CN104639481A - 一种多频段信号处理方法及设备 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种多频段信号处理方法，在将多频段信号中频段较近的信号互相组成共反馈信号组后，对各共反馈信号组进行共反馈处理，利用低速ADC对各共反馈信号组内的多频段信号进行采集，并将采集得到的共反馈信号以及原始训练序列进行多倍内插处理，最后通过DPD模型对共反馈信号进行预失真处理。并在处理过程中根据多阶交调信息对自相关U矩阵进行滤波处理，滤除组成U矩阵远端边带的交调和互调信息。从而降低了多频段预失真所消耗的硬件资源。

Description

一种多频段信号处理方法及设备

技术领域

本发明涉及通信技术领域，特别涉及一种多频段信号处理方法。本发明同时还涉及一种多频段信号处理设备。

背景技术

随着技术的不断发展，对于一个基站系统来说，其将要支持2频段以上3频段或者4频段，其中每一个频段超宽频信号都需要进行数字预失真处理。

对于多频段的预失真架构，以两频段信号为例，两频段功率输出存在三种交调和互调，一种是带内交调，带外交调和频段间互调，这三种调制信号的频带分布如图1所示。其中的a为输入信号，b则为输出信号，输入信号的两个频段ω₁和ω₂的频率间隔Δω＝ω₂-ω₁,非常大，所以带外交调(out-of-bandintermodulation)产物离信号频点很远，从而容易滤除，剩下的失真仅包括带内失真(in-band intermodulation)和互调产物(cross modulation)。

如图2所示，为现有技术中双频段小区的DPD(Digital Pre-Distortion，数字预失真)处理框图，该双频段DPD系统架构包括信号提取和分析阶段(thesignal extraction and analysis stage)、处理阶段(the processing stage)以及综合阶段(the synthesis stage)。虽然现有技术针对多频段采用2D-DPD技术或者更为复杂的Time Cross memory polynomial(2D-TCMP-DPD)模型，虽然能够完成对多频段信号的预失真处理，但是处理复杂，算法的硬件资源消耗比较大。

发明内容

本发明提供了一种简化反馈信号采样速率、优化反馈信号矩阵U的多频段信号处理方法，从而大大节省了硬件资源。该方法包括：

将多频段信号中频段较近的信号互相组成共反馈信号组；

对各所述共反馈信号组进行共反馈处理；

利用低速ADC对各所述共反馈信号组内的多频段信号进行采集，并将采集得到的共反馈信号以及原始训练序列进行多倍内插处理；

通过DPD模型对所述共反馈信号进行预失真处理。

优选地，利用低速ADC对各所述共反馈信号组内的多频段信号进行采集，具体为：

滤除各所述共反馈信号组内的多频段信号的3阶外部互调信息；

通过低速ADC采集所述共反馈信号组的共反馈信号。

优选地，将采集得到的共反馈信号以及原始训练序列进行多倍内插处理，具体为：

将采集得到的共反馈信号以及原始训练序列进行2倍内插或4倍内插，以使所述共反馈信号处于高速采样状态下进行信号相关同步处理。

优选地，其特征在于，通过DPD模型对所述共反馈信号进行预失真处理，具体为：

将所述共反馈信号通过消除功放额定线性增益处理生成自相关矩阵；

滤除组成所述自相关矩阵的边带交调信息；

根据所述自相关矩阵获取DPD系数。

相应地，本发明还提出了一种多频段信号处理设备，其特征在于，包括：

合组模块，用于将多频段信号中频段较近的信号互相组成共反馈信号组；

第一处理模块，用于对各所述共反馈信号组进行共反馈处理；

采集模块，用于利用低速ADC对各所述共反馈信号组内的多频段信号进行采集，并将采集得到的共反馈信号以及原始训练序列进行多倍内插处理；

第二处理模块，用于通过DPD模型对所述共反馈信号进行预失真处理。

优选地，所述采集模块利用低速ADC对各所述共反馈信号组内的多频段信号进行采集，具体为：

滤除各所述共反馈信号组内的多频段信号的3阶外部互调信息；

通过低速ADC采集所述共反馈信号组的共反馈信号。

优选地，所述采集模块将采集得到的共反馈信号以及原始训练序列进行多倍内插处理，具体为：

所述采集模块将采集得到的共反馈信号以及原始训练序列进行2倍内插或4倍内插，以使所述共反馈信号处于高速采样状态下进行信号相关同步处理。

优选地，所述第二处理模块具体用于：

将所述共反馈信号通过消除功放额定线性增益处理生成自相关矩阵；

滤除组成所述自相关矩阵的边带交调信息；

根据所述自相关矩阵获取DPD系数。

由此可见，通过应用本发明的技术方案，在将多频段信号中频段较近的信号互相组成共反馈信号组后，对各共反馈信号组进行共反馈处理，利用低速ADC对各共反馈信号组内的多频段信号进行采集，并将采集得到的共反馈信号以及原始训练序列进行多倍内插处理，最后通过DPD模型对共反馈信号进行预失真处理。从而降低了多频段预失真所消耗的硬件资源。

附图说明

图1为现有技术中双频段发射机的功率谱信号示意图；

图2为现有技术中双频段小区的DPD处理框图；

图3为本发明提出的一种多频段信号处理方法的流程示意图；

图4为本发明具体实施例所提出的一种通过对反馈信号矩阵滤波后简化DPD处理装置流程示意图；

图5为本发明具体实施例中FAED四个频段2组共反馈频段的组合示意图；

图6为本发明具体实施例中原始的两频段信号通过功放后输出的交调和互调信息示意图；

图7为本发明具体实施例中双频段内的最低有效采集的交调和互调频段信息示意图；

图8为本发明具体实施例中进入ADC之前的反馈信号示意图；

图9为本发明具体实施例中ADC低速采集后的信号频谱图；

图10为本发明具体实施例中反馈信号和训练序列内插滤波之后的频谱图；

图11为本发明具体实施例中DPD共反馈实现框图；

图12为本发明具体实施例中共反馈DPD后的效果图；

图13为本发明提出的一种多频段信号处理设备的结构示意图。

具体实施方式

如背景技术所述，现有技术针对多频段采用的预失真处理方法然能够完成对多频段信号的预失真处理，但是处理复杂，算法的硬件资源消耗比较大。为此本发明提供了一种多频段信号处理方法，通过优化反馈信号矩阵，从而大大节省硬件资源的算法装置，并且使得更多频段之间的载波聚合提供了可能。如图3所示，该方法包括以下步骤：

S301，将多频段信号中频段较近的信号互相组成共反馈信号组。

S302，对各所述共反馈信号组进行共反馈处理。

对于多频信号，本发明首先对其进行S301-S302的双频段共反馈处理，这样采用低速反馈ADC(Analog-to-digital converter，模拟数字转换器)采集器和低速DAC发射器即可完成宽带宽信号的预失真处理并且也能够降低发射DAC的要求。

S303，利用低速ADC对各所述共反馈信号组内的多频段信号进行采集，并将采集得到的共反馈信号以及原始训练序列进行多倍内插处理。

在本发明优选的实施例中，该步骤首先滤除各所述共反馈信号组内的多频段信号的3阶外部互调信息，随后通过低速ADC采集所述共反馈信号组的共反馈信号。

此外，对于内插处理流程，本发明优选的实施例通过将采集得到的共反馈信号以及原始训练序列进行2倍内插或4倍内插，以使所述共反馈信号处于高速采样状态下进行信号相关同步处理。

在通过以上处理之后将反馈采集回来的信号和原始信号进行多次内插滤波后，后续即可选择宽频带有时间交叉项的记忆多项式模型进行DPD系数的计算。

S304，通过DPD模型对所述共反馈信号进行预失真处理。

对反馈信号组成的U矩阵进行滤波处理，这样使得矩阵的交调信息U和反馈信息对应，对矩阵求逆中的U矩阵进行滤波。由于有多阶交调信息，故此可以对自相关U矩阵进行滤波处理。从而滤除组成U矩阵的边带交调信息。

具体地，该步骤首先将所述共反馈信号通过消除功放额定线性增益处理生成自相关矩阵，随后滤除组成所述自相关矩阵的边带交调信息，在根据所述自相关矩阵获取DPD系数。其中，滤除处理主要是用于滤除组成U矩阵远端边带的交调和互调信息，远端交调信息一般是指3阶交调边带外信息。

为了进一步阐述本发明的技术思想，现结合如图4所示的具体流程示意图，对本发明的技术方案进行说明。由于多频段系统中的不同频段之间的聚合会越来越多，以图5所示的4个频段信号为例，就可以采用2组共反馈信号处理。通过挑选两组相对较近的频段完成共反馈的处理，能够采集的最小带宽各自频段的3阶交调，这样就能够极大的降低ADC/DAC(Digital to analogconverter，数字模拟转换器)的处理要求，并且能够降低FPGA(Field－Programmable Gate Array，即现场可编程门阵列)的处理速度。

如图6所示，为原始的两频段信号通过功放后输出的交调和互调信息。该多频段以F(1880～1915)+A(2010～2025)频段信息为例，其具体的F/A的各种交调信息和互调信息如图7所示。由于无法采集到足够宽的带宽信号，故此进入的共反馈信号首先滤除3阶外部互调信息，如图8示意，这样根据采样速率的信息决定反馈信号的滤除带宽，就能够采用低速一些的ADC采集反馈信号。

进入低速ADC信号带采集到的信号频谱如图9所示，而反馈信号和训练序列内插滤波之后的频谱图则如图10所示，至此得到共反馈的F+A信号之后，再次对反馈信号和原始训练序列进行多倍内插(2倍或者4倍内插)，使得信号处于高速采样状态下进行信号相关同步处理。同步相关处理完成之后，由于两个频段占用的信号带宽较宽，故此需要采用DPD模型来完成对多频段宽频信号的预失真处理，具体流程如下：(其中x(n)为输入预失真器的中频信号)

(1)发射信号x(n)经过高速预失真通道处理后的信号z(n)有如下关系：

$\begin{array}{c}z\left(n\right)=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}x(n-m)\underset{q=1}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{w}_{m,q}{\left|x(n-m)\right|}^{(q-1)}+\\ \underset{l=1}{\overset{L_c}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}x(n-m)\underset{q=2}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{w}_{m,q,l}{\left|x(n-m-l)\right|}^{(q-1)}+\underset{l=1}{\overset{L_c}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}x(n-m)\underset{q=2}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{w}_{m,q,l}{\left|x(n-m+l)\right|}^{(q-1)}\end{array}$

在以上公式中，z(n)表示n时刻输出的经过预失真处理后的信号，x(n)表示n时刻输入的原始信号，n表示原始信号的输入时刻，m表示原始信号的记忆时刻，w表示预失真参数，M表示记忆深度，Q表示非线性阶数，L表示最大交叉采样点，q表示非线性阶数索引；

在该具体实施例中，用y(n)表示采集的反馈信号，经过的预失真处理模型和前向通道的模型一样，也是通过如下模型来计算预失真系数w，计算过程如下：

$\begin{array}{c}z\left(n\right)=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}y(n-m)\underset{q=1}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{w}_{m,q}{\left|y(n-m)\right|}^{(q-1)}+\\ \underset{l=1}{\overset{L_c}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}y(n-m)\underset{q=2}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{w}_{m,q,l}{\left|y(n-m-l)\right|}^{(q-1)}+\underset{l=1}{\overset{L_c}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}y(n-m)\underset{q=2}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{w}_{m,q,l}{\left|y(n-m+l)\right|}^{(q-1)}\end{array}$

(2)为了保持功率平衡，反馈信号y(n)需消除功放额定线性增益G，得到信号u_m,q,l(n)：

u＝u_m,q,l1

u_m,q,l(n)表示消除功放额定线性增益的第一反馈信号，G表示额定线性增益，n表示第一反馈信号的输入时刻，m表示第一反馈信号的记忆时刻，M表示记忆深度，Q表示非线性阶数，L表示最大交叉采样点，q表示非线性阶数索引，l表示交叉采样点；

(3)上述信号的矩阵表示如下：

反馈信号：

U＝[u₁₀,…u_M00,…u_1Q,…u_MQL]， $u_{\mathrm{mq}{r}_1{r}_2}={[u_{\mathrm{mql}}\left(0\right),u_{{\mathrm{mq}}_2}\left(1\right),...u_{\mathrm{mql}}(N-1)]}^T$

参考信号：

z＝Uw，z＝[z(0),…,z(N-1)]^T

目标DPD系数：

w＝[w₁₀₀₀,…w_M000,…w_1Q00,…w_MQLL]^T

(4)目标DPD系数的最小二乘解表示如下：

$\hat{w}={\left(U^{H}U\right)}^{-1}{U}^{H}z$

在得到预失真系数之后，根据预失真系数W得到LUT表最终如下，此时仅仅是一维表就可以完成DPD系数的更新。

$z_{\mathrm{PVS}}\left(n\right)=\underset{m=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}x(n-m)\·\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{LUT}}_m\left(\right|x(n-m)\left|\right)+\\ \underset{l=1}{\overset{L_c}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{LUT}}_{m-l}\left(\right|x(n-m-l)\left|\right)\\ +\underset{l=1}{\overset{L_c}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{LUT}}_{m+l}\left(\right|x(n-m+l)\left|\right)\end{array}\right\}$

其中，LUT表示预失真参数索引表，LUT_m(|x(n-m)|)表示原始信号的信号幅值|x(n-m)|在LUT表中所对应的预失真参数。

首先，LUT表示预失真参数的索引表，为了便于理解，以下对LUT表的生成过程进行简要说明：

假设输入信号最大值为mv＝max(|y(n)|)，LUT的最大尺寸A，那么LUT表中的幅度间隔是在上述假设的基础上LUT的生成方式如下：

${\mathrm{LUT}}_{m,l}\left(\mathrm{a\Δ}\right)=\underset{q=1}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{w}_{m,q,l}^{\left(1\right)}\·{\left(\mathrm{a\Δ}\right)}^q,(m=0...M-1,q=1...Q.l=-L...L,a=1...A)$

根据上式可知，一个LUT的存储空间是A*(2L+1)*M的长度。

LUT_m(|x(n-m)|)是按照输入的原始信号幅度|x(n-m)|为索引对应的预失真参数，而又因为：

${\mathrm{LUT}}_m\left(\right|x(n-m)\left|\right)=\underset{q=1}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{w}_{m,q}{\left|x(n-m)\right|}^{(q-1)},(m=1...M-1,n=1...N),$

${\mathrm{LUT}}_{m-l}\left(\right|x(n-m-l)\left|\right)=\underset{q=2}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{w}_{m,q,-l}{\left|x(n-m-l)\right|}^{(q-1)},(m=0...M-1,n=1...N)$

${\mathrm{LUT}}_{m+l}\left(\right|x(n-m+l)\left|\right)=\underset{q=2}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{w}_{m,q,l}{\left|x(n-m+l)\right|}^{(q-1)},(m=0...M-1,n=1...N)$

其中LUT是查找表，使用定点化方式来存储DPD系数。使用本专利存储方式是一维的，能够极大节省LUT的存储空间。

由于采样点的数目N多于模型系数个数，因此式为超定方程组。为此，本文应用最小二乘原理确定线性方程的解，实际过程中采用矩阵的QR分解方法或者快速Cholesky分解方法求解矩阵系数。对于PVS模型，通过配置，记忆深度M，交调阶数Q。交错采样点为L就可以完成自相关矩阵U和的组合。其中U矩阵中的元素u＝u_m,q,l1，由于有多阶交调信息，故此可以对U矩阵进行滤波处理。U＝conv(U,pfir)，滤除组成U矩阵的边带交调信息。

以上DPD共反馈实现框图如图11所示，在采用上述一系列方法之后，对原始信号进行高速预失真，然后输出给DAC，通过调制器输出给功放，采集功放输出信号，通过预失真处理后经过PA的信号输出效果如图12所示，从中可以看出共反馈后的DPD效果ACPR(邻信道功率比)至少可以达到53dBc左右。满足系统要求，虽然远端有翘起，但是此时能够通过天线滤波器给予滤除。

基于上述流程可以看出，通过应用本发明的技术方案，能够极大的降低多频段预失真所消耗的硬件资源，在两个频段相离较近时，能够有效取代2D-DPD系统，一维LUT表代替二维LUT(Look-Up-Table，显示查找表)表，两级乘法器代替一级乘法器。从而LUT表的存储空间能够降低到2D-DPD的1/4以上，硬件乘法器能够降低一半。对反馈信号的采样速率的要求降低，例如F+A共反馈时仅仅需要采集245MHZ，现有技术至少需要采集速率491MHZ，这样大大节省硬件成本。

为达到以上技术目的，本发明还提出了一种多频段信号处理设备，如图13所示，包括：

合组模块131，用于将多频段信号中频段较近的信号互相组成共反馈信号组；

第一处理模块132，用于对各所述共反馈信号组进行共反馈处理；

采集模块133，用于利用低速ADC对各所述共反馈信号组内的多频段信号进行采集，并将采集得到的共反馈信号以及原始训练序列进行多倍内插处理；

第二处理模块134，用于通过DPD模型对所述共反馈信号进行预失真处理。

在具体的应用场景中，所述采集模块利用低速ADC对各所述共反馈信号组内的多频段信号进行采集，具体为：

滤除各所述共反馈信号组内的多频段信号的3阶外部互调信息；

通过低速ADC采集所述共反馈信号组的共反馈信号。

在具体的应用场景中，所述采集模块将采集得到的共反馈信号以及原始训练序列进行多倍内插处理，具体为：

所述采集模块将采集得到的共反馈信号以及原始训练序列进行2倍内插或4倍内插，以使所述共反馈信号处于高速采样状态下进行信号相关同步处理。

在具体的应用场景中，所述第二处理模块具体用于：

将所述共反馈信号通过消除功放额定线性增益处理生成自相关矩阵；

滤除组成所述自相关矩阵的边带交调信息；

根据所述自相关矩阵获取DPD系数。

通过以上的实施方式的描述，本领域的技术人员可以清楚地了解到本发明可以通过硬件实现，也可以借助软件加必要的通用硬件平台的方式来实现。基于这样的理解，本发明的技术方案可以以软件产品的形式体现出来，该软件产品可以存储在一个非易失性存储介质(可以是CD-ROM，U盘，移动硬盘等)中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行本发明各个实施场景所述的方法。

本领域技术人员可以理解附图只是一个优选实施场景的示意图，附图中的模块或流程并不一定是实施本发明所必须的。

本领域技术人员可以理解实施场景中的装置中的模块可以按照实施场景描述进行分布于实施场景的装置中，也可以进行相应变化位于不同于本实施场景的一个或多个装置中。上述实施场景的模块可以合并为一个模块，也可以进一步拆分成多个子模块。

上述本发明序号仅仅为了描述，不代表实施场景的优劣。

以上公开的仅为本发明的几个具体实施场景，但是，本发明并非局限于此，任何本领域的技术人员能思之的变化都应落入本发明的保护范围。

Claims (8)

1.一种多频段信号处理方法，其特征在于，包括：

将多频段信号中频段较近的信号互相组成共反馈信号组；

对各所述共反馈信号组进行共反馈处理；

利用低速模拟数字转换器ADC对各所述共反馈信号组内的多频段信号进行采集，并将采集得到的共反馈信号以及原始训练序列进行多倍内插处理；

通过数字预失真DPD模型对所述共反馈信号进行预失真处理。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，利用低速ADC对各所述共反馈信号组内的多频段信号进行采集，具体为：

滤除各所述共反馈信号组内的多频段信号的3阶外部互调信息；

通过低速ADC采集所述共反馈信号组的共反馈信号。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，将采集得到的共反馈信号以及原始训练序列进行多倍内插处理，具体为：

将采集得到的共反馈信号以及原始训练序列进行2倍内插或4倍内插，以使所述共反馈信号处于高速采样状态下进行信号相关同步处理。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，通过DPD模型对所述共反馈信号进行预失真处理，具体为：

将所述共反馈信号通过消除功放额定线性增益处理生成自相关矩阵；

滤除组成所述自相关矩阵的边带交调信息；

根据所述自相关矩阵获取DPD系数。

5.一种多频段信号处理设备，其特征在于，包括：

合组模块，用于将多频段信号中频段较近的信号互相组成共反馈信号组；

第一处理模块，用于对各所述共反馈信号组进行共反馈处理；

采集模块，用于利用低速模拟数字转换器ADC对各所述共反馈信号组内的多频段信号进行采集，并将采集得到的共反馈信号以及原始训练序列进行多倍内插处理；

第二处理模块，用于通过数字预失真DPD模型对所述共反馈信号进行预失真处理。

6.如权利要求5所述的设备，其特征在于，所述采集模块利用低速ADC对各所述共反馈信号组内的多频段信号进行采集，具体为：

滤除各所述共反馈信号组内的多频段信号的3阶外部互调信息；

通过低速ADC采集所述共反馈信号组的共反馈信号。

7.如权利要求5所述的设备，其特征在于，所述采集模块将采集得到的共反馈信号以及原始训练序列进行多倍内插处理，具体为：

所述采集模块将采集得到的共反馈信号以及原始训练序列进行2倍内插或4倍内插，以使所述共反馈信号处于高速采样状态下进行信号相关同步处理。

8.如权利要求5所述的设备，其特征在于，所述第二处理模块具体用于：

将所述共反馈信号通过消除功放额定线性增益处理生成自相关矩阵；

滤除组成所述自相关矩阵的边带交调信息；

根据所述自相关矩阵获取DPD系数。