CN104682748A - 光伏并网逆变器空间电压矢量双滞环电流控制方法和系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种光伏并网逆变器空间电压矢量双滞环电流控制方法和系统，利用光伏并网逆变器线电流与功率器件开关状态的关系，对线电流实行解耦控制，利用双滞环来检测参考空问电压矢量的位置，结合PLL电路对输出开关量进行检测，构成频率闭环控制。本发明在保留了传统滞环控制的电流响应速度快、有一定限流能力等优点的基础上，能有效地保持功率器件开关频率恒定，降低功率器件开关损耗，有助于驱动电路以及保护电路的设计，具备良好的实际应用价值。

Description

光伏并网逆变器空间电压矢量双滞环电流控制方法和系统

技术领域

本发明属于光伏并网逆变器及其控制技术领域，具体是一种光伏并网逆变器空间电压矢量双滞环电流控制方法和系统。

背景技术

能源短缺是当今世界面临的重大问题，对可再生能源发电领域的研究具有重要意义。作为光伏发电技术的关键设备，光伏并网逆变器及其控制技术的研究越来越受到普遍关注。

目前，大部分光伏逆变器采用的是三相半桥电压型逆变器拓扑结构，控制方式多为电流模式控制，例如滞环电流控制，滞环电流控制具有很好的电流跟踪性能，但由于环宽不变，将导致功率器件的开关频率变化范围较大，造成交流侧滤波电感设计困难以及功率模块应力和开关损耗较大等一系列问题。

基于空问电压矢量的双滞环电流控制策略就是针对传统电流滞环的缺点而提出的，其主要原理是通过实时调节电流滞环宽度以维持开关频率的基本恒定。就该原理的实现途径上来说，目前一些学者的研究，可划分为以下三个方面。

(1)利用PLL电路构成开关频率闭环控制器，使开关信号与一个给定的频率固定的方波信号进行比较，给到的相位差值经过PI调节得到期望的环宽值。这种方法能有效地使输出电压脉冲序列与时钟脉冲序列的相位差保持最小。

(2)采用滞环宽度电流误差预测法，通过对(K-1)T时刻电流误差的采样，预测出KT时刻电流误差的变化趋势，并计算出下一周期内开关切换时刻，在一个给定的周期内完成一次桥臂开关的通/断，实现定频。这种方法可实现数字化控制，但是控制器实时计算量很大，并且交流侧电感和电阻参数的选取对电流低次谐波含量影响较大。

(3)利用双滞环实现定频滞环SVPWM，该方法采用双滞环比较单元，内滞环比较单元作用是确定空问电压参考矢量，外滞环比较单元输出最终开关状态值。这种方法关键在于空问电压参考矢量V^*的确定。由于这种控制方法结合了SVPWM调制，有效地提高了电压利用率。

另外，文献“王德发，丁洪发.基于小对称级联型多电平逆变器的动态电压恢复器研究[J].电力系统保护与控制，2007,35(13):49-52,60.”提出了一种能适用于单相逆变器的定频滞环控制算法。本发明在该文献结论的基础上，把该算法引入到三相无中线逆变器结构中并加以改进，最后在Matlab中进行仿真验证，证明了该改进算法的可行性。

发明内容

本发明的目的在于提供一种光伏并网逆变器空间电压矢量双滞环电流控制方法和系统，以解决上述背景技术中提出的问题。

为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：

一种光伏并网逆变器空间电压矢量双滞环电流控制方法，利用光伏并网逆变器线电流与功率器件开关状态的关系，对线电流实行解耦控制，利用双滞环来检测参考空问电压矢量的位置，结合PLL电路对输出开关量进行检测，构成频率闭环控制。

作为本发明进一步的方案：对线电流实行解耦控制采用三相无中线逆变器线电流解藕算法。

作为本发明进一步的方案：所述三相无中线逆变器线电流解藕算法是利用a相开关状态与i_bc无关，即a相开关状态与线电流i_be解藕算法,对i_ab，i_bc，i_ca实行解藕控制，把△i_ab，△i_bc，△i_ca作为电流滞环控制器的输入，结合SVPWM调制方式以及PLL相位检测实现定频控制。

作为本发明进一步的方案：利用双滞环来检测参考空问电压矢量的位置采用SVPWM及双滞环调节算法。

作为本发明进一步的方案：所述SVPWM及双滞环调节算法是利用电压空问矢量的理论，外滞环用来判别参考电压所在的平行四边形位置，内滞环作用是根据确定的四边形位置信息，确定最终采用的控制电压矢量，通过双滞环比较器最终确定了三相开关函数S_a，S_b，S_c的取值问题。

作为本发明进一步的方案：内滞环的作用就是对参考电压矢量u^*所在的四边形区域的四个电压控制矢量进行选择。

作为本发明进一步的方案：在外滞环做线电流误差检测的过程中，利用锁相环电路对两个对应的受控线电流误差进行相位控制，使这两个电流误差相位相反。

作为本发明进一步的方案：利用Matlab/Simulink工具箱和3kW实验平台对双滞环控制算法进行实验验证。

一种采用所述光伏并网逆变器空间电压矢量双滞环电流控制方法的系统。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

本发明根据逆变器线电流与功率器件开关状态的关系,对线电流实行解藕控制，利用双滞环来判断参考空间电压矢量的位置，结合锁相环电路对偷出的开关状态进行检测，构成频率闭环控制。最后利用Matlab/Simulink工具箱和3kW实验平台对双滞环控制算法进行验证。结果表明，该算法保留了传统滞环控制电流跟踪响应快、有限流能力的优点，同时也有效地克服了开关频率变化不固定、开关损耗较大等问题。

附图说明

图1为三相光伏并网逆变器的电流滞环控制结构图。

图2为a相桥臂主电路的电路图。

图3为a相电流滞环与误差电流的关系图。

图4为三相无中线逆变器主电路拓扑图。

图5为状态矢量在平面上的划分图。

图6为双滞环控制结构框图。

图7为采用电压空问矢量双滞环电流控制算法的三相并网逆变器a相相电压Ea和相电流i_a的波形图。

图8为逆变器三相线电流i_ab，i_bc，i_ca的波形图。

图9为线电流i_ab的误差电流波形图。

图10为在给定开关频率为6kHz时的三相并网逆变器输出电流i_a实验波形图。

图11为在给定开关频率为10kHz时的三相并网逆变器输出电流i_a实验波形图。

图12为在给定的开关频率在6kHz时的a相桥臂PWM输出波形图。

图13为在给定的开关频率在10kHz时的a相桥臂PWM输出波形图。

具体实施方式

下面结合具体实施方式对本专利的技术方案作进一步详细地说明。

为了进一步明白光伏并网逆变器空间电压矢量双滞环电流控制方法和系统，下面先对滞环宽度与开关频率的函数关系进行详细的说明。

图1所示为三相光伏并网逆变器的电流滞环控制结构图，其基本原理是把反馈电流和给定电流进行比较，△i作为滞环比较器的输入，通过设定合理的滞环宽度使实际输入电流围绕给定电流信号做锯齿状跟踪变化，达到跟踪给定电流的目的。电流滞环宽度的固定会引起功率器件开关频率不恒定，造成功率器件开关损耗过大，这对驱动保护电路硬件设计要求较高。

为了说明开关频率f_s与滞环宽度h之间的函数关系，现以a相桥臂频率变化进行分析，a相桥臂主电路拓扑如图2所示，主电路电流电压关系为：

$u_a={\mathrm{Ri}}_a+L\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}+e_a---\left(1\right)$

其中：e_a为交流侧电网电动势；L,R分别为交流侧电感和电阻；i_a表示a相电流。

图3为a相电流滞环与误差电流的关系图，忽略交流器电阻压降的影响，式(1)可以表示为：

$\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}=\frac{u_a-e_a}{L}---\left(2\right)$

由于逆变器开关频率较高，因此，在一个开关周期T内，可以对输出电压值进行线性化处理，假定在△t时问内电感电流误差值为△i_a，则式(2)可以改写为：

$\mathrm{\Δt}=\frac{\mathrm{\ΔiL}}{u_a-e_a}---\left(3\right)$

令开关周期T＝t₁+t₂，分段时问函数可以表示为：

$\left\{\begin{array}{c}{t}_1=\frac{2\mathrm{hL}}{\frac{u_{\mathrm{dc}}}{2}-e_a}(u_a=\frac{u_{\mathrm{dc}}}{2},\mathrm{\Δ}{i}_a=2h)\\ t_2=\frac{-2\mathrm{hL}}{-\frac{u_{\mathrm{dc}}}{2}-e_a}(u_a=\frac{u_{\mathrm{dc}}}{2},\mathrm{\Δ}{i}_a=-2h)\end{array}\right.---\left(4\right)$

综合式(3)和式(4)，得到电流滞环宽度和开关频率之间的函数关系为：

$h=\frac{{\left(\frac{u_{\mathrm{dc}}}{2}\right)}^2-{e_a}^2}{2f_{s}L{u}_{\mathrm{dc}}}---\left(5\right)$

从式(5)可以看出，滞环宽度是开关频率f_s、滤波电感L、直流侧输出电压u_dc、交流侧电网电动势e_a的函数，因为L固定不变，所以只要保持h和u_dc，e_a按照一定的函数关系变化，就能保持开关频率f_s恒定。

本发明提出的一种光伏并网逆变器空间电压矢量双滞环电流控制方法，包括(1)三相无中线逆变器线电流解藕算法和(2)SVPWM及双滞环调节算法。下面进行详细阐述。

(1)三相无中线逆变器线电流解藕算法

以三相线电流解藕算法为基础，利用a相开关状态与i_bc无关，即a相开关状态与线电流i_be解藕算法,对i_ab，i_bc，i_ca实行解藕控制，把△i_ab，△i_bc，△i_ca作为电流滞环控制器的输入，结合SVPWM调制方式以及PLL相位检测实现定频控制。

图4为三相无中线逆变器主电路拓扑图，此时a相桥臂电压方程不再是式(1)，应写为：

$u_{\mathrm{aN}}=e_a-{\mathrm{Ri}}_a-L\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}-u_{\mathrm{NO}}---\left(6\right)$

其中：u_aN表示a相相对N点的输出电压；e_a表示交流侧电网电动势；i_a表示a相交流电流。

式(6)表明，由于存在中点电压U_NO，同时又因为U_NO受各相功率开关管开关状态变化而变化，因此各相电流的变化均受另外两相开关状态的影响，即三相电流之间存在祸合，不能把式(5)的结论直接加以利用。要想实现对各相电流的单独控制，需要对交流侧线电流进行解藕。

以a相为例，开关函数依然采用两态控制，忽略交流侧电阻上的压降，式(6)可以改写为：

$u_{\mathrm{ao}}=e_a+L\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}---\left(7\right)$

当Sa＝0时，a、b之间的线电压可以表示为：

u_ab＝u_aN-u_bN＝(s_a-s_b)u_dc＝-s_bu_dc  (8)

a、b之间线电流的误差方程为：

$L\frac{\mathrm{d\Δ}{i}_{\mathrm{ab}}}{\mathrm{dt}}=u_{\mathrm{ab}}^{*}-u_{\mathrm{ab}}=u_{\mathrm{ab}}^{*}+s_b{u}_{\mathrm{dc}}---\left(9\right)$

从式(9)可以看出，由于Sa＝0已经确定，u_ab的大小可以由s_b来控制，即△i_ab也由s_b控制。在此过程中s_c不对△i_ab的变化产生影响，即△i_ab的大小与c相无关。a、c之间的线电压可以表示为：

u_ca＝u_cN-u_aN＝(s_c-s_a)u_dc＝s_cu_dc   (10)

a、c线电流的误差方程为：

$L\frac{\mathrm{d\Δ}{i}_{\mathrm{ca}}}{\mathrm{dt}}=u_{\mathrm{ca}}^{*}-u_{\mathrm{ca}}=u_{\mathrm{ca}}^{*}+s_c{u}_{\mathrm{dc}}---\left(11\right)$

同样，△i_ca和u_ca的值也只由s_c来确定，与s_b无关。

以上分析的是s_a＝0的情况下，s_b和s_c函数分别对线电流i_ab，i_ca的控制作用。同理，在s_b＝0和s_c＝0两种情况下，分析其他两相开关函数对线电流的影响与s_a＝0情况下的分析过程一致。表1表示的是各开关量对线电流的控制关系。

表1开关函数与线电流的控制关系

(2)SVPWM及双滞环调节算法

利用电压空问矢量的理论，在两态调制下，上述各相开关函数对逆变侧电压矢量的控制作用可以用表2表示。

表2开关函数与电压的关系

sa	sb	sc	UaN	UbN	UcN	Uab	Ubc	Uca	UK
										0	0	0	0	0	0	0	0	0	U0
1	0	0	Udc	0	0	Udc	0	-Udc	U1
										1	1	0	Udc	Udc	0	0	Udc	-Udc	U2
0	1	0	0	Udc	0	-Udc	Udc	0	U3
										0	1	1	0	Udc	Udc	-Udc	0	Udc	U4
0	0	1	0	0	Udc	0	-Udc	Udc	U5
										1	0	1	Udc	0	Udc	Udc	-Udc	0	U6
1	1	1	Udc	Udc	Udc	0	0	0	U7

结合表1和表2可以看出，六个非零电压矢量围成的六边形可以分成三个部分，图5为状态矢量在平面上的划分图，其中虚线围成的三个平行四边形分别表示s_a＝0、s_b＝0和s_c＝0的区域。以s_a＝0所在的四边形(III-IV)为例，此时a相下桥臂始终导通，b相开关函数变化时，电压矢量始终在(U0，U₃)或(U₄，U₅)之间相互切换，△i_ab只受b相开关函数控制；c相开关函数变化时，电压矢量就会在(U0，U₅)或(U₃，U₄)之间相互切换，△i_ca只受c相开关函数控制。表3列出了各个开关函数与平行四边形之间的矢量对应关系。

表3开关函数与四边形的对应关系

si	sab	sbc	sca	平行四边形所含矢量
					sa＝0	0	*	1	U0，U3，U4，U5
sb＝0	1	0	*	U0，U1，U2，U3
					sc＝0	*	1	0	U0，U1，U5，U6

线电流解祸算法的控制目标为电流误差△i_ab，△i_bc，△i_ca，关键步骤是对参考电压矢量u*位置的检测。

从表3中可以看出，对于每个平行四边形来说，参考电压矢量只能由四边形所含的电压矢量来合成，因此，要想检测u*所在的位置，可以先检测u*所在的平行四边形，本发明采用文献“杨旭，王兆安.一种新的准固定频率滞环PWM电流控制方法[J]电工技术学报，2003，18(3)：24-28.”中的方法，利用双滞环对参考电压矢量u*进行检测。大致思路为：外滞环用来判别参考电压所在的平行四边形位置，内滞环作用是根据确定的四边形位置信息，确定最终采用的控制电压矢量。

就外滞环控制而言，其输入为△i_ab，△i_bc，△i_ca，输出为S_ab，S_bc，S_ca，当S_ab＝1时，说明应施加指令电压u*_ab，使i_ab增大，当S_ab＝0时，应使i_ab增大。如果此时外滞环输出满足S_ab＝1，S_bc＝0，则说明参考电压矢量u*处于S_b＝0的四边形区域，即u*的位置可以确定。

内滞环的作用就是对参考电压矢量u*所在的四边形区域的四个电压控制矢量进行选择。

以S_a＝1对应的平行四边形为例，此时外滞环输出为S_ab＝0，S_ca＝1，根据式(10)和式(11)可知，b相下桥臂和c相上桥臂始终导通，即S_b＝0，S_c＝1，dΔi_ab/dt>0，dΔi_ca/dt<0，△i_ab增大，dΔi_ca减小。又因为误差电流之间满足dΔi_bc＝-(dΔi_ab+dΔi_ca)的关系，因此在内环控制中，应尽量保持△i_ab和△i_ca大小相近，相位相反，以便减少△i_bc对于两个误差电流△i_ab和△i_ca来说，从图3中不难看出，由于误差电流的峰值点时刻与开关函数变化时刻一致，因此只要能保证△i_ab和△i_ca的相位相反，就可以实现△i_bc最小。根据式(9)-(11)并进行逻辑运算，可得到内滞环输出与开关函数的逻辑关系：

$\left\{\begin{array}{c}{s}_a=s_{\mathrm{bc}}\&CenterDot;{\stackrel{\&OverBar;}{s}}_{\mathrm{ca}}\&CenterDot;s_{\mathrm{ca}}^{\&prime;}+s_{\mathrm{ab}}\&CenterDot;{\stackrel{\&OverBar;}{s}}_{\mathrm{bc}}\&CenterDot;s_{\mathrm{ab}}^{\&prime;}\\ s_b=s_{\mathrm{ca}}\&CenterDot;{\stackrel{\&OverBar;}{s}}_{\mathrm{ab}}\&CenterDot;{\stackrel{\&OverBar;}{s}}_{\mathrm{ab}}^{\&prime;}+s_{\mathrm{bc}}\&CenterDot;s_{\mathrm{ca}}\&CenterDot;s_{\mathrm{bc}}^{\&prime;}\\ s_c=s_{\mathrm{ab}}\&CenterDot;{\stackrel{\&OverBar;}{s}}_{\mathrm{bc}}\&CenterDot;{\stackrel{\&OverBar;}{s}}_{\mathrm{bc}}^{\&prime;}+s_{\mathrm{ca}}\&CenterDot;{\stackrel{\&OverBar;}{s}}_{\mathrm{ab}}\&CenterDot;s_{\mathrm{ca}}^{\&prime;}\end{array}\right.---\left(12\right)$

其中:S_ab，S_bc，S_ca，表示外滞环输出状态值；S’_ab，S’_bc，S’_ca，表示内滞环输出状态值。

显然，通过双滞环比较器最终确定了三相开关函数S_a，S_b，S_c的取值问题。另外，在外滞环做线电流误差检测的过程中，需要利用锁相环电路对两个对应的受控线电流误差进行相位控制，使这两个电流误差相位相反，图6为最终的双滞环控制结构框图。

下面对本发明进行仿真与实验验证。

对双滞环SVPWM算法进行仿真，主电路仿真参数为:交流侧滤波电感5mH，直流侧负载R_L＝20Ω直流侧电容C_dc＝1000μF，交流侧等效电阻R＝0.5Ω，交流侧电源为f＝50Hz，E＝380V，给定开关频率f_s＝5kHz，仿真步长为10^-6s。

图7为采用电压空问矢量双滞环电流控制算法的三相并网逆变器a相相电压Ea和相电流i_a的波形图；可以看出，相电流i_a的正弦度较好，基本上保持了与相电压Ea的相位相差180°，即此时逆变器处于单位功率因数运行状态。

图8为逆变器三相线电流i_ab，i_bc，i_ca的波形图，在Os<t<O.15s时问段内，逆变器此时处于过渡过程，线电流波动较大，在t>0.15s时，逆变器工作于稳态，此时线电流基本上正弦化。

图9为线电流i_ab的误差电流波形图，其误差电流范围稳定在0.1A之内，体现了实际线电流对参考线电流良好的跟随性能。

进一步在设计功率为3kW的光伏并网逆变器实验平台上进行实验验证研究，控制算法在处理器TMS320LF2812中进行实现，实验装置主要参数为:蓄电池组直流侧电压值U_dc＝300V；并入电网电压值为220V，逆变桥选用富士IGBT(1400V/30A)输出交流侧滤波电感为2mH，直流均压电阻14kΩ×2，稳压电容为2200μF/400V，交流侧电阻10Ω，给定开关频率为6kHz和10kHz，驱动电路选用PSHI2012×3。为了观察逆变器在不同开关频率下交流侧输出电流波形，分别设置给定频率在6kHz和10kHz两组实验以便对比。

图10和图11为在给定开关频率为6kHz和10kHz时的三相并网逆变器输出电流i_a实验波形图。图12和图13为在给定的开关频率在6kHz和10kHz时的a相桥臂PWM输出波形图。通过图10和图11的电流波形比较可以看出，随着开关频率的升高，电流波形的正弦化越好，但是与此同时，功率器件的损耗也由此上升，对驱动保护电路的要求也更高，上述的实验波形基本上验证了该控制策略的正确性。

本发明在文献“王德发，丁洪发.基于小对称级联型多电平逆变器的动态电压恢复器研究[J].电力系统保护与控制，2007,35(13):49-52,60.”结论的基础上提出了一种适合三相光伏并网逆变器的空问电压矢量双滞环电流控制算法，它的主要原理是利用光伏并网逆变器线电流与功率器件开关状态的关系，对线电流实行解耦控制，利用双滞环来检测参考空问电压矢量的位置，结合PLL电路对输出开关量进行检测，构成频率闭环控制。通过对空问电压矢量双滞环电流控制算法的仿真，验证了该改进算法的可行性。这种控制算法在保留了传统滞环控制的电流响应速度快、有一定限流能力等优点的基础上，能有效地保持功率器件开关频率恒定，降低功率器件开关损耗，有助于驱动电路以及保护电路的设计，具备良好的实际应用价值。

上面对本专利的较佳实施方式作了详细说明，但是本专利并不限于上述实施方式，在本领域的普通技术人员所具备的知识范围内，还可以在不脱离本专利宗旨的前提下做出各种变化。

Claims (9)

1.一种光伏并网逆变器空间电压矢量双滞环电流控制方法，其特征在于，利用光伏并网逆变器线电流与功率器件开关状态的关系，对线电流实行解耦控制，利用双滞环来检测参考空问电压矢量的位置，结合PLL电路对输出开关量进行检测，构成频率闭环控制。

2.根据权利要求1所述的光伏并网逆变器空间电压矢量双滞环电流控制方法，其特征在于，对线电流实行解耦控制采用三相无中线逆变器线电流解藕算法。

3.根据权利要求2所述的光伏并网逆变器空间电压矢量双滞环电流控制方法，其特征在于，所述三相无中线逆变器线电流解藕算法是利用a相开关状态与i_bc无关，即a相开关状态与线电流i_be解藕算法,对i_ab，i_bc，i_ca实行解藕控制，把△i_ab，△i_bc，△i_ca作为电流滞环控制器的输入，结合SVPWM调制方式以及PLL相位检测实现定频控制。

4.根据权利要求1所述的光伏并网逆变器空间电压矢量双滞环电流控制方法，其特征在于，利用双滞环来检测参考空问电压矢量的位置采用SVPWM及双滞环调节算法。

5.根据权利要求4所述的光伏并网逆变器空间电压矢量双滞环电流控制方法，其特征在于，所述SVPWM及双滞环调节算法是利用电压空问矢量的理论，外滞环用来判别参考电压所在的平行四边形位置，内滞环作用是根据确定的四边形位置信息，确定最终采用的控制电压矢量，通过双滞环比较器最终确定了三相开关函数S_a，S_b，S_c的取值问题。

6.根据权利要求4所述的光伏并网逆变器空间电压矢量双滞环电流控制方法，其特征在于，内滞环的作用就是对参考电压矢量u^*所在的四边形区域的四个电压控制矢量进行选择。

7.根据权利要求4-6之一所述的光伏并网逆变器空间电压矢量双滞环电流控制方法，其特征在于，在外滞环做线电流误差检测的过程中，利用锁相 环电路对两个对应的受控线电流误差进行相位控制，使这两个电流误差相位相反。

8.根据权利要求1-6之一所述的光伏并网逆变器空间电压矢量双滞环电流控制方法，其特征在于，利用Matlab/Simulink工具箱和3kW实验平台对双滞环控制算法进行实验验证。

9.一种采用如权利要求1-6之一所述光伏并网逆变器空间电压矢量双滞环电流控制方法的系统。