CN104426366B

CN104426366B - 用于转换器的电流估计

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Publication number: CN104426366B
Application number: CN201410452714.6A
Authority: CN
Inventors: M·费尔特克勒
Original assignee: Infineon Technologies Austria AG
Current assignee: Infineon Technologies Austria AG
Priority date: 2013-09-06
Filing date: 2014-09-05
Publication date: 2017-11-21
Anticipated expiration: 2034-09-05
Also published as: US9455631B2; DE102014112855A1; US20150069990A1; CN104426366A

Abstract

一个实施例涉及一种用于转换器的电流估计电路装置，该电流估计电路装置包括：用于对在转换器的电感器两端的电压进行积分的积分器；用于获得与流过转换器的电子开关中的至少一个电子开关的电流关联的信号的电流感测单元；以及用于基于比较积分器的输出与电流感测单元提供的信号来调整积分器的至少两个参数的控制单元。

Description

用于转换器的电流估计

背景技术

实施例涉及电流估计并且在高切换频率操作的转换器电路中允许这样的电流估计。

发明内容

第一实施例涉及一种用于转换器的电流估计电路装置，该电流估计电路装置包括：

-积分器，用于对在转换器的电感器两端的电压进行积分，

-电流感测单元，用于获得与流过转换器的电子开关中的至少一个电子开关的电流关联的信号，以及

-控制单元，用于基于比较积分器的输出与电流感测单元提供的信号来调整积分器的至少两个参数。

第二实施例涉及一种用于转换器的电流估计的方法，该方法包括以下步骤：

-经由积分器对在转换器的电感器两端的电压进行积分，

-获得与流过转换器的电子开关中的至少一个电子开关的电流关联的信号，

-基于比较积分器的输出与电流感测单元提供的信号来调整积分器的至少两个参数。

第三实施例涉及一种用于转换器的电流估计的系统，该系统包括：

-用于经由积分器对在转换器的电感器两端的电压进行积分的装置，

-用于获得与流过转换器的电子开关中的至少一个电子开关的电流关联的信号的装置，

-用于基于比较积分器的输出与电流感测单元提供的信号来调整积分器的至少两个参数的装置。

第四实施例涉及一种包括如这里描述的电流估计电路装置的DC/DC降压转换器。

附图说明

参照附图示出并且举例说明实施例。附图用于举例说明基本原理，从而仅举例说明为了理解基本原理而必需的方面。附图未按比例。在附图中，相同标号表示相似特征。

图1示出具有DC电源、高侧开关、低侧开关、电感器、输出电容器和电阻器的切换降压DC/DC转换器，其中积分器对在电感器两端的电压进行积分并且基于这一积分输出估计的电流信号E，并且其中比较器比较估计的电流信号E与从感测经过低侧开关的电流而获得的信号；

图2示出具有可配置参数增益和偏移的积分器的示例实现方式；

图3示出积分器及其与DC/DC转换器的连接的不同实现方式的另一示例；

图4a-4f图示一种用于从感测的电流和估计的电流信号确定增益和偏移校正的方法；

图5示出用于经由采样电容器阵列从多个采样推导控制参数的另一方式；

图6示出具有电流估计器的切换转换器的实现方式为包括电流感测电路的一个具体实施例；

图7示出可以在高转换器频率可操作的基于图6的具有电流感测电路的切换转换器的实现方式；

图8示出基于图7的具有电流感测电路的切换转换器的另一实施例。

具体实施方式

更具体描述的电路装置可以是转换器、可以连接、可连接到或者包括这样的转换器的处理设备或者控制设备的部分。然而注意无对使用公开的电路装置的限制。

这里呈现的解决方案可以具体涉及一种降压型DC/DC转换器。这样的转换器可以例如在用于中央处理单元(CPU)的电源的计算机母板上或者与负载电压调节器组合使用。

有对于这样的DC/DC转换器的高操作频率(切换频率)的增加需求。实际母板使用总计500kHz的操作频率，下一代操作频率可以上至1MHz，并且后续几代可以目标是总计3MHz和更高的操作频率。

这里所指的转换器可以具体是DC/DC(切换)转换器或者是包括至少一个半桥或者全桥电路的任何功率转换器，每个半桥或者全桥电路还包括电子开关、例如半导体开关、晶体管、MOSFET、IGBT等。

在DC/DC转换器中，能量被周期地存储到电感器或者变压器中的磁场中和从该磁场释放。通过调整充电电压的占空比(也就是通/断时间之比)，可以控制传送的功率数量。通常，这被应用于控制输出电压，但是它可以被应用于控制输入电流、输出电流或者维持恒定功率。基于变压器的转换器可以提供在输入与输出之间的隔离。

例如CPU或者芯片组电源使用多相DC/DC转换器。出于电流平衡目的，可能必须以高准确度知道或者确定每相的负载电流。

对于负载阶跃响应，实时知道电流——这可以包括电流纹波和具体为比仅电流的平均值更多的信息——也是有益的。实时电流信息可以用于控制例如在低负载条件期间的连续导通模式(DCM)控制。

这里提出的示例具体示出如何高效地生成也上至转换器的高操作频率、例如在上至3MHz和更高的级别的高精确度实时电流监视信号。

所描述的电流估计器也可以在用于LED的DC/DC转换器中被使用，其中需要、但是不能直接地感测关于LED电流的准确信息。

这里描述的示例可以具体利用在转换器、具体为DC/DC转换器、例如降压转换器的线圈(也称为电感器)两端的电压的积分以确定电流(的图像)。可以使用优选地在转换器的半桥开关之一中并且优选地在多数时间在导通状态下的开关中实施为感测单元的电流感测功能。开关可以是转换器的高侧开关或者低侧开关。

可以比较来自感测单元电流测量的结果与通过积分而获得的电流的图像。该比较可以用来调整积分器的两个参数，从而图像在假设感测的电流有效之时在这样的时间期间与感测的电流匹配。参数可以优选地是积分器增益和偏移。

根据一个选项，驱动经过感测单元的电流的电流源可以未被电流感测运算放大器、但是被调谐的积分器输出控制，并且可以基于电流感测运算放大器的输出信号调整参数。对反馈回路的分级结构的这一修改允许电路在维持适当准确度水平的高频率操作。

图1示出具有DC电源111、高侧开关101、低侧开关102、电感器103、输出电容器104和电阻器105(负载)的切换降压DC/DC转换器。

DC电源111越过开关101连接到节点112，并且节点112越过包括开关102和电流检测器110的串联连接而连接到接地GND。节点112经由电感器103连接到节点113。节点113经由电容器104连接到接地GND。节点113也经由电阻器105连接到接地GND。

可以在节点112确定转换器的切换信号(也称为PHS信号)，并且可以在节点113确定电压VOUT。

PWM发生器106(PWM：脉宽调制)以交替顺序驱动开关101和102。积分器107对在电感器103两端的电压进行积分并且基于这一积分输出估计的电流信号E。

比较器108比较估计的电流信号E与从感测经过低侧开关102的电流而获得的信号109。可以从可以实现为感测电阻器等的电流检测器110获得信号109。比较器108的输出被反馈到积分器107的配置输入(信号P)。比较器108可以是任何通用比较器或者提供比较功能的任何电路装置。

图2示出具有可配置参数增益和偏移的积分器107的示例实现方式。

节点112经由电阻器R1连接到节点201，节点201经由电阻器R3连接到节点202。节点113经由可变电阻器R2连接到节点201。节点113也经由电阻器R4连接到节点205。节点202连接到运算放大器203的反相输入，并且节点205连接到运算放大器203的非反相输入。

节点205经由电容器206连接到节点207。节点207经由DC电源208连接到接地GND。节点207连接到运算放大器204的非反相输入。运算放大器204的输出提供估计的电流信号E。

运算放大器203的输出连接到节点209。节点209经由可变电阻器210连接到节点211，并且节点211经由可变电阻器212连接到运算放大器204的输出。

可控电流源213连接到节点202。节点202经由电容器Cin连接到开关214，节点202经由电容器Ci2连接到开关215，并且节点202经由电容器Ci1连接到开关216。开关214、215或者216中的每个开关是将它的关联电容器Cin、Ci2、Ci1连接到节点209或者节点207的可控开关。根据这一方式，可以设置具有可控开关的数目为n的电容器。

电流源231可以用来通过向积分运算放大器203的输入添加可变电流来调整偏移。电流源的电流可以由参数P0控制。

根据图2的示例电路装置，可以用三种不同方式修改积分器增益。可以这样使用每个修改或者可以组合修改中的至少两个修改以便调整积分器增益。

参数P1控制开关214至216。因此，参数P1允许将(在运算放大器203的反馈回路中的)电容器Cin、Ci2、Ci1连接到运算放大器203的输出或者DC电源208。DC电源208用作参考电压，该参考电压可以是积分器输出在电感器电流为零时的初始电平。

可以用二进制码或者以温度计码方式控制多个开关214至216。

参数P3控制可变电阻器210、212中的至少一个可变电阻器。因此，参数P3控制运算放大器204(后置放大器)的增益。

参数P2控制可变电阻器R2。这允许修改在运算放大器203(积分器)的入口的预衰减器增益。

如果在操作期间在与流过电感器的电流对应的某个电压时间面积已经在积分器中累加时改变参数P2，则它仅影响电压时间面积如何被转换成在修改之后的估计的电流的增益。实际积分器内容保持不变。

如果在操作期间改变参数P1或者P3，则影响已经在积分器中累加的完整电压时间面积的增益。因此，估计的电流信号将立刻改变成某个值如同增益先前已经被初始地设置成这一改变的值。

可以使用参数设置的不同影响如下：

(a)在启动期间，在假设积分器增益错误时，可以通过修改参数P1和/或P3来调整增益。这将造成增益回路的更快设置。

(b)一旦在操作期间正确地设置增益，它可能受到温度漂移。因此，可能需要例如经由参数P2重新校准增益。

图3示出积分器及其与DC/DC转换器的连接的不同实现方式的另一示例。

PWM发生器301控制开关302、303、305和306，其中以交替顺序经由PWM发生器301的输出308控制开关302和305并且经由输出309控制开关303和306。具有电源电压VCC的DC电源经由开关302连接到节点304，并且节点304经由开关303连接到接地GND。电源电压VCC也连接到运算放大器310的非反相输入，运算放大器310的反相输入与运算放大器311的非反相输入连接，并且运算放大器311的反相输入连接到接地GND。可以在节点304获得转换器的也称为PHS信号的切换信号。

运算放大器310的输出控制电流源316，并且运算放大器311的输出控制电流源317。电源电压VCC经由电流源316和开关305连接到节点307，并且节点307经由开关306和电流源317连接到接地GND。

节点307经由电容器318连接到接地GND。节点307也经由电流源319连接到接地GND。节点307提供估计的电流信号E。

节点304经由电感器312连接到节点315。节点315经由电容器313连接到接地GND。节点315也经由电阻器314连接到接地GND。节点315还连接到运算放大器311的非反相输入。

根据图3的实现方式具体假设理想开关。在闭合高侧开关302之时，用与电压VCC-VOUT成比例的电流对积分电容器313进行充电，其中VOUT是在节点315的电压。在闭合低侧开关303之时，用与电压VOUT、即在节点315的电压成比例的电流对电容器313进行放电。

参数P4用来控制运算放大器310、即影响正半波，并且参数P5用来控制运算放大器311、即影响负半波。电流源319可以用来经由参数P6调整偏移。

用于校正参数的示例是：

-充电电流源的跨导和放电电流宿的跨导；

-与电容器并联的电流和并联的恒定漏电流二者的跨导；

-充电电流源的跨导和放电电流的电流值。

图4可视化一种用于从感测的电流和估计的电流信号确定增益和偏移校正的方法的步骤。图4可以基于例如图1和图2中所示实施例。

图4a示出转换器、即PHS信号的切换。在持续时间401期间，闭合高侧开关并且低侧开关关断，而在持续时间402期间，高侧开关关断并且闭合低侧开关。

图4b示出可能未直接地可用并且因此可能必须确定的电感器电流、即经过电感器103的电流的对应波形。虚线也示出用于在已经调整参数调整回路之前的估计的电流波形的示例。

图4c示出从电流检测器110可用的波形。在低侧开关关断并且信号PHS为高之时，无信号可用或者信号为零。

在低侧开关在时间t1接通时，电流传感器回路先必须调稳，此外还可能有在实际低侧电流上的一些振铃。在调稳和振铃时间期间、即在时间t1与时间t2之间，电流感测信号可以无效并且因此可以优选地未被使用。

在已经接通低侧开关之后的某个延迟之后和在已经接通低侧开关之后，振铃消退和电流感测回路达到稳定状态、由此产生可以视为有效的信号。这样的有效时段在时间t2开始并且可以继续直至在(再次)关断低侧开关之前的时间t4。

可以从关断低侧开关的PWM发生器的控制信号推导时间t4。也可以有从控制信号到实际切换事件的某个信号延迟。

图4d用实线示出代表通过从估计的电流信号减去感测的电流信号而推导的信号的图形。另外，这一信号被屏蔽(消退)而电流感测信号视为无效(由于以上讨论的不稳定)。屏蔽是可选特征，该特征可以减少在电流感测信号已经变成有效之后的调稳时间。

图4d也用虚线示出代表通过跟踪和保持从实线信号推导的信号的图形。这样的跟踪可以在时间t3——该时间可以具有向时间t2添加的某个延迟——开始，并且它在时间t4停止。如果跟踪和保持信号在跟踪开始——这在时间t2与时间t3之间——之前从实线信号偏离，则在估计的电流的纹波与实际电流之间有偏离。因此，在跟踪和保持阶段两端的信号差值是用于积分器的增益误差的测量并且可以用来从周期到周期调整增益。

在电流感测信号有效之时在感测的电流与估计的电流之间的差值是用于估计的电流相对于实际电流的偏移的测量。从t3至t4，图4d中所示信号中的任何信号可以用来调整积分器偏移。可以在时间t3与时间t4之间的任何时间对任何这样的信号进行采样，或者可以使用在时间t3与时间t4之间的区间中的平均值。

由于积分器偏移的修改可以对估计的信号有影响，所以偏移控制回路可以出于回路稳定性目的而具有PI性能，该PI性能具有大P(比例)和小I(积分)分量。

有益地，在增益和偏移回路二者被调稳时，图4d中所示两个信号可以有利地一直为零。

作为选项和/或备选，可以通过用模数转换器对在感测的信号有效之时(如在图4e中在时间t2与时间t4之间指示的那样)在估计的电流与感测的电流之间的差值进行采样并在且完成采样之后(例如在数学上)确定平均值和斜率来推导控制参数。

图5示出用于经由采样电容器阵列从多个采样推导控制参数的更多另一方式。阵列具有N列和M行，其中N＝2*M。矩阵的每个元素可以由至少一个电容器实现。

有了每个采样，一次将一列的电容器充电成该采样的对应值。因此，最大采样长度是N个采样。采样在取得N个采样时或者在时间t4——无论哪个先到来——停止。

假设在时间t4存储n个采样而n<N。从M行使用m行而m＝n/2。如果n是奇数，则m被向上取整成下一整数。阵列现在可以划分成三个区域。第一区域501包括在从x＝0、y＝0到x＝m、y＝m的对角线以下的所有电容器。第三区域503包括在从x＝n-m、y＝0到x＝n、y＝m的对角线以上的所有电容器。在两个对角线之间的所有剩余电容器属于第二区域502。

接着并行切换每个区域501至503的所有电容器。在电荷被均衡时，用于每个区域的所得电压是多个采样的加权平均值。在图4f中示出权值函数。在第二区域中获得的加权电压可以用来校正积分器偏移，在第一与第三区域之间的差值可以用于校正增益。

在低负载的DCM操作期间，低侧开关的接通时间可能太短而增益控制回路未正确操作。如果电流纹波变得更低，则在回路内的误差与纹波比较可以增加，这可能使增益设置去调谐。如果负载然后再次增加，则增益可能开始不正确从而造成错误估计电流。因此可以在一些周期内重新调整增益。有利地，可以在DCM操作期间去激活增益校正回路。用于去激活增益校正回路的标准可以是停用时间(在两个开关关断时)的长度、低侧开关的接通时间的长度和/或低侧开关的接通时间与时段的持续时间(也称为周期)比较的占空比。在去激活增益校正回路时，在连续导通模式(CCM)操作期间获得的最后增益设置可以被冻结并且直至转换器返回到CCM操作才可以被改变。

如果无附着的负载或者仅有附着的低负载，则一个选项是例如对于若干周期未进行切换。在这一情况下，偏移控制回路可以保持闭合以避免少量偏移误差随时间积分上至估计的电流的大误差。低侧开关未被长时间闭合就无有效电流信息可用。

在这样的情况下，可以用不同方式闭合偏移回路。在两个开关关断之时，电感器电流在某个时间之后达到零。估计的电流信号然后直接地用来控制偏移，因为它应当为零。用于将偏移控制回路从CCM模式切换成三态模式的标准可以是三态时段的长度或者相对于切换周期的占空比。

图6示出包括电流感测电路的一个具体实施例的如以上描述的具有电流估计器的切换转换器的实现方式。

PWM发生器601经由它的输出616和617以交替方式经由驱动器604、605驱动开关602和603。

DC电源提供经由开关602连接到节点606的电源电压VCC。节点606经由开关603连接到接地GND。可以实现开关602和603以及开关607为n沟道MOSFET。

因此，电源电压VCC连接到开关602的漏极，并且开关602的源极连接到节点606。节点606连接到开关603的漏极，并且开关603的源极连接到接地GND。经由驱动器604控制开关602的栅极，并且经由驱动器605控制开关603的栅极。

开关603的栅极与开关607的栅极连接，并且开关603的漏极与开关607的漏极连接。开关607的源极连接到运算放大器609的反相输入。运算放大器609的反相输入连接到接地GND。运算放大器609的非反相输入还经由电流源608连接到电源电压VCC，其中电流源608经由运算放大器609的输出来控制。运算放大器609的输出也连接到比较器612的一个输入。

可以在节点606确定转换器的切换信号(PHS信号)。节点606经由电感器613连接到节点610。可以在节点610确定电压VOUT。节点610经由电容器613连接到接地GND；节点610也经由电阻器615(负载)连接到接地GND。

积分器611的一个输入与节点606连接，并且积分器611的另一输入与节点610连接。因此，积分器611对在电感器613两端的电压进行积分并且基于这一积分输出估计的电流信号E。积分器611的输出连接到比较器612的另一输入，并且比较器612的输出被反馈到积分器611的配置输入(指示为信号P)。比较器612可以是如与图4b至图4d一起描述的提供比较功能的任何通用比较器或者任何电路装置。

因此，根据图6中所示示例，低侧开关603具有除了它们的源极连接之外并联连接的感测单元、即开关607。运算放大器609的输入连接到低侧开关603和感测单元、即开关607的源极连接器。运算放大器609的输出控制向感测单元、即开关607的源极中馈送它的电流的电流源608。运算放大器609的输入在开关607两端的电压降等于在开关603两端的电压降的情况下被平衡。负载电流与电流源608的电流之比然后可以等于开关603与开关607比较的导通率比值，该导通率比值可以是可预测的并且可以取决于开关603和感测单元、即所述开关607的设计。

电流感测电路的输出信号在运算放大器609的输出被供应并且也用来控制电流源608。这一输出信号在运算放大器609的输入被平衡时、即在包括运算放大器609和电流源608的控制回路已经达到基本上稳定状态时有效。

在开关607(感测单元)和运算放大器609未在相同芯片上的情况下，在达到这样的稳定状态之前的时间可以不仅依赖于运算放大器609和电流源608的设计而且依赖于寄生效应、比如焊线电感和耦合电容。在另一方面，电流感测电路的这样的调稳时间可以根据图4确定在时间t1与时间t2之间的延迟并且因此可能对转换器的切换频率施加不想要的影响或者限制。

图7示出可以在高转换器频率可操作的基于图6的切换转换器的实现方式。

图7中所示电路装置基于图6的图。与图6对照，输出617连接到驱动器605和反相器701，其中反相器的输出控制开关702和运算放大器609。开关可以是任何电子开关、例如MOSFET，该电子开关基于经由反相器701的控制来允许短路运算放大器609的两个输入。

也与图6对照，运算放大器609的输出仅连接到比较器703的一个输入，其中比较器703的另一输入连接到接地GND。比较器703的输出被反馈到积分器611的配置输入(指示为信号P)。

电流源608由估计信号E的积分器611的输出控制。在开关603和开关607(感测单元)的源极连接器之间的电压差由可以实现为宽带差动放大器的运算放大器609放大。这一差动放大器609可以无需精确增益、因此可以被布置为非反馈放大器。

与低侧开关603的控制信号相反的信号由反相器701供应并且对开关702进行控制，该开关对运算放大器609的输入进行短路并且可以可选地对运算放大器609进行内部门控。因此，在接通低侧开关603时，内部平衡运算放大器609的输入并且输出为零。如果估计的电流信号E未对应于负载电流，则在开关607(感测单元)两端的电压降不同于在开关603两端的电压降，并且在开关703被关断时在运算放大器609的输入两端出现差动电压。

然后如与图4d对应描述的那样进一步处理运算(宽带差动)放大器609的输出信号。

一旦参数控制回路已经达到稳态，运算放大器609的输出无需调稳，因为可以完全无漂移。在这样的情况下，在开关603的源极和在开关607的源极的电压相同，并且运算放大器609的输入被平衡。这一实施例允许DC/DC转换器的高操作(切换)频率。

图8示出基于图7的另一实施例。除了图7之外，还向运算放大器801供应它的输入在包括开关607(感测单元)和开关702的串联连接两端连接。因此，运算放大器801的非反相输入连接到节点606，并且运算放大器801的反相输入连接到接地GND。反相器701的输出也可以用来控制运算放大器801、例如可选地对运算放大器801进行内部门控。

运算放大器801的输出仅连接到比较器802的一个输入，其中比较器802的另一输入连接到接地GND。比较器802的输出连接到除法单元803。

与图7对照，比较器703的输出连接到除法单元803。除法单元803的输出被反馈到积分器611的配置输入(指示为信号P)。

除法单元803可以使用至少一个模数和/或至少一个数模转换器来实现、由此通过将比较器703的输出除以比较器802的输出来提供缩放。比较器802的输出基于转换器的切换信号PHS电源参考信号。有利地，根据图8的解决方案允许减少或者消除回路增益对开关603和607的导通率的依赖性。因此，增益回路的调稳时间变成更可再现并且因此可以被精确地设置。

这里提出的示例可以具体基于以下解决方案中的至少一种解决方案。具体而言，可以利用以下特征的组合以便达到希望的结果。方法的特征可以与设备或者系统的任何特征组合或者相反。

提供一种用于转换器的电流估计电路装置，该电流估计电路装置包括：

-积分器，用于对在转换器的电感器两端的电压进行积分；

-电流感测单元，用于获得与流过转换器的电子开关中的至少一个电子开关的电流关联的信号；以及

因此有利地，提供电流跟踪，该电流跟踪允许经由在转换器的电感器两端的电压确定流过这一电感器的电流，其中在闭合回路中校准这一电压以便快速地获得电流的高精确度表示。

在一个实施例中，转换器是DC/DC转换器。

在一个实施例中，至少两个参数包括积分器的增益和积分器的偏移中的至少一项。

在一个实施例中，控制单元被布置用于在闭合回路中基于比较积分器的输出与电流感测单元提供的信号来调整积分器的至少两个参数。

在一个实施例中，控制单元被布置用于在电流感测单元提供的信号有效时基于比较积分器的输出与这一信号来调整积分器的至少两个参数。

在一个实施例中，电流感测单元获得的信号在转换器的电子开关的切换时段的部分期间有效。

因此，电流感测单元可以在电子开关被关断时的时间期间被屏蔽。这可以通过短路电流感测运算放大器来实现。根据示例，电流感测运算放大器可以被布置为提供与流过电子开关的电流成比例的输出电压。

在一个实施例中，电子开关是转换器的高侧开关或者低侧开关。

在一个实施例中，电流感测单元包括与反相器的电子开关中的一个电子开关一起布置的感测单元。

在一个实施例中，感测单元与反相器的在典型操作模式下或者在运行时间期间比反相器的另一电子开关更长时间段地处于导通状态的电子开关一起布置。

在一个实施例中，电路装置包括驱动经过感测单元的电流的电流源，其中电流源由电流感测运算放大器控制。

在一个实施例中，电路装置包括驱动经过感测单元的电流的电流源，其中电流源由积分器的输出控制。

在一个实施例中，至少两个参数经由电流感测运算放大器来调整。

这样的实施例允许电路在高频率操作并且维持适当准确度水平。

在一个实施例中，控制单元被布置为在不连续导通模式期间未调整至少一个参数。

在一个实施例中，控制单元被布置为在不连续导通模式期间未调整积分器的增益。

在一个实施例中，控制单元被布置为基于以下标准中的至少一个标准在不连续导通模式期间未调整积分器的增益：

停用时间的长度；

低侧开关的接通时间的长度；以及

低侧开关的接通时间与时段的持续时间比较的占空比。

在一个实施例中，控制单元被布置为存储在连续导通模式期间获得的增益设置用于在转换器从不连续导通模式返回到连续导通模式时重用。

在一个实施例中，积分器和/或电流感测单元包括采样电容器阵列，其中阵列被划分成若干区域，其中在区域中存储的负载用于调整积分器的参数。

在一个实施例中，控制单元被布置用于：

-跟踪电流信号直至电子开关之一的活跃切换周期结束；

-存储跟踪的电流信号；

-确定在同一电子开关的后续活跃切换周期获得的后续电流信号值与先前存储的跟踪的电流信号的差值。

这可以通过控制单元的跟踪和保持功能来实现。可以进行电流信号的跟踪直至达到电子开关的接通时段的结束。然后可以例如数字地或者经由电容器存储(保持)跟踪的电流信号。接着，在电流信号变成有效时、即在已经再次接通电子开关之后和在电流信号达到稳定状态之后，可以比较先前存储的电流信号值与实际电流信号值。差值可以用来从周期到周期调整积分器的增益。

提供一种用于转换器的电流估计的方法，该方法包括以下步骤：

-经由积分器对在转换器的电感器两端的电压进行积分；

-获得与流过转换器的电子开关中的至少一个电子开关的电流关联的信号；以及

在一个实施例中，两个参数包括积分器的增益和积分器的偏移中的至少一项。

在一个实施例中，该方法包括以下步骤：在闭合回路中基于比较积分器的输出与电流感测单元提供的信号来调整积分器的至少两个参数。

在一个实施例中，该方法包括以下步骤：在电流感测单元提供的信号有效时基于比较积分器的输出与这一信号来调整积分器的至少两个参数。

在一个实施例中，电流感测单元获得的信号在预定数量的时间之后在转换器的电子开关的切换时段的部分期间有效直至设置或者振铃已经基本上衰减。

在一个实施例中，该方法包括以下步骤：

-在信号变成有效时开始跟踪直至该有效的持续时间结束；

-存储跟踪的信号；

-确定在来自后续切换时段的后续信号与存储的信号之间的差值；

-基于差值调整积分器的增益。

在一个实施例中，该方法包括以下步骤：

-在电流感测单元获得的信号有效时基于在这一信号与积分器提供的在电感器两端的积分的电压之间的差值调整积分器的偏移。

在一个实施例中，与流过电子开关中的至少一个电子开关的电流关联的信号经由与电子开关中的一个电子开关一起布置的感测单元来确定。

在一个实施例中，流过感测单元的电流由电流感测运算放大器控制的电流源提供。

在一个实施例中，流过感测单元的电流通过由对在电感器两端的电压进行积分的积分器的输出控制的电流源来提供。

在一个实施例中，该方法包括以下步骤：在不连续导通模式期间未调整至少一个参数。

在一个实施例中，该方法包括以下步骤：在不连续导通模式期间未调整积分器的增益参数。

在一个实施例中，该方法包括以下步骤：基于以下标准中的至少一个标准在不连续导通模式期间未调整积分器的增益：

-停用时间的长度；

-低侧开关的接通时间的长度；以及

-低侧开关的接通时间与时段的持续时间比较的占空比。

在一个实施例中，该方法包括以下步骤：存储在连续导通模式期间获得的增益设置用于在转换器从不连续导通模式返回到连续导通模式时重用。

提出一种用于转换器的电流估计的系统，所述系统包括：

-用于经由积分器对在转换器的电感器两端的电压进行积分的装置；

-用于获得与流过转换器的电子开关中的至少一个电子开关的电流关联的信号的装置；以及

提供一种包括如这里描述的电流估计电路装置的DC/DC降压转换器。

虽然已经公开本发明的各种示例实施例，但是本领域技术人员将清楚可以做出将实现本发明的优点中的一些优点的各种改变和修改而未脱离本发明的精神实质和范围。本领域技术人员将清楚可以适当地替换为执行相同功能的其它部件。应当提到参照具体图说明的特征即使在这尚未被明确地提到那些情况下仍然可以与其它图的特征组合。另外，可以在使用适当处理器指令的所有软件实现方式中或者在利用硬件逻辑与软件逻辑的组合以实现相同结果的混合实现方式中实现本发明的方法。对发明概念的这样的修改旨在于被所附权利要求覆盖。

Claims

1.一种用于转换器的电流估计电路装置，包括：

积分器，用于对在所述转换器的电感器两端的电压进行积分；

电流感测单元，用于获得与流过所述转换器的电子开关中的至少一个电子开关的电流关联的信号；以及

控制单元，用于基于比较所述积分器的输出与由所述电流感测单元提供的所述信号来调整所述积分器的至少两个参数。

2.根据权利要求1所述的电路装置，其中所述转换器是DC/DC转换器。

3.根据权利要求1所述的电路装置，其中所述至少两个参数包括所述积分器的增益和所述积分器的偏移中的至少一项。

4.根据权利要求1所述的电路装置，其中所述控制单元被布置用于在闭合回路中基于比较所述积分器的所述输出与由所述电流感测单元提供的信号来调整所述积分器的所述至少两个参数。

5.根据权利要求1所述的电路装置，其中所述控制单元被布置用于在由所述电流感测单元提供的信号有效时基于比较所述积分器的所述输出与这一信号来调整所述积分器的所述至少两个参数。

6.根据权利要求5所述的电路装置，其中由所述电流感测单元获得的所述信号在所述转换器的电子开关的切换时段的部分期间有效。

7.根据权利要求6所述的电路装置，其中所述电子开关是所述转换器的高侧开关或者低侧开关。

8.根据权利要求1所述的电路装置，其中所述电流感测单元包括与所述转换器的所述电子开关中的一个电子开关一起布置的感测单元。

9.根据权利要求8所述的电路装置，其中所述感测单元与所述转换器的在典型操作模式下或者在运行时间期间比所述转换器的另一电子开关更长时间段地处于导通状态的电子开关一起布置。

10.根据权利要求8所述的电路装置，包括驱动经过所述感测单元的电流的电流源，其中所述电流源由电流感测运算放大器控制。

11.根据权利要求8所述的电路装置，包括驱动经过所述感测单元的电流的电流源，其中所述电流源由所述积分器的输出控制。

12.根据权利要求11所述的电路装置，其中所述至少两个参数经由电流感测运算放大器来调整。

13.根据权利要求1所述的电路装置，其中所述控制单元被布置为在不连续导通模式期间未调整至少一个参数。

14.根据权利要求1所述的电路装置，其中所述控制单元被布置为在不连续导通模式期间未调整所述积分器的增益。

15.根据权利要求1所述的电路装置，其中所述控制单元被布置为基于以下标准中的至少一个标准在不连续导通模式期间未调整所述积分器的增益：

停用时间的长度；

低侧开关的接通时间的长度；以及

所述低侧开关的所述接通时间与切换周期比较的占空比。

16.根据权利要求1所述的电路装置，其中所述控制单元被布置为存储在连续导通模式期间获得的增益设置用于在所述转换器从不连续导通模式返回到所述连续导通模式时重用。

17.根据权利要求1所述的电路装置，其中所述积分器和/或所述电流感测单元包括采样电容器阵列，其中所述阵列被划分成若干区域，其中在所述区域中存储的负载用于调整所述积分器的所述参数。

18.根据权利要求1所述的电路装置，其中所述控制单元被布置用于跟踪电流信号直至所述电子开关之一的活跃切换周期结束；

存储所述跟踪的电流信号；

确定在同一电子开关的后续活跃切换周期获得的后续电流信号值与先前存储的所述跟踪的电流信号的差值。

19.一种用于转换器的电流估计的方法，包括：

经由积分器对在所述转换器的电感器两端的电压进行积分；

获得与流过所述转换器的电子开关中的至少一个电子开关的电流关联的信号；以及

基于比较所述积分器的输出与由电流感测单元提供的信号来调整所述积分器的至少两个参数。

20.根据权利要求19所述的方法，其中所述两个参数包括所述积分器的增益和所述积分器的偏移中的至少一项。

21.根据权利要求19所述的方法，包括在闭合回路中基于比较所述积分器的输出与由所述电流感测单元提供的所述信号来调整所述积分器的所述至少两个参数。

22.根据权利要求19所述的方法，包括在所述由电流感测单元提供的所述信号有效时基于比较所述积分器的输出与这一信号来调整所述积分器的所述至少两个参数。

23.根据权利要求22所述的方法，其中所述电流感测单元获得的所述信号在所述转换器的电子开关的切换时段的部分期间有效。

24.根据权利要求22所述的方法，其中所述电流感测单元获得的所述信号在预定数量的时间之后在所述转换器的电子开关的切换时段的部分期间有效直至设置或者振铃已经基本上衰减。

25.根据权利要求24所述的方法，包括：

在所述信号变成有效时开始跟踪直至所述有效的持续时间结束；

存储所述跟踪的信号；

确定在来自后续切换时段的后续信号与所述存储的信号之间的差值；

基于所述差值调整所述积分器的增益。

26.根据权利要求24所述的方法，包括：

在所述电流感测单元获得的所述信号有效时基于在这一信号与所述积分器提供的在所述电感器两端的所述积分的电压之间的差值调整所述积分器的偏移。

27.根据权利要求19所述的方法，其中与流过所述电子开关中的至少一个电子开关的所述电流关联的所述信号经由与所述电子开关中的一个电子开关一起布置的感测单元来确定。

28.根据权利要求27所述的方法，其中流过所述感测单元的电流由电流感测运算放大器控制的电流源提供。

29.根据权利要求27所述的方法，其中流过所述感测单元的电流通过由对在所述电感器两端的所述电压进行积分的所述积分器的输出控制的电流源来提供。

30.根据权利要求19所述的方法，包括在不连续导通模式期间未调整至少一个参数。

31.根据权利要求19所述的方法，包括在不连续导通模式期间未调整所述积分器的增益参数。

32.根据权利要求19所述的方法，包括基于以下标准中的至少一个标准在不连续导通模式期间未调整所述积分器的增益：

停用时间的长度；

低侧开关的接通时间的长度；以及

所述低侧开关的所述接通时间与切换周期比较的占空比。

33.根据权利要求19所述的方法，包括存储在连续导通模式期间获得的增益设置用于在所述转换器从不连续导通模式返回到所述连续导通模式时重用。

34.一种用于转换器的电流估计的系统，包括：

用于经由积分器对在所述转换器的电感器两端的电压进行积分的装置；

用于获得与流过所述转换器的电子开关中的至少一个电子开关的电流关联的信号的装置；以及

用于基于比较所述积分器的输出与所述电流感测单元提供的信号来调整所述积分器的至少两个参数的装置。

35.一种DC/DC降压转换器，包括根据权利要求1所述的电流估计电路装置。