＝Δ_L(dB)，它们大小相等，性质相反；又可写成|Δ_L(dB)|＝Δ_G(dB)|，从而使公式 $\frac{\left|{\mathrm{\Δ}}_G\left(\mathrm{dB}\right)\right|}{G_3\left(\mathrm{dB}\right)}=\frac{\left|{\mathrm{\Δ}}_L\left(\mathrm{dB}\right)\right|}{G_3\left(\mathrm{dB}\right)}$ 成立；式中G₃(dB)＝G₄(dB)，G₄(dB)用G₃(dB)替代。

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