CN104396129A - 开关电源电路 - Google Patents

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Abstract

在开关元件(Q1)的关断后，在开关元件(Q2)的寄生二极管(DQ2)导通的期间中将开关元件(Q2)接通，由此实现开关元件(Q2)的零电压开关。之后，在开关元件(Q2)中流动的电流从负向正(从漏极向源极去的方向)转换，该电流达到规定阈值时，将开关元件(Q2)关断。此后，在开关元件(Q1)的寄生二极管(DQ1)导通的期间中将开关元件(Q1)接通，由此实现开关元件(Q1)的零电压开关。

Description

开关电源电路
技术领域
本发明涉及开关电源电路。
背景技术
为了实现开关电源电路的低损耗，在专利文献1中公开有使开关元件在其施加电压大致为零时进行开关的方法。图10是在与专利文献1中公开的电路对应的开关电源电路901的电路图。电源电路901将来自电力输入部902的直流电压Vin转换为其它直流电压Vo输出(Vin＜Vo)。
在图10的电源电路901，在开关元件Q1的导通期间，在电感器L2蓄积能量，在开关元件Q1的断开期间，在电容器C1被充电之后变为放电状态。通过在该放电期间关断开关元件Q2，将蓄积在开关元件Q1的寄生电容的电荷放电，在开关元件两端的电压实质上为零的状态进行开关元件的接通(将这称为零电压开关)。电源电路901以电容器C1的充电电压被维持为恒定值Vc为前提。开关元件Q1侧为电容器C1的正极。
图11表示图10的电源电路901的动作时序图。在图11，纵轴与电压或电流对应，横轴与时间对应。在图11，波形911～919分别为开关元件Q1的栅极信号Q1g的电压波形、开关元件Q2的栅极信号Q2g的电压波形、在电感器L1流动的电流L1i的波形、在电感器L2流动的电流L2i的波形、在开关元件Q1流动的电流Q1i的波形、在开关元件Q2流动的电流Q2i的波形、在二极管D1流动的电流D1i的波形、开关元件Q1的漏极–源极间电压Q1v的波形、开关元件Q2的漏极–源极间电压Q2v的波形。对于电流Q1i、Q2i，以从漏极流至源极的电流的极性为正。
首先，在栅极信号Q1g被控制为高电平、开关元件Q1成为导通的期间(图11的时刻T0以前的期间)，在通过电力输入部902的正极、电感器L1、电感器L2、开关元件Q1和电力输入部902的负极的路径，流动开关元件Q1的电流Q1i、电感器L1的电流L1i和电感器L2的电流L2i，电流Q1i、L1i和L2i呈直线(以Vin/(L1+L2)的倾斜度)增加。在开关元件Q1的导通期间中，开关元件Q2成为断开，其结果是，电流Q2i成为零。以Ip表示在时刻T0的电流L1i、L2i和Q1i的值(Ip＞0)。
在时刻T0，当开关元件Q1被控制为断开时，开关元件Q1的电流Q1i从Ip减少至零，并且开关元件Q1的漏极–源极间电压Q1v增加，从开关元件Q2的源极向漏极开始流动电流Q2i，开关元件Q2的漏极–源极间电压Q2v减少。在时刻T0，在开关元件Q1被控制为断开时开始流动的电流Q2i的初始值为(–Ip)。
当电压Q1v在时刻T1达到电压“Vo+Vc”时，在通过电力输入部902的正极、电感器L1、二极管D1、电容器Co和电力输入部902的负极的路径以及通过电感器L1、电感器L2、开关元件Q2的寄生二极管、电容器C1和电容器Co的路径流动电流，其结果是，电流L1i呈直线(以(Vo–Vin)/L1的倾斜度)减少且电流L2i呈直线(以–Vc/L2的倾斜度)减少，并且，电流Q2i呈直线(以Vc/L2的倾斜度)增加且电流D1i(＝L1i–L2i)呈直线增加，在时刻T2电流Q2i成为零。控制电路910在时刻T1和T2间的期间、即在开关元件Q2流动负的电流Q2i的期间中关断开关元件Q2，由此实现开关元件Q2的零电压开关。
时刻T0以后，以“Vc/L2”的倾斜度从(–Ip)增加来的电流Q2i在时刻T2成为零之后也以同一倾斜度“Vc/L2”继续增加。通过在时刻T3使栅极信号Q2g成为低电平，由电感器L2和开关元件Q1的输出电容与开关元件Q2的输出电容开始谐振动作，电压Q1v减少并且电压Q2v增加，在时刻T4电压Q1v成为零。此外，由于该谐振动作，在时刻T3以后至后述的时刻T5为止，开关元件Q1的寄生二极管导通，流动负的电流Q1i。另外，在电容器C1的充电电压Vc为恒定的情况下，“(电容器C1的充电电流)＝(电容器C1的放电电流)”成立，因此，在时刻t3，L2i＝–Ip且Q2i＝Ip。
控制电路910在时刻T4电压Q1v成为零之后、在开关元件Q1流动负的电流Q1i的期间中(即在时刻T4和T5间的期间中)，通过使栅极信号Q1g成为高电平而实现开关元件Q1的零电压开关。时刻T3以后，电流Q1i和L2i呈直线(以Vo/L2的倾斜度)增加，电流D1i呈直线减少，在时刻T6，D1i＝0且L1i＝L2i＝Q1i。
另外，在专利文献2中公开有进行专利文献1的电流结构的改良的结构。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：美国专利5736842号说明书
专利文献2：日本专利第4114537号公报
发明内容
发明所要解决的问题
在图10的电源电路901，在零电压开关中利用的能量为“L1×Ip2÷2”。因此，当电源电路901的输入电压(Vin)和输出电流变大、Ip的值变大时，电感器L2的蓄积能量变大，电容器C1的充电电压为恒定的前提条件不再成立，难以实现零电压开关(关于该内容，在之后还会进行详细说明)。即，在电源电路901难以在宽的输入电压和输出电流的范围实现零电压开关。特别是在具有高频电流限制功能的开关电源电路，在对交流电压进行整流后，不平滑地进行开关，因此输入电压变动得大。因此，不能可靠地进行零电压开关所导致的损失的增加变得显著。另外，认为专利文献2的公开方法中还存在改良的余地。
因此，本发明的目的在于提供有助于实现低损耗的开关电源电路。
用于解决问题的方式
本发明的开关电源电路包括：对来自电力输入部的供给电流的通过进行导通/断开的第一开关元件；进行经上述第一开关元件输入的电力的蓄积和对电力输出部的输出的第一电感器；对流向上述电力输出部的电流进行整流的整流二极管；和使上述电力输出部的电压平滑的平滑用电容器，上述开关电源电路的特征在于，包括：第二电感器，其被插入到在上述第一开关元件的导通期间从上述电力输入部流至上述第一开关元件和上述第一电感器的电流的路径中；将第二开关元件和电压源串联地连接而形成的串联电路；和控制电路，其控制上述第一开关元件的接通以及上述第二开关元件的接通和关断，使得在上述第一开关元件接通时施加于上述第一开关元件的两端的电压和在上述第二开关元件接通时施加于上述第二开关元件的两端的电压成为规定值以下，上述串联电路连接在上述第二电感器和上述第一开关元件间的连接点与上述电力输出部之间，或者连接在上述连接点与上述电力输入部的具有负极电位的基准电位点之间，或者连接在上述连接点与上述电力输入部之间，或者连接在上述连接点与上述整流二极管的端子之间。
由此，能够应对开关电源电路的输入电压和输出电流的广范围变化，减少各开关元件的开关损失。
具体而言，例如上述控制电路根据在上述第二开关元件流动的电流和在上述第二电感器流动的电流中的至少一方控制上述第二开关元件的关断即可。
此外，例如上述电压源也可以输出对来自第二电压源的交流电压进行整流和平滑而得到的直流电压。
此时，例如也可以为如下方式：上述第二电压源由第三电感器构成，由上述第三电感器的感应电压形成上述交流电压。
通过利用第三电感器的感应电压形成电压源，能够以少的部件个数形成电压源。
此外，例如也可以为如下方式：上述第三电感器与上述第一电感器磁耦合。
由此，能够利用本来就需要的第一电感器得到第三电感器的感应电压，实现部件个数的增大抑制。
此外，具体而言例如也可以为如下方式：上述控制电路在从上述第一开关元件的关断起经过规定时间后将上述第二开关元件接通，之后，根据在上述第二开关元件流动的电流和在上述第二电感器流动的电流中的至少一方，关断上述第二开关元件，在从上述第二开关元件的关断起经过规定时间后将上述第一开关元件接通，根据上述电力输出部的电压决定再次关断上述第一开关元件的时刻。
此外，例如也可以为如下方式：上述电力输入部由交流电源、对来自上述交流电源的交流电力进行整流的整流电路、和对通过该整流得到的脉动电压的电力进行蓄积的电容器形成，将上述脉动电压输入到该开关电源电路，包含上述控制电路的控制部基于上述脉动电压、上述电力输出部的电压和在上述第一开关元件或上述第一电感器流动的电流，控制包含该开关电源电路的电路相对于上述交流电源的功率因数。
由此，能够实现开关损失的降低和功率因数的改善。
发明的效果
根据本发明，能够提供有助于低损耗的开关电源电路。
附图说明
图1是本发明的实施方式的开关电源电路的整体概略结构图。
图2是本发明的第一实施方式的开关电源电路的结构图。
图3是本发明的第一实施方式的开关电源电路的动作时序图。
图4是本发明的第一实施方式的开关电源电路的结构图。
图5是本发明的第二实施方式的开关电源电路的结构图。
图6是本发明的第三实施方式的开关电源电路的结构图。
图7是本发明的第四实施方式的开关电源电路的结构图。
图8是本发明的第五实施方式的开关电源电路的结构图。
图9是本发明的第六实施方式的开关电源电路的结构图。
图10是现有的开关电源电路的电路图。
图11是图10的开关电源电路的动作时序图。
具体实施方式
以下，参照附图对本发明的实施方式的例子进行具体说明。在所参照的各图，对相同的部分标注相同的附图标记，原则上省略关于相同部分的重复的说明。另外，在本说明书中，为了简化说明，有时通过记述参照信息、信号、物理量、状态量或部件等的记号或附图标记而省略或略记与该记号或附图标记对应的信息、信号、物理量、状态量或部件等的名称。此外，为了容易进行图10的现有电路与本实施方式的电路的对比，所以在本实施方式的说明中也使用与现有电路的说明中使用的记号相同的记号，但是在解释本实施方式的说明的情况下，无视现有电路的说明文，本实施方式的记载优先。
图1是本发明的实施方式的开关电源电路1的整体概略结构图。电源电路1利用开关将从电力输入部2供给的具有电压Vin的输入电力转换为具有电压Vo的输出电力，并将该输出电力输出至电力输出部3。也可以认为电力输入部2和电力输出部3中的至少一方包含在电源电路1的构成要素内。电力输入部2具有正极和负极，电力输入部2的负极接地。大地是具有与电力输入部2的负极电位一致的基准电位的基准电位点。电压Vin和Vo也可以为负的电压，但在以下的说明中，电压Vin和Vo为正的电压。
<<第一实施方式>>
对本发明的第一实施方式进行说明。图2是作为第一实施方式的电源电路1的开关电源电路1A的结构图。在第一实施方式中，电力输入部2a是电力输入部2的一个例子，输出直流电压Vin(后述的第二～第五实施方式中也相同)。电源电路1A包括控制电路10、电压源11、电流检测部12、二极管(整流二极管)D1、电容器(平滑用电容器)Co、第一电感器L1和第二电感器L2、第一开关元件Q1和第二开关元件Q2。由于在电源电路1A采用升压转换器(converter)方式，因此Vin＜Vo(后述的图5、图6、图7和图9的电源电路1B、1C、1D和1F也相同)。
在第一实施方式中，电力输入部2a以大地为基准从自身的正极输出直流电压Vin(在后述的第二～第五实施方式中也相同)。电力输入部2a的正极经由电感器L1与电感器2的一端连接，电感器L2的另一端经由开关元件Q1接地。电感器L1和L2间的连接点与二极管D1的阳极连接，二极管D1的阴极与电容器Co的正极连接。电容器Co的负极接地。电容器Co的正极相当于电力输出部3(参照图1)，电容器Co的正极电压相当于电力输出部3(参照图1)的电压Vo。在电感器L2和开关元件Q1间的连接点与二极管D1和电容器Co间的连接点(即二极管D1的阴极)之间，连接有电压源11、电流检测部12和开关元件Q2的串联电路。
开关元件Q1和Q2是N沟道型的MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应管)。在开关元件Q1，漏极与电感器L2连接，源极接地。在开关元件Q2，漏极与二极管D1的阴极连接，源极经由电流检测部12与电压源11的负极连接。电压源11的正极与电感器L2和开关元件Q1间的连接点(即开关元件Q1的漏极)连接。二极管DQ1和DQ2分别为开关元件Q1和Q2的寄生二极管(体二极管)。因此，二极管DQ1以从开关元件Q1的源极向漏极去的方向为顺方向地与开关元件Q1的源极和漏极并联连接，二极管DQ2以从开关元件Q2的源极向漏极去的方向为顺方向地与开关元件Q2的源极和漏极并联连接。
电压源11是以自身的负极为基准从自身的正极输出恒定的直流电压V11的恒压源。电流检测部12是对在开关元件Q2的漏极和源极间流动的电流Q2i进行检测的电流传感器。不过，电流检测部12也可以对在电感器L2流动的电流L2i进行检测。在这种情况下，例如电流检测部12既可以被插入到电感器L1和二极管D1间的连接点与电感器L2之间，也可以被插入到开关元件Q1和电压源11间的连接点与电感器L2之间。或者，电流检测部12还可以对电流Q2i和L2i双方进行检测。
控制电路10基于电流检测部12的检测电流信息(即，电流Q2i或电流L2i的检测值)和输出电压信息，进行开关元件Q1和Q2的导通/断开控制。在开关电源电路1A设置有检测输出电压Vo的电压检测部(未图示)，输出电压信息是表示输出电压Vo的检测值的信息(在后述的其它实施方式的开关电源电路中也相同)。不过，在图2，不进行输出电压信息被提供至控制电路10的样子的图示(在后述的图4～图8中也相同)。控制电路10还可以使用在电感器L1或开关元件Q1流动的电流的信息，进行开关元件Q1和Q2的导通/断开控制(关于该信息的利用方法在第六实施方式中后述)。
图3是电源电路1A的动作时序图。在图3，纵轴对应电压或电流，横轴对应时间。在图3，波形311～319分别为开关元件Q1的栅极信号Q1g的电压波形、开关元件Q2的栅极信号Q2g的电压波形、在电感器L1流动的电流L1i的波形、在电感器L2流动的电流L2i的波形、在开关元件Q1流动的电流(漏极电流)Q1i的波形、在开关元件Q2流动的电流(漏极电流)Q2i的波形、在二极管D1流动的电流D1i的波形、开关元件Q1的漏极–源极间电压(以源极电位为基准的漏极电位)Q1v的波形、开关元件Q2的漏极–源极间电压(以源极电位为基准的漏极电位)Q2v的波形。
开关元件Q1的栅极信号Q1g表示以开关元件Q1的源极电位为基准的开关元件Q1的栅极电位(栅极信号Q2g也相同)。控制电路10将高电平的电压信号或比高电平低的低电平的电压信号供给至开关元件Q1和Q2的栅极。在对开关元件Q1的栅极供给高电平的电压信号时，开关元件Q1成为导通(开关元件Q1的漏极和源极间导通)，在对开关元件Q1的栅极供给低电平的电压信号时，开关元件Q1成为断开(开关元件Q1的漏极和源极间被遮断)。开关元件Q2也相同。关于电流L1i，以从电力输入部2a流至电感器L1和L2间的连接点的电流的极性为正。关于电流L2i，以从电感器L1和L2间的连接点流至电感器L2和开关元件Q1间的连接点的电流的极性为正。在开关元件Q1，电流Q1i为在开关元件Q1的漏极–源极间流动的电流，包含在寄生二极管DQ1流动的电流成分(开关元件Q2也相同)。关于电流Q1i和Q2i，以从漏极向源极去的电流的极性为正。
参照图3，对电源电路1A的动作进行说明。另外，时间按时刻t0～t6的顺序进行。此外，在以下的数学式中，L1、L2分别表示电感器L1和L2的电感值。此外，将开关元件Q1成为导通的期间、成为断开的期间分别也称为开关元件Q1的导通期间、断开期间(开关元件Q2也相同)。
首先，在栅极信号Q1g被控制为高电平，开关元件Q1成为导通的期间(图3的时刻t0以前的期间)，在通过电力输入部2a的正极、电感器L1、电感器L2、开关元件Q1和电力输入部2a的负极的路径，流动开关元件Q1的电流Q1i、电感器L1的电流L1i和电感器L2的电流L2i，电流Q1i、L1i和L2i呈直线(以Vin/(L1+L2)的倾斜度)增加。在开关元件Q1的导通期间中，开关元件Q2成为断开，其结果是，电流Q2i为零。
在时刻t0，控制电路10将栅极信号Q1g从高电平切换为低电平，使开关元件Q1关断。以Ip表示在时刻t0的电流L1i、L2i和Q1i的值(Ip＞0)。在时刻t0，当开关元件Q1被控制为断开时，开关元件Q1的电流Q1i从Ip减少至零，并且开关元件Q1的漏极–源极间电压Q1v增加，从开关元件Q2的源极向漏极开始流动电流Q2i，开关元件Q2的漏极–源极间电压Q2v减少。在时刻T0，在开关元件Q1被控制为断开时开始流动的电流Q2i的初始值为(–Ip)。
当在时刻t0上升的电压Q1v在时刻t1达到电压“Vo+V11”时，在通过电力输入部2a的正极、电感器L1、二极管D1、电容器Co和电力输入部2a的负极的路径，以及通过电感器L1、电感器L2、电压源11、电流检测部12、开关元件Q2的寄生二极管DQ2和电容器Co的路径流动电流，其结果是，电流L1i呈直线(以(Vo–Vin)/L1的倾斜度)减少且电流L2i呈直线(以–V11/L2的倾斜度)减少，并且，电流Q2i呈直线(以V11/L2的倾斜度)增加且电流D1i(＝L1i–L2i)呈直线增加，在时刻t2电流Q2i为零。控制电路10在时刻t1和t2间的期间、即在开关元件Q2流动负的电流Q2i的期间中，将栅极信号Q2g从低电平切换为高电平(将开关元件Q2关断)，由此实现开关元件Q2的零电压开关。
在开关元件Q2，在寄生二极管DQ2的导通期间中，严格来说与寄生二极管DQ2的电压降低的量相应地、源极–漏极间电压Q2v取负的值，与漏极相比源极侧成为高电位的状态下的接通一般不产生开关损失。因此，将寄生二极管DQ2的导通期间中的源极–漏极间电压Q2v视作零，在该期间中的开关元件Q2的接通称为开关元件Q2的零电压开关。开关元件Q1也相同。
时刻t0以后，以“V11/L2”的倾斜度从(–Ip)增加来的电流Q2i在时刻t2成为零之后也以同一倾斜度“V11/L2”继续增加，在时刻t3达到规定阈值Ith(Ith＞0)。与之对应地，在时刻t0以后，以“–V11/L2”的倾斜度从Ip开始减少的电流L2i在时刻t2成为零之后也以相同的倾斜度“–V11/L2”继续减少，在时刻t3达到(–Ith)。电流检测部12如上述那样将电流Q2i或L2i的检测值传达至控制电路10(在图2的电路例中为电流Q2i的检测值)。当控制电路10确认到电流Q2i从电流检测部12的检测值增加至规定值Ith时(或者，当确认到电流L2i减少至规定值(–Ith)时)，使栅极信号Q2g成为低电平，由此使开关元件Q2关断。
通过开关元件Q2的关断，由电感器L2和开关元件Q1的输出电容与开关元件Q2的输出电容开始谐振动作，电压Q1v逐渐减少并且电压Q2v逐渐增加，在时刻t4电压Q1v成为零。此外，由于该谐振动作，在时刻t3以后至后述的时刻t5为止，开关元件Q1的寄生二极管DQ1导通，流动负的电流Q1i。另外，开关元件Q1的输出电容是指开关元件Q1的源极–漏极间的静电电容(寄生电容)(开关元件Q2也相同)。
控制电路10在时刻t4电压Q1v成为零以后、在开关元件Q1流动负的电流Q1i的期间中(即在时刻t4和t5间的期间中)，将栅极信号Q1g从低电平切换为高电平(将开关元件Q1接通)，由此实现开关元件Q1的零电压开关。在时刻t3以后，电流Q1i和L2i呈直线(以Vo/L2的倾斜度)增加，电流D1i呈直线减少，在时刻t6，D1i＝0且L1i＝L2i＝Q1i。在时刻t6以后，控制电路10基于输出电压信息(输出电压Vo的检测值)，决定开关元件Q1的下一次的关断时刻。
如图3的电流Q2i的波形316那样，电压源11的输入电流与电压源11的输出电流也多不相等。电压源11的输入电流是指从开关元件Q1和电感器L2的连接点流入到电压源11的电流，电压源11的输出电流是指从电压源11流出至开关元件Q1和电感器L2的连接点的电流。
因为在开关元件Q2流动的电流Q2i通过电压源11，所以在电压源11输入电流与输出电流不相等意味着电流Q2i的负的最大值(–Ip)与正的最大值(Ith)不相等。在图3的例子中，“电压源11的输入电流”＜“电压源11的输出电流”，即︱Ip︱＜︱Ith︱。
在将图2的电压源11的输入电流看作为图10的电容器C1的充电电流(即，图10的从Q2向C1去的方向的电流)、并且将图2的电压源11的输出电流看作为图10的电容器C1的放电电流(即，图10的从C1向Q2的方向去的电流)时，图3的状况(“电压源11的输入电流＜电压源11的输出电流”的状况)相当于图10的结构中的“电容器C1的充电电流＜电容器C1的放电电流”的状况，在图10的电路出现该状况时，图10的电容器C1的电压Vc降低。图10的电路以电容器C1的电压Vc被维持为恒定值为前提，因此与“︱Ip︱＜︱Ith︱”对应的不等式“电容器C1的充电电流＜电容器C1的放电电流”成立，当电容器C1的电压Vc降低时，不能实现零电压开关。与此相对，因为在图2的电路设置有电压源11，所以即使︱Ip︱比零电压开关中需要的规定电压值Ith小，也可以在开关元件Q2的接通后可靠地将Q2i(＝–L2i)提升至Ith。即，在图2的电路中，能够不依赖于︱Ip︱的值，可靠地实现零电压开关。
Ip的值随着开关电源电路的输入电压(Vin)和输出电流的变化而变化，当如本实施方式那样构成开关电源电路时，还能够应对输入电压和输出电流的广范围变化，可靠地实现开关元件Q1和Q2的电压开关。
图4表示包括电压源11和电流检测部12的具体的电路结构例的、电源电路1A的电路图。在图4的电源电路1A中，电压源11由与电感器L1磁耦合的电感器L3和与电感器L3并联连接的整流平滑电路形成。该整流平滑电路包括二极管D2和电容器C1。在图4的电源电路1A中，电流检测部12由电阻R1形成。更具体而言，在图4的电源电路1A中，开关元件Q2的源极与电阻R1的一端连接，电阻R1的另一端与电容器C1的负极和电感器L3的一端共同连接。电感器L3的另一端与二极管D2的阳极连接，二极管D2的阴极与电容器C1的正极连接并且与电感器L2和开关元件Q1的漏极间的连接点连接。
在图4的电源电路1A中，当开关元件Q1导通/断开时，在电感器L3感应具有与电感器L1的两端子间电压的极性相同的极性的电压，该电压是电感器L1的两端子间电压的匝数比(作为电感器L3的线圈的匝数的相对于作为电感器L1的线圈的匝数的比)倍的电压。对由还能够称为第二电压源的电感器L3(第三电感器)产生的交流的感应电压，利用二极管D2进行整流，利用电容器C1进行平滑，由此将电容器C1的正极和负极间电压保持为恒压(直流电压V11)(即，实现恒压源11)。根据该结构，在实现零电压开关时，即使电容器C1的放电电流(图3的时刻t2与t3间的Q2i的总电流量)比电容器C1的充电电流(图3的时刻t0与t2间的Q2i的总电流量)大，也能够通过电感器L3的感应电压的整流平滑，补充从放电电流看时的充电电流的不足量，因此电容器C1的充电电压被维持为恒压(V11)。
在图4的电路结构中，因为利用电感器的感应电压形成电压源11，所以能够以少的部件个数形成电压源11。另外，在图4的电路中，将电感器L3与电感器L1磁耦合，但是并不限定于此，也可以将电感器L3与电感器L2磁耦合，还可以与和电源电路1A电连接的其它转换器(未图示)的电感器或变压器磁耦合，通过这些方式均能够获得同样的效果。
此外，在图4的电路中，电阻R1的两端间电压作为与电流Q2i的值相应的电压信号被提供至控制电路10，从而实现电流Q2i的检测。另外，也可以使用电阻R1以外的元件(例如变流器)形成电流检测部12。此外，电流检测部12也可以通过检测开关元件Q2的漏极–源极间电压Q2v来检测电流Q2i。在这种情况下，电流检测部12检测电压Q2v，基于检测电压值和已知的导通电阻值(即，开关元件Q2为导通时的、开关元件Q2的漏极–源极间的电阻值)检测电流Q2i的值即可。虽然基于电压Q2v的电流Q2i的检测在开关元件Q2的断开期间不能利用，但电流检测部12的检测结果可以用于决定开关元件Q2的关断时刻(t3)，所以知道开关元件Q2的导通期间中的Q2i就足够了。
<<第二实施方式>>
对本发明的第二实施方式进行说明。第二实施方式和后述的第三～第七实施方式是以第一实施方式为基础的实施方式，关于第二～第七实施方式中未特别说明的事项，只要不矛盾，第一实施方式的记载也能够应用于第二～第七实施方式。
图5是作为第二实施方式的电源电路1的开关电源电路1B的结构图。电源电路1B具有与第一实施方式的电源电路1A所具有的构成要素相同的构成要素，电源电路1B的电压源11和电流检测部12的详细结构也可以与在第一实施方式中说明的电压源11和电流检测部12的详细结构相同。
电力输入部2a、电感器L1、电感器L2、开关元件Q1、二极管D1和电容器Co的连接关系在电源电路1A和1B中相同。不过，在图2的电源电路1A中，开关元件Q2和电压源11的串联电路连接在电感器L2和开关元件Q1的连接点与电力输出部(电容器Co的正极)之间，与此相对，在图5的电源电路1B中，该串联电路连接在电感器L2和开关元件Q1的连接点与接地之间。
更具体而言，在图5的电源电路1B中，电压源11的负极接地，电压源11的正极与开关元件Q2的漏极连接，开关元件Q2的源极经由电流检测部12与电感器L2和开关元件Q1的漏极间的连接点连接。在电源电路1B中，电流检测部12也可以检测电流Q2i或检测电流Q2i和电流L2i。在电源电路1B中也能够利用与电源电路1A同样的方法实现开关元件Q1和Q2的零电压开关。
<<第三实施方式>>
对本发明的第三实施方式进行说明。图6是作为第三实施方式的电源电路1的开关电源电路1C的结构图。电源电路1C具有与第一实施方式的电源电路1A所具有的构成要素相同的构成要素，电源电路1C的电压源11和电流检测部12的详细结构也可以与在第一实施方式中说明的电压源11和电流检测部12的详细结构相同。
电力输入部2a、电感器L1、电感器L2、开关元件Q1、二极管D1和电容器Co的连接关系在电源电路1A和1C间相同。不过，在图2的电源电路1C中，开关元件Q2和电压源11的串联电路连接在电感器L2和开关元件Q1的连接点与电力输入部2a之间。
更具体而言，在图6的电源电路1C中，电压源11的负极与电力输入部2a的正极和电感器L1间的连接点连接，电压源11的正极与开关元件Q2的漏极连接，开关元件Q2的源极经由电流检测部12与电感器L2和开关元件Q1的漏极间的连接点连接。在电源电路1C中，电流检测部12也可以检测电流Q2i或检测电流Q2i和电流L2i。在电源电路1C中也能够利用与电源电路1A同样的方法实现开关元件Q1和Q2的零电压开关。
<<第四实施方式>>
对本发明的第四实施方式进行说明。在第四实施方式中，对电压源11的具体结构的变形例进行说明。图7是作为第四实施方式的电源电路1的开关电源电路1D的结构图。电源电路1D具有与图2的电源电路1A所具有的构成要素相同的构成要素。不过，电源电路1D的电压源11的内部结构与第一实施方式中表示的电压源11(参照图4)不同，电源电路1D的电压源11由输出恒定的直流电压V13的电压源13、电容器C1和C2、二极管D3以及电压转换器(inverter)14形成。电流检测部12的具体结构也可以与第一实施方式相同。在图7的电源电路1D中，作为一个例子，由被插入至电压源11与开关元件Q2间的电阻R1形成电流检测部12。除了电压源11的详细结构不同以外，电力输入部2a、电感器L1、电感器L2、开关元件Q1、二极管D1、电容器Co电压源11、电流检测部12和开关元件Q2的连接关系在电源电路1A与1D间相同。
电压转换器14具有一对输入端子和一对输出端子。在图7的例子中，电压转换器14的输入端子由端子14a和14c构成，电压转换器14的输出端子由端子14b和14c构成。电压转换器14以端子14c的电位为基准将施加至端子14a和14c间的正的输入电压转换为负的输出电压，将该负的输出电压以端子14c的电位为基准输出至端子14b和14c间。二极管D3和电容器C2形成整流平滑电路。作为电压转换器14一般已知有采用开关电容器方式的器件。
在电源电路1D中，电压源13的负极接地，电压源13的正极与二极管D3的阳极连接，二极管D3的阴极与端子14a连接，电容器C1的正极和负极分别与端子14c和14b连接，在端子14a与14c间连接有电容器C2，电容器C1的正极与电感器L2和开关元件Q1的漏极间的连接点连接，电容器C1的负极经由电流检测部12与开关元件Q2的源极连接。
当开关元件Q1导通时，在通过电压源13、二极管D3和电容器C2的路径流动电流，电容器C2被充电至电压V13。当开关元件Q1断开时，二极管D3的阴极电位与二极管D3的阳极电位相比成为高电位，因此，二极管D3成为断开。伴随这样的动作的电路一般被称为自举电路。电压转换器14将输向自身的输入电压、即电容器C2的充电电压(＝V13)转换为所期望的负电压，将电容器C1的充电电压维持为恒压。
在第四实施方式中也能够获得与第一实施方式同样的效果。也可以将图7所示的电压源11的电路结构应用于第二或第三实施方式的电压源11，还可以应用于后述的第五和第六实施方式的电压源11。
<<第五实施方式>>
对本发明的第五实施方式进行说明。在第一～第四实施方式中，在开关电源电路1采用升压转换器方式，也可以在开关电源电路1采用降压转换器方式。图8是作为第五实施方式中的电源电路1的开关电源电路1E的结构图。由于在电源电路1E中采用降压转换器方式，所以Vin＞Vo。电源电路1E具有与第一实施方式的电源电路1A所具有的构成要素相同的构成要素，电源电路1E的电压源11和电流检测部12的详细结构也可以与第一或第四实施方式中说明的电压源11和电流检测部12的详细结构相同。不过，在电源电路1E中，伴随采用降压转换器方式，在电感器L2和开关元件Q1的连接点与二极管D1的端子(二极管D1、电感器L1和电感器L2间的连接点)之间连接有开关元件Q2和电压源11的串联电路。
以下，对电源电路1E中的详细的部件连接关系进行说明。电力输入部2a的正极与开关元件Q1的漏极连接，电力输入部2a的负极接地。开关元件Q1的源极与电感器L2的一端连接并且经由电流检测部12与开关元件Q2的漏极连接。电感器L2的另一端与电压源11的正极、二极管D1的阴极和电感器L1的一端共同连接，电感器L1的另一端与电容器Co的正极连接。电容器Co的负极和二极管D1的阳极接地。开关元件Q2的源极与电压源11的负极连接。
在电源电路1E中也能够利用与电源电路1A同样的方法实现开关元件Q1和Q2的零电压开关，由此能够获得与第一实施方式同样的效果。
<<第六实施方式>>
对本发明的第六实施方式进行说明。图9是作为第六实施方式的电源电路1的开关电源电路1F的结构图。电源电路1F具有与第一实施方式的电源电路1A所具有的构成要素相同的构成要素，并进一步具有电流检测部15。电源电路1F的电压源11和电流检测部12的详细结构也可以与在第一或第四实施方式中说明的电压源11和电流检测部12的详细结构相同。
电感器L1、电感器L2、开关元件Q1、二极管D1、电容器Co、开关元件Q2、电流检测部12和电压源11的连接关系在电源电路1A和1F中相同。电流检测部15是检测在开关元件Q1的漏极与源极间流动的电流Q1i的电流传感器。不过，电流检测部15也可以检测在电感器L1中流动的电流L1i。或者，电流检测部15也可以检测电流Q1i和L1i的双方。在图9的电路例中，电流检测部15被插入在开关元件Q1的源极与接地之间。电流检测部15的结构可以与上述电流检测部12的结构同样。
在电源电路1F，电力输入部2(参照图1)作为电力输入部2b形成。电力输入部2b包括：输出交流电压Vin_ac的交流电源(例如商用交流电源)；对交流电压Vin_ac进行全波整流的二极管电桥(整流电路)BD1；和蓄积通过全波整流而得到的脉动电压的电力的电容器C3。通过二极管电桥BD1的全波整流而得到的脉动电压被施加至电容器C3并且作为输入电压Vin被输入至电源电路1F。电容器C3的正极通过电感器L1与电感器L2和二极管D1间的连接点连接，电容器C3的负极接地。
电源电路1F的控制电路10包括通过附图标记16～25参照的各部位，根据电流检测部12的检测电流信息(即，电流Q2i或电流L2i的检测值)、电流检测部15的检测电流信息(即，电流Q1i或电流L1i的检测值)、输出电压信息、输入电压信息，进行开关元件Q1和Q2的导通/断开控制，由此不仅能够实现开关元件Q1和Q2的零电压开关而且还能够实现功率因数的改善。在电源电路1F设置有检测输出电压Vo的电压检测部(未图示)和检测作为施加至电容器C3的脉动电压的输入电压Vin的电压检测部(未图示)。输出电压信息和输入电压信息分别是表示输出电压Vo的检测值的信息和表示输入电压Vin的检测值的信息。
误差放大器16将输出电压Vo(或将输出电压Vo分压而得到的电压)与规定的基准电压进行比较，输出与它们的差成比例的电压信号。乘法器17将误差放大器16的输出电压信号与表示作为输入电压信息的上述脉动电压的电压信号相乘，输出相乘结果的信号(全波整流电压波形状的电压信号)。比较器18将乘法器17的输出信号与电流检测部15的输出信号(即，与电流Q1i或L1i成比例的电压信号)进行比较。
比较器18在电流检测部15的输出信号比乘法器17的输出信号大的第一状态输出高电平的电压信号，在电流检测部15的输出信号在比乘法器17的输出信号小的第二状态输出低电平的电压信号。比较器18的输出信号被输入至作为RS型触发器形成的触发器21的复位端子。因此，在从第二状态向第一状态切换时，来自比较器18的高电平的电压信号被输入到触发器21的复位端子，结果从触发器21的Q端子经由驱动器22向开关元件Q1的栅极供给低电平的电压信号，开关元件Q1关断。该动作相当于图3的时刻t0的动作，通过该动作在电感器L1和开关元件Q1流动的电流的峰值成为与输入电压Vin(上述脉动电压)成比例的值。这从交流电源来看，等效于以包含电源电路1F和与电源电路1F的电力输出部连接的负载的整个电路具有电阻负载的方式发挥作用。即，控制电路10能够基于输入电压信息、输出电压信息和电流检测部15的检测电流信息，对上述整个电路相对于交流电源(通过交流电压Vin_ac产生的交流电力)的功率因数进行控制和改善。
来自比较器18的高电平的电压信号经由死区时间(dead time)生成电路23被输入到作为RS型触发器形成的触发器24的复位端子，来自触发器24的Q端子的信号经由驱动器25被供给到开关元件Q2的栅极。因此，在从开关元件Q1的关断起经过规定的死区时间之后，实现开关元件Q2的接通。该动作相当于图3的时刻t1和t2间的动作。
另一方面，电流检测部12的输出信号(即，与电流Q2i或L2i成比例的电压信号)被输入到比较器19。比较器19将电流检测部12的输出信号和与规定的电流值(Ith)对应的电压信号进行比较，在电流检测部12的输出信号所示的电流值成为规定的电流值以上时，向触发器24的复位端子输出高电平的电压信号。结果，从触发器24的Q端子输出低电平的电压信号，该低电平的电压信号经由驱动器25被供给到开关元件Q2的栅极，由此实现开关元件Q2的关断。该动作相当于图3的时刻3的动作。
此外，来自比较器19的高电平的电压信号经由死区时间生成电路20被输入到触发器21的复位端子，来自触发器21的Q端子的输出信号经由驱动器22被供给到开关元件Q1的栅极，因此，在从开关元件Q2的关断起经过规定的死区时间之后，实现开关元件Q1的接通。该动作相当于图3的时刻t4和t5间的动作。
如上所述，在电源电路1F能够实现第一实施方式中说明的效果，并且还能够实现功率因数的改善。即，在具有功率因数改善电路的开关电源电路中，也能够应对输入电压和输出电流的广范围变化，可靠地实现开关元件Q1和Q2的零电压开关。另外，在图9，使用相对于第一实施方式的电路结构具有功率因数改善功能的第六实施方式的控制电路10，也可以将第六实施方式应用到第二～第五实施方式中的任一实施方式(即，也可以将图9的控制电路10作为第二～第五实施方式的电源电路1B～1E中的任一控制电路10使用)。
<<第七实施方式>>
对本发明的第七实施方式进行说明。在第七实施方式中，对在全部第一～第六实施方式中共同的事项或与第一～第六实施方式的一部分相关联的事项进行说明。在第七实施方式中说明的开关电源电路1和控制电路10是指开关电源电路1A～1F中的任意开关电源电路和开关电源电路1A～1F的任意控制电路10。
在开关电源电路1中，开关元件Q1对来自电力输入部2(2a、2b)的供给电流的通过进行导通/断开，电感器L1进行从电力输入部2(2a、2b)经由开关元件Q1输入到自身的电力的蓄积和将其蓄积了的电力向电力输出部3的输出，二极管D1(整流二极管)进行流向电力输出部3的电流的整流，电容器Co(平滑用电容器)使电力输出部3的电压(Vo)平滑，电感器L2被插入到在开关元件Q1的导通期间从电力输入部2(2a、2b)流至开关元件Q1和电感器L1的电流的路径中，控制电路10利用开关元件Q2和电压源11的串联电路，决定并控制开关元件Q1的接通以及开关元件Q2的接通和关断的时刻，使得在开关元件Q1的接通时施加于开关元件Q1的两端的电压Q1v和在开关元件Q2的接通时施加于开关元件Q2的两端的电压Q2v均成为规定值VREF以下。
电压Q1v和Q2v成为规定值VREF以下是指，电压Q1v和Q2v的绝对值为规定值VREF以下，VREF≥0。如果将寄生二极管DQ1、DQ2的导通时的电压Q1v、Q2v看作零，则规定值VREF也可以为零。在寄生二极管DQ1的导通时使开关元件Q1接通属于开关元件Q1的接通时的电压Q1v为规定值VREF以下的情况，在寄生二极管DQ2的导通时使开关元件Q2接通属于开关元件Q2的接通时的电压Q2v为规定值VREF以下的情况。
控制电路10能够根据电流Q2i或L2i决定并控制开关元件Q2的关断的时刻，控制电路10也可以根据电流Q2i和L2i的双方决定并控制开关元件Q2的关断的时刻。在参照其双方的情况下，控制电路10最终也如图3所示那样，在电流Q2i增加达到阈值Ith时或电流L2i减少达到阈值(–Ith)时进行开关元件Q2的关断。
为了实现零电压开关，控制电路10在从关断开关元件Q1的时刻(t0)起经过规定时间的时刻，将开关元件Q2接通。根据电源电路1的电路特性预先设定其规定时间的长度，以使得在将开关元件Q2接通的时刻寄生二极管DQ2导通即可。之后，在电流Q2i或L2i达到规定阈值(Ith或–Ith)时，控制电路10将开关元件Q2关断，在从将开关元件Q2关断的时刻(t3)起经过规定时间后的时刻，将开关元件Q1接通。根据电源电路1的电路特性预先设定其规定时间的长度，以使得在将开关元件Q1接通的时刻寄生二极管DQ1导通即可。之后，控制电路10基于输出电压信息(输出电压Vo的检测值)，决定将开关元件Q1再次关断的时刻。因此，成为控制电路10基于输出电压信息控制开关元件Q1的导通断开的反复频率(即开关元件Q1的开关频率)和占空比。
<<变形等>>
本发明的实施方式能够在权利要求的范围内所示的技术思想的范围内适当地进行各种变更。以上的实施方式仅为本发明的实施方式的例子，本发明及各构成元件的用语的意义并不被以上的实施方式中记载的内容限制。上述的说明文中出示的具体的数值仅为例示，当然能够将它们变更为各种数值。作为能够应用于上述实施方式的注释事项，以下记作注释1和注释2。各注释中记载的内容只要不矛盾，就能够任意地进行组合。
[注释1]
在上述的电路例中，开关元件Q1和Q2作为N沟道型的MOSFET形成，在开关电源电路1(1A～1F)，也可以将开关元件Q1和Q2作为P沟道型的MOSFET形成，也可以利用不被分类为MOSFET的半导体开关元件(接合型场效应晶体管、双极晶体管等)形成开关元件Q1和Q2。
[注释2]
此时，只要不是由于开关元件Q1和Q2的形成而作为寄生二极管附带形成二极管DQ1和DQ2，就可以将二极管DQ1和DQ2作为另外的部件设置在开关电源电路1(1A～1F)。此外，即使在由于开关元件Q1和Q2的形成而附带形成寄生二极管的情况下，也可以将二极管DQ1和DQ2作为另外的部件设置在开关电源电路1(1A～1F)。
附图标记的说明
1、1A～1F  开关电源电路
2、2a、2b  电力输入部
3   电力输出部
10  控制电路
11  电压源
12、15  电流检测部
Q1、Q2  开关元件
L1、L2  电感器

Claims (7)

1.一种开关电源电路，其包括：对来自电力输入部的供给电流的通过进行导通/断开的第一开关元件；进行经所述第一开关元件输入的电力的蓄积和对电力输出部的输出的第一电感器；对流向所述电力输出部的电流进行整流的整流二极管；和使所述电力输出部的电压平滑的平滑用电容器，所述开关电源电路的特征在于，包括：
第二电感器，其被插入到在所述第一开关元件的导通期间从所述电力输入部流至所述第一开关元件和所述第一电感器的电流的路径中；
将第二开关元件和电压源串联地连接而形成的串联电路；和
控制电路，其控制所述第一开关元件的接通以及所述第二开关元件的接通和关断，使得在所述第一开关元件接通时施加于所述第一开关元件的两端的电压和在所述第二开关元件接通时施加于所述第二开关元件的两端的电压成为规定值以下，
所述串联电路连接在所述第二电感器和所述第一开关元件间的连接点与所述电力输出部之间，或者连接在所述连接点与具有所述电力输入部的负极电位的基准电位点之间，或者连接在所述连接点与所述电力输入部之间，或者连接在所述连接点与所述整流二极管的端子之间。
2.如权利要求1所述的开关电源电路，其特征在于：
所述控制电路根据在所述第二开关元件流动的电流和在所述第二电感器流动的电流中的至少一方控制所述第二开关元件的关断。
3.如权利要求1或2所述的开关电源电路，其特征在于：
所述电压源输出对来自第二电压源的交流电压进行整流和平滑而得到的直流电压。
4.如权利要求3所述的开关电源电路，其特征在于：
所述第二电压源由第三电感器构成，由所述第三电感器的感应电压形成所述交流电压。
5.如权利要求4所述的开关电源电路，其特征在于：
所述第三电感器与所述第一电感器磁耦合。
6.如权利要求1所述的开关电源电路，其特征在于：
所述控制电路在从所述第一开关元件的关断起经过规定时间后将所述第二开关元件接通，之后，根据在所述第二开关元件流动的电流和在所述第二电感器流动的电流中的至少一方，关断所述第二开关元件，在从所述第二开关元件的关断起经过规定时间后将所述第一开关元件接通，根据所述电力输出部的电压决定再次关断所述第一开关元件的时刻。
7.如权利要求1所述的开关电源电路，其特征在于：
所述电力输入部由交流电源、对来自所述交流电源的交流电力进行整流的整流电路、和对通过该整流得到的脉动电压的电力进行蓄积的电容器形成，将所述脉动电压输入到该开关电源电路，
包含所述控制电路的控制部基于所述脉动电压、所述电力输出部的电压和在所述第一开关元件或所述第一电感器流动的电流，控制包含该开关电源电路的电路相对于所述交流电源的功率因数。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108923632A (zh) * 2018-08-29 2018-11-30 阳光电源股份有限公司 一种多电平boost装置

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6076466B2 (ja) * 2013-04-02 2017-02-08 三菱電機株式会社 電力変換装置及び冷凍空気調和装置
JP7157640B2 (ja) * 2018-11-28 2022-10-20 株式会社Soken 電力変換装置の制御装置

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0564448A (ja) * 1991-08-30 1993-03-12 Sanken Electric Co Ltd スイツチング電源装置
US5736842A (en) 1996-07-11 1998-04-07 Delta Electronics, Inc. Technique for reducing rectifier reverse-recovery-related losses in high-voltage high power converters
US6166500A (en) * 1997-07-18 2000-12-26 Siemens Canada Limited Actively controlled regenerative snubber for unipolar brushless DC motors
JP2991181B2 (ja) * 1998-02-27 1999-12-20 富士電機株式会社 スイッチング電源
JP4114537B2 (ja) * 2003-05-16 2008-07-09 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
US6987675B2 (en) * 2003-05-23 2006-01-17 Delta Electronics, Inc. Soft-switched power converters
JP4499040B2 (ja) * 2003-12-18 2010-07-07 ニッタ株式会社 キャパシタ絶縁電源装置
FR2963508B1 (fr) * 2010-07-30 2012-08-31 IFP Energies Nouvelles Convertisseur dc/dc quadratique double boost bidirectionnel en courant

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108923632A (zh) * 2018-08-29 2018-11-30 阳光电源股份有限公司 一种多电平boost装置
US11165345B2 (en) 2018-08-29 2021-11-02 Sungrow Power Supply Co., Ltd. Multi-level boost apparatus

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