CN104459731B - 一种接收极弱gnss信号的高轨卫星定轨方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种接收极弱GNSS信号的高轨卫星定轨方法，该方法利用了GNSS星历与天文导航信息分析GNSS卫星可见性与估计GNSS信号多普勒频率范围，采用了8*20ms相干积分时间的匹配滤波器结合导航电文估计的技术，克服了导航电文翻转的影响并能正确获得导航电文数据，解决了码多普勒效应造成的相干积分值衰减问题，实现了开环结构的信号强度低至‑158dBm的极弱GNSS信号精确捕获。同时，该方法对电离层时延进行了补偿，解决了超长伪距模糊度的构造问题，实现了高轨卫星的精确定轨。该方法使用超长相干积分时间，可以对信号进行间歇性的精确捕获，极大的提高了弱信号的捕获灵敏度并减少了能量损耗。

Description

一种接收极弱GNSS信号的高轨卫星定轨方法

技术领域

本发明涉及卫星导航技术领域，特别涉及一种接收极弱GNSS信号的高轨卫星定轨方法。

背景技术

GNSS即全球导航卫星系统，Global Navigation Satellite System。卫星导航接收机捕获并跟踪多个GNSS卫星的信号，然后解调其中调制的导航数据。卫星导航接收机利用测距码计算GNSS卫星与用户的相对距离，利用导航数据中的星历数据解算卫星位置和时间模型，进而计算出用户的位置。

利用GNSS信号(如GPS、北斗、GLONASS等)进行导航已经广泛应用于空间低轨卫星、导弹、以及地面目标。当载体运行在高于GNSS卫星星座的轨道上时，星载接收机则有着不同的运动特性和较低的信号强度，对星载接收机中的定轨方法和其信号捕获性能均提出了更高的要求。

国外已有不少学者对高轨卫星的定轨技术进行了的试验分析。1997年12月2日德国EQUATOR-S卫星发射入轨，转移轨道近地点200km，远地点36000km，最终轨道的近地点为67km，远地点为500km，通过其星载GPS接收机，验证了位于GPS卫星星座上方的接收机对GPS信号的闭环跟踪；同年美国空军学院对Falcon Gold卫星在地球同步转移轨道上GPS信号的接收情况进行了研究，记录了GPS信号并测定可接收的GPS信号信噪比。2000年公布的一个机密的美国卫星计划论证了在地球同步轨道上利用GPS伪距数据来确定轨道的可行性。2001年AMSAT OSCAR-40航天器发回了当其运行在比GPS卫星星座高的轨道空间时高增益天线所接收到的GPS观测数据，在接近远地点60000km高度的位置时信噪比高达48dB-Hz。据2012年相关报道美国在高轨环境下利用GPS信号进行了定轨，其定位精度<50m。

高轨GNSS信号与普通GNSS信号的最大区别在于信号强度、信号传播特性、以及可见GNSS卫星数目差别很大。由于高轨道的用户星(即高轨卫星)的高度高于GNSS卫星的高度，而GNSS卫星的信号是向下发射的，信号波束中心指向地心，因此位于高轨道的用户星将只能够接收来自地球另一边的GNSS信号。此时，由于地球的阻挡、信号与电离层作用、自由空间损耗的加大，GNSS卫星对于用户星的可见性和信号强度将会变得很差。具体来说，利用高轨GNSS信号定轨有以下几个难点：

1、GNSS卫星可见性不强：可见GNSS卫星数目少，可见GNSS卫星的可见持续时间短。快速确定可见GNSS卫星与快速捕获可见GNSS卫星信号是实现高轨卫星定位的基本要求；

2、信号强度极弱，要求积分时间极长：传统接收机受限于速率50bps的导航数据比特，相干积分时间最大为20ms，且必须在信号位同步后，以避免数据比特跳变的影响。如何既能正确提取电文，又能解决数据比特跳变是实现相干积分时间延长的关键；

3、随着相干积分时间的延长，码的多普勒效应将逐渐开始造成相干积分的衰减，因此需要找到克服相干积分衰减的方法；

4、伪距模糊度高：由于高轨卫星距GNSS卫星极远，伪距的模糊度需要更精确的确定；

5、地球电离层延时作用：由于高轨卫星接收的是位于地球背面一侧的GNSS信号，因此信号在传播过程中有可能经过地球电离层而发生折射。

发明内容

本发明针对现有技术存在的上述不足，提供了一种接收极弱GNSS信号的高轨卫星定轨方法。本发明通过以下技术方案实现：

一种接收极弱GNSS信号的高轨卫星定轨方法，包括步骤：

步骤1：通过高轨卫星星载的星敏感器与地球敏感器获取高轨卫星的粗略位置信息，通过保存的初始GNSS星历计算GNSS卫星的位置和速度，结合获取的高轨卫星的粗略位置信息与GNSS卫星的位置和速度，计算GNSS卫星可见性并预估GNSS信号的多普勒频率范围；

步骤2：在预估的多普勒频率范围内开设多个载波多普勒搜索通道，并确定相应多普勒效应的本地C/A码以及每个通道的载波频率搜索范围；

在每个载波多普勒搜索通道内，使用该载波多普勒搜索通道对应的本地载波消除GNSS信号的载波，使用匹配滤波器和FFT进行码相位以及在确定的载波频率搜索范围内的残余多普勒频率的同步搜索；使用匹配滤波器非相干累加平衡输出对码多普勒造成的相干积分衰减进行补偿；生成本地电文，估计GNSS信号中的导航电文，筛选正确载波多普勒频率与导航电文组合；

步骤3：对地球电离层时延进行补偿，根据GNSS信号的码相位与多普勒频率得到的伪距与伪距率，结合GNSS卫星状态构造伪距模糊度，由导航滤波器定轨；

步骤4：判断各载波多普勒搜索通道的GNSS信号是否可连续捕获，一旦某载波多普勒搜索通道可连续捕获GNSS信号，则连续解调GNSS信号中的导航电文，更新GNSS星历。

较佳的，步骤2具体包括：

S1、在预估的多普勒频率范围内开设多个载波多普勒搜索通道，并确定包含相应多普勒效应的160ms本地C/A码；

S2、在每一载波多普勒搜索通道，使用对应的本地载波消除GNSS信号的载波，使用8*20ms的匹配滤波器进行码相位与±50Hz内的残余多普勒频率的同步搜索，使用匹配滤波器非相干累加平衡输出对码多普勒造成的相干积分衰减进行补偿；

S3、在本地生成2^(8-1)组，即128组8比特的本地电文，与匹配滤波器输出的8点数据相乘，产生新的128组8点数据；

S4、对每一组8点数据计算FFT功率谱并检测功率谱峰值；

S5、当本地C/A码与GNSS信号的C/A码、本地电文与导航电文完全一致对其时，FFT计算得到的功率谱峰值最大，通过阈值判断与峰值比较，确定GNSS信号的载波多普勒频率、C/A码与导航电文；

S6、比较相邻载波多普勒搜索通道的载波多普勒频率检测结果和导航电文估计结果，将导航电文造成的伪多普勒效应排除。

较佳的，使用匹配滤波器非相干累加平衡输出包括：

S1、按照半码片移位来生成并存储包含多普勒效应的160ms本地C/A码；

S2、在得到GNSS信号的多普勒频率范围后，选取包含对应频移的本地C/A码与匹配滤波器相干积分运算；

S3、将每个载波多普勒搜索通道对应的码多普勒转换为相应的码片位移大小，与当前使用的本地C/A码的码片位移进行比较，得到位移差并转换为采样点间隔X；

S4、在GNSS信号随时间按采样点进入匹配滤波器运算的过程中，每次运算都选取相距X采样点的两个匹配滤波器输出进行非相干累加，从而消减相干积分衰减，平衡匹配滤波器的输出。

较佳的，步骤3的对地球电离层时延进行补偿包括：

把GNSS信号的电离层折射现象作近似处理，即假设折射现象有对称关系，建立近似模型。

较佳的，步骤1的通过高轨卫星星载的星敏感器与地球敏感器获取高轨卫星的粗略位置信息包括：

通过地球敏感器测量到的张角计算地心矢量与地心距，通过星敏感器测量恒星矢量，采用Ls滤波方法对高轨卫星的位置、速度进行估计。

与现有技术相比，本发明对电离层时延进行了补偿，解决了超长伪距模糊度的构造问题，实现了高轨卫星的精确定轨。该方法可以实现超长相干积分时间，可以对信号进行间歇性的精确捕获，极大的提高了弱信号的捕获灵敏度并减少了能量损耗。

附图说明

图1所示的是本发明的整体流程图；

图2所示的是本发明一个实施例中的载波多普勒频率与码相位同步搜索，导航电文同步估计的示意图；

图3所示的是本发明一个实施例中在单个匹配滤波器输出后进行的导航电文估计的流程图；

图4所示的是本发明一个实施例中的真实载波多普勒频率与导航电文组合筛选的示意图；

图5所示的是本发明一个实施例中的相干积分衰减补偿方法的示意图；

图6所示的是本发明一个实施例中对地球电离层折射效应建模的示意图。

图7所示的是本发明一个实施例中的地球电离层时延补偿方法的流程图。

具体实施方式

以下将结合本发明的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整的描述和讨论，显然，这里所描述的仅仅是本发明的一部分实例，并不是全部的实例，基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明的保护范围。

为了便于对本发明实施例的理解，下面将结合附图以具体实施例为例作进一步的解释说明，且各个实施例不构成对本发明实施例的限定。

附图1给出了本发明，即接收极弱GNSS信号的高轨卫星定轨方法，的一个实施实例的总体流程图。

包括步骤：

步骤1：通过高轨卫星星载的星敏感器与地球敏感器获取高轨卫星的粗略位置信息，通过保存的初始GNSS星历计算GNSS卫星的位置和速度，结合获取的高轨卫星的粗略位置信息与GNSS卫星的位置和速度，计算GNSS卫星可见性并预估GNSS信号的多普勒频率范围；

步骤2：在预估的多普勒频率范围内开设多个载波多普勒搜索通道，并确定相应多普勒效应的本地C/A码以及每个通道的载波频率搜索范围；

在每个载波多普勒搜索通道内，使用该载波多普勒搜索通道对应的本地载波消除GNSS信号的载波，使用匹配滤波器和FFT进行码相位以及在确定的载波频率搜索范围内的残余多普勒频率的同步搜索；使用匹配滤波器非相干累加平衡输出对码多普勒造成的相干积分衰减进行补偿；生成本地电文，估计GNSS信号中的导航电文，筛选正确载波多普勒频率与导航电文组合；

步骤3：对地球电离层时延进行补偿，根据GNSS信号的码相位与多普勒频率得到的伪距与伪距率，结合GNSS卫星状态构造伪距模糊度，由导航滤波器定轨；

步骤4：判断各载波多普勒搜索通道的GNSS信号是否可连续捕获，一旦某载波多普勒搜索通道可连续捕获GNSS信号，则连续解调GNSS信号中的导航电文，更新GNSS星历。

步骤2具体包括：

S1、在预估的多普勒频率范围内开设多个载波多普勒搜索通道，并确定包含相应多普勒效应的160ms本地C/A码；

S2、在每一载波多普勒搜索通道，使用对应的本地载波消除GNSS信号的载波，使用8*20ms的匹配滤波器进行码相位与±50Hz内的残余多普勒频率的同步搜索，使用匹配滤波器非相干累加平衡输出对码多普勒造成的相干积分衰减进行补偿；

S3、在本地生成2^(8-1)组，即128组8比特的本地电文，与匹配滤波器输出的8点数据相乘，产生新的128组8点数据；

S4、对每一组8点数据计算FFT功率谱并检测功率谱峰值；

S5、当本地C/A码与GNSS信号的C/A码、本地电文与导航电文完全一致对其时，FFT计算得到的功率谱峰值最大，通过阈值判断与峰值比较，确定GNSS信号的载波多普勒频率、C/A码与导航电文；

S6、比较相邻载波多普勒搜索通道的载波多普勒频率检测结果和导航电文估计结果，将导航电文造成的伪多普勒效应排除。

附图2给出了本发明一个实施实例中的载波多普勒频率与码相位同步搜索，导航电文同步估计的示意图。根据多普勒频率范围开设多个载波多普勒并行搜索通道，以50Hz为间隔对载波进行补偿。在每个载波多普勒搜索通道内都有一个8*20ms匹配滤波器对GNSS信号与160ms本地C/A码进行相干积分运算。匹配滤波器采用8*20ms长度，保证能够获得足够增益来捕获功率低至-158dBm的信号。对每次匹配滤波器输出的8个点，在本地生成2^8-1组，即128组8比特的本地电文，与之相乘，产生新的128组8点数据，然后对每一组8点数据计算FFT功率谱并检测功率谱峰值。当本地C/A码与信号内C/A码、本地导航电文与信号内导航电文完全一致对齐时，进入FFT计算的数据将为纯粹的多普勒频率正弦波。此时FFT计算得到的功率谱峰值将达到最大，因此通过阈值判断与峰值比较，可以同时确定信号的载波多普勒频率、C/A码相位与包含的导航电文。

需指出，上诉步骤是个多层次的并行处理过程，即最外层的载波多普勒多通道并行搜索、内一层的匹配滤波器内信号并行相干积分、再内一层的匹配滤波器输出与128组导航电文并行相乘、最内一层的FFT并行计算。

由于C/A码长度达到了160ms，码多普勒效应的存在需要被考虑进来。以GPS的L1信号为例，当载波多普勒达到5000Hz时，码多普勒效应等效于半个码片的偏移。因此无多普勒效应的本地C/A码与该信号内C/A码在一端对齐的同时，另一端必然会有半个码片的错位，此时匹配滤波器的输出将发生从对齐端向非对齐端的相干积分衰减。使用匹配滤波器非相干累加平衡输出包括：

S1、按照半码片移位来生成并存储包含多普勒效应的160ms本地C/A码；

S2、在得到GNSS信号的多普勒频率范围后，选取包含对应频移的本地C/A码与匹配滤波器相干积分运算；

S3、将每个载波多普勒搜索通道对应的码多普勒转换为相应的码片位移大小，与当前使用的本地C/A码的码片位移进行比较，得到位移差并转换为采样点间隔X；

S4、在GNSS信号随时间按采样点进入匹配滤波器运算的过程中，必有相距采样点间隔X的两个匹配滤波器的输出，由于C/A码分别在两端对齐，产生两个相反方向的相干积分衰减。因此，每次运算都选取相距X采样点的两个匹配滤波器输出进行非相干累加，从而消减相干积分衰减，平衡匹配滤波器的输出。

附图3给出了本发明一个实施实例中在单个匹配滤波器输出后进行的导航电文估计的流程图。对某一匹配滤波器的输出，使用128种导航电文组合与其相乘，则其可以计算得到128种功率谱。当本地电文与信号中的导航电文一致时，两者抵消，除载波多普勒频率以外的其它频率干扰达到最小，此时的功率谱峰值达到最大。因此最大功率谱峰值对应的导航电文组合为正确导航电文组合。

需指出，该图只显示了单个匹配滤波器输出后进行的导航电文估计的流程图。导航电文组合的确定，还需要包括更外层的功率谱峰值比较，包括不同码相位和不同载波频率搜索通道对应的功率谱峰值的比较。

比较相邻载波多普勒搜索通道的载波多普勒频率检测结果具体如下：

无论如何，在单个载波多普勒搜索通道内，总能在128种正极性本地电文组合中，找到2种本地电文组合DL1与DL2，在与真实导航电文相乘后，得到2组值：DE1＝[1 1 1 1 1 1 1 1]和DE2＝[1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1]。因此在FFT功率谱结果中可以发现2组幅值皆为W，频率和相应导航电文不同的检测结果[F1 D1]和[F2 D2]。对这两组结果，需要进行筛选。

假设A、B、C三个相邻载波多普勒搜索通道，可知A的-50Hz范围与B的+50Hz范围重合，B的-50Hz与C的+50Hz范围重合。若在载波多普勒搜索通道B内检测到[F1 D1]和[F2 D2]，则在A的-50Hz范围和C的+50Hz范围，两个范围内必然有一个可以检测到一个[F2 D1]和[F1 D2]的组合,幅值记为Wx。

比较W和Wx。若W>Wx，则真实多普勒频率与导航电文组合为B通道内的[F1 D1]和[F2 D2]中多普勒频率小的组合；若W<Wx，则真实多普勒频率与导航电文组合为B通道内的[F1 D1]和[F2 D2]中多普勒频率大的组合；若W＝Wx，则真实多普勒频率与导航电文组合为B通道内的[F1 D1]和[F2 D2]中多普勒频率为25Hz的组合。

附图4给出了本发明一个实施实例中的真实载波多普勒频率与导航电文组合筛选的示意图。假设真实的多普勒频率为B通道中的12.5Hz，则其等效于A通道中的-37.5Hz。在单个载波多普勒搜索通道内，总能在128种正极性本地电文组合中，找到2种本地电文组合在与真实导航电文相乘后，得到2组值：DE1＝[1 1 1 1 1 1 1 1]和DE2＝[1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1]。因此在B通道的FFT功率谱结果中可以发现2组幅值皆为W，频率和相应导航电文不同的检测结果[12.5HZ D1]和[37.5Hz D2]；在A通道的FFT功率谱结果中可以发现2组幅值皆为Wx，频率和相应导航电文不同的检测结果[37.5HZ D1]和[12.5Hz D2]。

由于在其它载波多普勒搜索通道没有检测到多普勒频率与导航电文的组合，因此可以确定A、B通道中频率的符号：A为[-37.5HZ D1]和[-12.5Hz D2]，B为[12.5HZ D1]和[37.5Hz D2]。这样就确定了多普勒频率所在的区间。

由于匹配滤波器具有相干积分值随频率升高而减小的性质，B通道中12.5Hz多普勒频率的峰值W一定比A通道中-37.5Hz多普勒频率的峰值Wx大；反过来说，若假设真实多普勒频率为B通道的37.5Hz的话，其幅值W应该比A通道中的-12.5Hz多普勒频率的峰值Wx小，这与事实不符。因此可以判断真实多普勒频率为B通道中的12.5Hz，A通道中的-37.5Hz，对应的导航电文组合为D1。

附图5给出了本发明一个实施实例中的相干积分衰减补偿方法的示意图。由于C/A码长度达到了160ms，码多普勒效应的存在需要被考虑进来。以GPS的L1信号为例，当载波多普勒达到5000Hz时，码多普勒效应等效于半个码片的偏移。因此无多普勒效应的本地C/A码与该信号内C/A码在一端对齐的同时，另一端必然会有半个码片的错位，此时匹配滤波器的输出将发生从对齐端向非对齐端的相干积分衰减。

由于包含多普勒效应的160ms长度C/A码无法实时生成，因此需按照半码片移位来生成并存储包含多普勒效应的160ms长度本地C/A码。如图5所示，在确定载波多普勒范围之后，选取相应的包含该频移的本地C/A码参与匹配滤波器相干积分运算。在采样频率已知的条件下，可以计算出当前载波多普勒搜索通道内本地C/A码与信号码的位移差并转换为采样点间隔X。这里假设X＝5。在匹配滤波随时间按采样点滑动的过程中，假设在滑动到1个采样点后，本地码与信号码左端对齐，右端错位半个码片，即5个采样点；则在匹配滤波随时间按采样点滑动5个采样点后，本地码与信号码必然在右端对齐，左端错位半个码片5个采样点。这两次匹配滤波器的计算由于C/A码分别在两端对齐，将产生两个相反方向的相干积分衰减。因此，对这两个匹配滤波器输出进行非相干累加，就可以抵消相干积分衰减，平衡匹配滤波器的输出。

类似的，对每个匹配滤波器输出都进行该非相干累加，再进行导航电文估计与FFT功率谱计算，则可以消除相干积分衰减的影响。

附图6、7分别给出了本发明一个实施实例中对地球电离层折射效应建模、补偿的示意图。把GNSS信号电离层折射现象作近似处理，即假设折射现象有对称关系，按照图中关系建立如下近似模型：

$\frac{L_1}{\sin {\mathrm{\&beta;}}_1}=\frac{R_1}{\sin {\mathrm{\&alpha;}}_1}$

$\frac{R_1}{\sin {\mathrm{\&alpha;}}_1}=\frac{H_0}{\sin ({\mathrm{\&alpha;}}_1+{\mathrm{\&beta;}}_1)}$

$\frac{L_2}{\sin {\mathrm{\&beta;}}_2}=\frac{R_2}{\sin {\mathrm{\&alpha;}}_2}$

$\frac{R_2}{\sin {\mathrm{\&alpha;}}_2}=\frac{H_0}{\sin ({\mathrm{\&alpha;}}_2+{\mathrm{\&beta;}}_2)}$

β₁+β₂＝β

下面采用迭代策略进行估计GNSS信号时延：

1)由GNSS卫星星历计算GNSS卫星状态(位置、速度)；

2)根据GNSS信号多普勒测量，以及高轨卫星状态估计值计算GNSS信号传播偏转角α_E；

3)由GNSS卫星状态、高轨卫星状态计算R1、R2、S、β；

4)迭代计算；

A、给定H₀，β₁＝0.5β；

B、计算β₂＝β-β₁，L1，L2；

其L1，L2计算如下：

$L_1^2=R_1^2+H_0^2+2H_0{R}_1\cos {\mathrm{\&beta;}}_1$

$L_2^2=R_2^2+H_0^2+2H_0{R}_2\cos {\mathrm{\&beta;}}_2$

C、计算α₁,α₂；

其α₁,α₂计算如下：

$\sin {\mathrm{\&alpha;}}_1=\frac{R_1}{L_1}\sin {\mathrm{\&beta;}}_1$

$\sin {\mathrm{\&alpha;}}_2=\frac{R_2}{L_2}\sin {\mathrm{\&beta;}}_2$

D、进行判断，流程如下：

1)若满足α₁≠α₂

给定dβ，计算β₁＝β₁-dβ，重复b；

2)若满足α₁＝α₂

计算α₀＝π-2α₁；

3)若满足α₀≠α_E

给定ΔH，计算H₀＝H₀+ΔH,给定β₁＝0.5β，重复a。

4)若满足α₀＝α_E

则多径误差Δ＝L₁+L₂-S。

这样通过迭代计算，可以得出GNSS信号传播时延大小。

结合GNSS卫星状态构造伪距模糊度方法如下：

由于1ms的C/A码等效300km距离，因此，若有300km精度的高轨地心矢量就可以承担消除伪距测量ms模糊数的基数：

1、基于地平敏感器与星敏感器的单位地心矢量估算

利用地平敏感器与星敏感器确定高轨卫星在地心惯性系单位矢量，可以得出：

${\stackrel{\&RightArrow;}{r}}_{\mathrm{gd}}=R_{\mathrm{it}}{\stackrel{\&RightArrow;}{r}}_d$

其中，为地平敏感器测量的地心方向在体系单位矢量；R_it为体系到惯性系的变换，由星敏感器获得。

2、高轨卫星与GNSS卫星距离估算

若红外地平敏感器敏感地球张角为θ，令红外圈半径为R_l，则卫星地心距估计为，

$l=\frac{R_l}{\sin (\mathrm{\&theta;}/2)}$

这样，高轨卫星地心矢量，

${\stackrel{\&RightArrow;}{r}}_g=l{\stackrel{\&RightArrow;}{r}}_{\mathrm{gd}}$

即可以估算高轨卫星与GNSS卫星的距离：

$l_{\mathrm{Gnss}}=|{\stackrel{\&RightArrow;}{r}}_g-{\stackrel{\&RightArrow;}{r}}_{\mathrm{Gnss}}|$

3、伪距测量毫秒模糊数估算

获取伪距测量毫秒计数，

$k=\frac{l_{\mathrm{Gnss}}}{c}$

4、构造伪距测量值

利用码相位值τ_m，有，

ρ＝k+τ_m+δ

其中，δ为码相位值测量模糊值。

码相位值模糊值取值为0、1，其选择原则：

根据码相位值测量值，当测量值较小时，有可能要跳1，这样就有+1；否则为0。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。

Claims (1)

1.一种接收极弱GNSS信号的高轨卫星定轨方法，其特征在于，包括步骤：

步骤1：通过高轨卫星星载的星敏感器与地球敏感器获取高轨卫星的粗略位置信息，通过保存的初始GNSS星历计算GNSS卫星的位置和速度，结合获取的高轨卫星的粗略位置信息与GNSS卫星的位置和速度，计算GNSS卫星可见性并预估GNSS信号的多普勒频率范围；

步骤2：在预估的多普勒频率范围内开设多个载波多普勒搜索通道，并确定相应多普勒效应的本地C/A码以及每个通道的载波频率搜索范围；

在每个载波多普勒搜索通道内，使用该载波多普勒搜索通道对应的本地载波消除GNSS信号的载波，使用匹配滤波器和FFT进行码相位以及在确定的载波频率搜索范围内的残余多普勒频率的同步搜索；使用匹配滤波器非相干累加平衡输出对码多普勒造成的相干积分衰减进行补偿；生成本地电文，估计GNSS信号中的导航电文，筛选正确载波多普勒频率与导航电文组合；

步骤3：对地球电离层时延进行补偿，根据GNSS信号的码相位与多普勒频率得到的伪距与伪距率，结合GNSS卫星状态构造伪距模糊度，由导航滤波器定轨；

步骤4：判断各载波多普勒搜索通道的GNSS信号是否可连续捕获，一旦某载波多普勒搜索通道可连续捕获GNSS信号，则连续解调GNSS信号中的导航电文，更新GNSS星历；

所述步骤2具体包括：

S1、在预估的多普勒频率范围内开设多个载波多普勒搜索通道，并确定包含相应多普勒效应的160ms本地C/A码；

S2、在每一载波多普勒搜索通道，使用对应的本地载波消除GNSS信号的载波，使用8*20ms的匹配滤波器进行码相位与±50Hz内的残余多普勒频率的同步搜索，使用匹配滤波器非相干累加平衡输出对码多普勒造成的相干积分衰减进行补偿；

S3、在本地生成2^(8-1)组，即128组8比特的本地电文，与匹配滤波器输出的8点数据相乘，产生新的128组8点数据；

S4、对每一组8点数据计算FFT功率谱并检测功率谱峰值；

S5、当本地C/A码与GNSS信号的C/A码、本地电文与导航电文完全一致对齐时，FFT计算得到的功率谱峰值最大，通过阈值判断与峰值比较，确定GNSS信号的载波多普勒频率、C/A码与导航电文；

S6、比较相邻载波多普勒搜索通道的载波多普勒频率检测结果和导航电文估计结果，将导航电文造成的伪多普勒效应排除；

所述S2中的所述使用匹配滤波器非相干累加平衡输出包括：

S21、按照半码片移位来生成并存储包含多普勒效应的160ms本地C/A码；

S22、在得到GNSS信号的多普勒频率范围后，选取包含对应频移的本地C/A码与匹配滤波器相干积分运算；

S23、将每个载波多普勒搜索通道对应的码多普勒转换为相应的码片位移大小，与当前使用的本地C/A码的码片位移进行比较，得到位移差并转换为采样点间隔X；

S24、在GNSS信号随时间按采样点进入匹配滤波器运算的过程中，每次运算都选取相距X采样点的两个匹配滤波器输出进行非相干累加，从而消减相干积分衰减，平衡匹配滤波器的输出；

所述步骤3所述的对地球电离层时延进行补偿包括：

把GNSS信号的电离层折射现象作近似处理，即假设折射现象有对称关系，建立近似模型：

$\frac{L_1}{{\mathrm{sin\&beta;}}_1}=\frac{R_1}{{\mathrm{sin\&alpha;}}_1}$

$\frac{R_1}{{\mathrm{sin\&alpha;}}_1}=\frac{H_0}{\sin ({\mathrm{\&alpha;}}_1+{\mathrm{\&beta;}}_1)}$

$\frac{L_2}{{\mathrm{sin\&beta;}}_2}=\frac{R_2}{{\mathrm{sin\&alpha;}}_2}$

$\frac{R_2}{{\mathrm{sin\&alpha;}}_2}=\frac{H_0}{\sin ({\mathrm{\&alpha;}}_2+{\mathrm{\&beta;}}_2)}$

β₁+β₂＝β；

其中，L₁为GNSS卫星与电离层折射点之间的距离，L₂为电离层折射点与高轨卫星之间的距离，R₁为GNSS卫星的轨道半径，R₂为高轨卫星的轨道半径，α₁为GNSS卫星和电离层折射点的连线与电离层折射点和地球惯性坐标系原点的连线之间的夹角，α₂为高轨卫星和电离层折射点的连线与电离层折射点和地球惯性坐标系原点的连线之间的夹角，β₁为GNSS卫星和地球惯性坐标系原点的连线与电离层折射点和地球惯性坐标系原点的连线之间的夹角，β₂为高轨卫星和地球惯性坐标系原点的连线与电离层折射点和地球惯性坐标系原点的连线之间的夹角，H₀为电离层折射点到地球惯性坐标系原点的距离。