CN104393954A - 用于双向中继转发卫星通信系统的混合信号解码方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出一种用于双向中继转发卫星通信系统的混合信号解码方法，主要包括信号调制步骤，信号混合步骤和混合信号解码步骤三个部分。信号调制步骤在地面通信站实现，主要完成信号编码并利用功率回退因子来减小一部分非线性干扰。信号混合步骤在中继卫星实现，主要完成所有地面通信站发射信号的混合。混合信号解码步骤在地面通信站实现，主要完成从所接收到的混合信号中解码出所需要的信号。为了减小自身发射信号的码间干扰，本发明通过建立由多个自身发射信号和一个所需解调信号组成的混合信号解码模块对混合信号进行直接解码。该方法可以快速的消除自身发射信号所带来的干扰和由混合信号所产生的非线性干扰，并实现频谱资源复用的优点。

Description

用于双向中继转发卫星通信系统的混合信号解码方法

技术领域

本发明是一种用于双向中继转发卫星通信系统的混合信号解码方法，特别涉及一种基于双向中继转发(Bidirectional relay)卫星通信系统的混合信号解码(Mixed signaldecoding)方法。

背景技术

随着卫星通信在无线通信中的广泛使用，频谱资源也日益紧张，如何提高频谱资源的利用一直是人们所追求的目标。双向中继转发卫星通信系统(Bidirectional relaySatellite communication system)是目前国际上较新的卫星通信系统，该通信系统中所有的上行通信链路采用统一的频率，所有的下行通信链路采用另一个统一的频率，实现频谱资源的复用，从而提高了频谱利用率。由于上行通信链路采用统一的频率，该通信系统中的中继卫星接收到的信号为两个地面通信站上行通信信号的混合信号。该通信系统中卫星信道的非线性特性主要受到信号幅度的影响，而双向中继转发卫星通信系统中的中继卫星所接收到的混合信号幅度是两个地面通信站上行通信信号幅度的叠加，从而加大了卫星信道的非线性干扰。此外，两个地面通信站所发射信号的异步性会增加码间干扰，从而通信系统性能大幅下降。

为了解决卫星信道的非线性干扰，一般通过将发射功率进行功率回退来处理，使星载功率放大器工作在线性区域，可使非线性干扰大幅下降。但如果只采用功率回退的方法来实现线性化输出，会导致大功率器件只能输出很小的功率，造成了功率放大器的效率较低。并且在双向中继卫星通信系统中，由于两个信号的累加，这种影响会更加明显。对于早期卫星信号的调制方式只具有BPSK和QPSK等单幅度调制的特点，信号的星座几何距离较大，可以采用最大似然概率的方法完成双向中继转发卫星通信系统的信号解码。但在新一代卫星通信标准中，多幅度多分量调制技术诸如16APSK，16QAM，32APSK等已经被提出用于卫星通信。这会导致最大似然概率的判决边界十分接近，解码误差会有明显增加。

目前主要的双向中继转发卫星通信系统的解码方法有分时多用户双向中继转发方法，双用户协作双向中继转发方法和基于栅格查找自干扰消除的双向中继转发方法。其中，多用户双向中继转发方法是通过对不同用户的信号进行分时传输，从而实现频率复用，但该方法在单一时间段内，每条链路上所传输的信号均为单用户信号，所以当频率的利用率达到饱和时，不可能再增加传输信号容量，不利于卫星频谱资源的扩展。双用户协作双向中继转发方法，通过确保地面站的传输信号在到达中继卫星时为同步信号，利用同步信号的特殊性完成信号解码。但这在实际的卫星协作通信中，由于传输距离和空间环境的不同，是非常难以实现的。并且该方法对用户数量有严格的限制。基于自干扰消除的双向中继转发方法是通过地面通信站对自身发射信号已知的特点，将自身发射信号从接收到的混合信号中消除。该方法在同步或异步条件下，均可实现高精度的信号解码。但如果采用诸如16APSK等高阶调制信号，自身发射信号的消除数组的长度会呈现指数增长并消耗过长的训练时间，从而降低了卫星通信的实际效率，这在一定程度上限制了该方法的实现和应用。

发明内容

针对双向中继转发卫星通信系统中卫星信道的非线性干扰较大问题，以及由两个地面通信站所发射信号的异步性带来的码间干扰增大的问题，本发明设计了一种用于双向中继转发卫星通信系统的混合信号解码方法，结合了双向中继转发卫星通信模型可以提高频谱资源利用率的优点和混合信号解码的解码速度快和误码率低的优点。

本方法主要包括信号调制步骤，信号混合步骤和混合信号解码步骤三个部分。信号调制步骤在地面通信站实现，主要完成信号编码并利用功率回退因子来减小一部分非线性干扰。信号混合步骤在中继卫星实现，主要完成所有地面通信站发射信号的混合。混合信号解码步骤在地面通信站实现，主要完成从所接收到的混合信号中解码出所需要的信号。由于混合信号中包含自身发射信号和所需解调的信号，自身发射信号和所需解调信号(即另一地面通信站发出的，并经过中继卫星转发的信号)的传输距离和途径的不同，很难在中继卫星接收端保持同步。所以采样时刻需要按照所需解调的信号来减小码间干扰，但这会导致自身发射信号的码间干扰增加。为了减小自身发射信号的码间干扰，本发明通过建立由多个自身发射信号和一个所需解调信号组成的混合信号解码模块对混合信号进行直接解码。该方法可以快速的消除自身发射信号所带来的干扰和由混合信号所产生的非线性干扰，并实现频谱资源复用的优点。

本发明的技术方案为：

所述一种用于双向中继转发卫星通信系统的混合信号解码方法，其特征在于：包括以下步骤：

步骤1：在地面通信站利用编码调制模块对基带输入数据进行编码，上采样补零处理后，通过整形滤波器消除码间干扰，并利用功率回退因子对整形滤波器的输出信号进行功率回退处理，得到地面通信站的待发射信号，并将待发射信号送入地面站发射模块发送到中继卫星；

步骤2：在中继卫星的接收端将所接收到的两个地面通信站的发射信号进行累加混合，得到混合信号，并通过星载功率放大器对混合信号进行放大转发；

步骤3：每个地面通信站都采用以下步骤对接收到的混合信号进行解码：

步骤3.1：将地面通信站所接收到的混合信号通过匹配滤波器进行码间干扰消除并下采样处理，得到离散混合接收信号r(n),n为离散采样时刻；

步骤3.2：将离散混合接收信号r(n)表示为以下形式：

r(n)＝μ(X₁(n-L₁),…,X₁(n+L₂),X₂(n))+Z_n

其中μ()为混合解码函数，X₁(n-L₁),…,X₁(n+L₂)为该地面通信站的自身信息数据组，X₂(n)为需要解调的数据，X₁(n-L₁),…,X₁(n+L₂),X₂(n)为混合解码函数中的参数，混合解码函数中各参数所对应的函数初始值通过双向中继转发卫星通信系统混合信号解码训练得到；Z_n表示当前采样时刻的噪声和未被包含在自身信息数据组中的其他自身信息数据，L₁表示自身信息数据组中的离散采样时刻最大前置量，L₂表示自身信息数据组中的离散采样时刻最大后置量；

步骤3.3：通过以下公式

${\hat{X}}_2\left(n\right)=\arg \underset{X_2\left(n\right)\∈c}{\min }\left(\right|r\left(n\right)-\mathrm{\μ}(X_1(n-L_1),\·\·\·,X_1(n+L_2),X_2\left(n\right))\left|\right)$

得到需要解调数据的估计值其中C为解码范围集合，所述解码范围集合有M个数据组成，M为需要解调数据的调制模式个数；

步骤3.4：通过以下公式，由步骤3.3得到的需要解调数据的估计值更新混合解码函数：

$\mathrm{\μ}(X_1(n-L_1),\·\·\·,X_1(n+L_2),{\hat{X}}_2\left(n\right))=(1-\mathrm{\η})\mathrm{\μ}(X_1(n-L_1),\·\·\·,X_1(n+L_2),{\hat{X}}_2\left(n\right))+\mathrm{\ηr}\left(n\right)$

其中等号右端的表示参数对应的原函数值，等号左端的

$\mathrm{\μ}(X_1(n-L_1),\·\·\·,X_1(n+L_2),{\hat{X}}_2\left(n\right))$

表示参数对应的更新后的函数值，η为更新步长。

有益效果

本发明通过混合信号解码函数代替现有的最大似然概率双向中继转发方法。由于最大似然概率双向中继转发方法需要每次解码中都对所有可能的判决结果进行最大似然概率计算，计算量较大。利用混合信号解码函数可以省略掉最大似然概率的计算，减小计算量。

本发明所设计的用于双向中继转发卫星通信系统的混合信号解码方法，通过混合信号解码函数可以有效减小自身信号所带来的干扰，从而使噪声等级退化到环境噪声等级，降低了卫星通信误码率。

附图说明

图1是本发明的基于双向中继转发卫星通信系统的混合信号解码方案。

其中：T₁和T₂表示地面通信站；X₁表示地面通信站T₁所需要发射的数据；X₂表示地面通信站T₂所需要发射的数据；s₁表示地面通信站T₁上采样后的离散信号；s₂表示地面通信站T₂上采样后的离散信号；α₁表示地面通信站T₁的功率回退因子；α₂表示地面通信站T₂的功率回退因子；u₁表示地面通信站T₁的发射信号；u₂表示地面通信站T₂的发射信号；n₁表示卫星信道噪声；v表示地面通信站T₁和T₂所接收到的混合信号；r为地面通信站的下采样输出信号。

图2是本发明的混合信号解码模块方案。

其中：X₁表示自身发射信号的查找输入信号矢量；X₂表示所需解调的信号集合；r(n)为地面通信站的下采样输出信号；表示地面通信站T₁第n时刻所得到的传输数据。

图3是延时τ＝0时混合信号解码方法的误码率曲线。其中，实线代表本发明的混合信号解码方法在功率回退为0dB时的误码率曲线，实线带圆点线代表本发明的混合信号解码方法在功率回退为-4dB时的误码率曲线，点线代表本发明的混合信号解码方法在功率回退为-7dB时的误码率曲线，虚线代表本发明的混合信号解码方法在功率回退为-10dB时的误码率曲线，虚点线代表本发明的混合信号解码方法在功率回退为-13dB时的误码率曲线。

图4是延时τ＝T_s/2时混合信号解码方法的误码率曲线，T_s为通信信号的码长度。其中，实线代表本发明的混合信号解码方法在功率回退为0dB时的误码率曲线，实线带圆点线代表本发明的混合信号解码方法在功率回退为-4dB时的误码率曲线，点线代表本发明的混合信号解码方法在功率回退为-7dB时的误码率曲线，虚线代表本发明的混合信号解码方法在功率回退为-10dB时的误码率曲线，虚点线代表本发明的混合信号解码方法在功率回退为-13dB时的误码率曲线。

具体实施方式

下面结合具体实施例描述本发明：

如图1所示，两地面通信站通过信号编码步骤对所需传输的数据进行编码，并通过相同频率的上行链路传输到中继卫星，中继卫星对所接收的混合信号进行放大转发，在地面通信站接收时，通过混合信号解码步骤对地面通信站所接收到的信号进行直接解码，具体实现步骤如下：

步骤1：在地面通信站利用编码调制模块对基带输入数据进行编码，上采样补零处理后，通过整形滤波器消除码间干扰，并利用功率回退因子对整形滤波器的输出信号进行功率回退处理，得到地面通信站的待发射信号，并将待发射信号送入地面站发射模块发送到中继卫星。

由于星载功率放大器的非线性特性，所以在系统模型中，采用功率回退因子α₁和α₂来描述地面接收机功率回退(Input power Backoff,IBO)的值。其中，α₁和α₂分别对应地面通信站T₁和T₂。

${\mathrm{\α}}_1=\sqrt{{10}^{{\mathrm{IBO}}_{T_1}/10}}---\left(1\right)$

${\mathrm{\α}}_2=\sqrt{{10}^{{\mathrm{IBO}}_{T_2}/10}}---\left(2\right)$

在系统模型中，假设数据X₁和X₂经过信号调制和上采样后得到离散信号s₁和s₂，将该离散信号通过整形滤波器和延时模块可以得到两个地面通信站的发送信号u₁和u₂。

$u_1\left(k\right)={\mathrm{\α}}_1\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}h\left(l\right)s_1(k-l)---\left(3\right)$

$u_1\left(k\right)={\mathrm{\α}}_1\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}h\left(l\right)s_1(k-l)---\left(3\right)$

在式(3)和(4)中，h表示整形滤波器，L表示滤波器的时延，l为时延的采样时刻，k为当前采样时刻。

步骤2：在中继卫星的接收端将所接收到的两个地面通信站的发射信号进行累加混合，得到混合信号，并通过星载功率放大器对混合信号进行放大转发。

在下行链路中，为了达到频率复用的目的，中继卫星所转发的信号为包含所有上行链路信号的混合信号，对地面通信站T₁来讲，需要从混合信号中解调出地面通信站T₂所发射的数据X₂。从图1中可以得到如下的混合信号表达式。

v(k)＝g(u₁(k)+u₂(k))+n₁(k)    (5)

在式(5)中，k为采样时刻，g()为卫星信道模型函数，n₁(k)为卫星信道噪声。

步骤3：每个地面通信站都采用以下步骤对接收到的混合信号进行解码：

步骤3.1：将地面通信站所接收到的混合信号通过匹配滤波器进行码间干扰消除并下采样处理，得到离散混合接收信号r(n),n为离散采样时刻。

地面接收站T₁所接收到的混合信号v(k)需要经过匹配滤波器来限制频谱消除邻带干扰，然后进行下采样处理。最终得到离散形式下的接收混合信号r(n)。

$\begin{array}{c}r\left(n\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}v(8n-l)h\left(l\right)\\ =\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}g(u_1(8n-l)+u_2(8n-l))h\left(l\right)+n_1(8n-l)h\left(l\right)\\ =\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}g(u_1(8n-l)+u_2(8n-l))h\left(l\right)+w\left(n\right)\end{array}---\left(6\right)$

在式(6)中，h为匹配滤波器，该滤波器采用和整形滤波器相同的时延和结构，w(n)为下采样后的噪声。

步骤3.2：将离散混合接收信号r(n)表示为以下形式：

r(n)＝μ(X₁(n-L₁),…,X₁(n+L₂),X₂(n))+Z_n    (7)

其中μ()为混合解码函数，X₁(n-L₁),…,X₁(n+L₂)为该地面通信站的自身信息数据组，X₂(n)为需要解调的数据，X₁(n-L₁),…,X₁(n+L₂),X₂(n)为混合解码函数中的参数，混合解码函数中各参数所对应的函数初始值通过双向中继转发卫星通信系统混合信号解码训练得到；Z_n表示当前采样时刻的噪声和未被包含在自身信息数据组中的其他自身信息数据，L₁表示自身信息数据组中的离散采样时刻最大前置量，L₂表示自身信息数据组中的离散采样时刻最大后置量。

混合解码函数的元素总个数Τ由信号调制模式个数M和自身信息数据组的长度所决定：

$T=M^{L_1+L_2+2}---\left(8\right)$

对于混合解码函数中元素的总数，最理想的情况为通信卫星T₁和T₂所发射的信号在到达转发卫星时同步，此时，我们可以将自身信息数据组简化为当前时刻的自身信息数据X₁(n)，混合解码函数的元素总个数Τ为M²。但在绝大多数情况下，由于路径的长度不一样，所以转发卫星所接收到的信号为非同步信号，在这种条件下，自身信息数据组X₁最少需要[X₁(n),X₁(n+1)]，在此条件下，混合解码函数的元素总个数Τ为M³。但该模型的仿真结果在延时为Τ_s/2时误码率很高，这主要是由于很大一部分自身信息数据未被包含在混合解码函数的元素信息内。为此针对16APSK，混合解码函数在非同步条件下均采用L₁＝1和L₂＝2，共4个自身信息数据，加上所需解调的数据X₂(n)，此时全查表法的元素个数Τ＝M⁵。此时，式(7)可以写为：

r(n)＝μ(X₁(n-1),X₁(n),X₁(n+1),X₁(n+2),X₂(n))+Z_n    (9)

步骤3.3：通过以下公式

${\hat{X}}_2\left(n\right)=\arg \underset{X_2\left(n\right)\∈c}{\min }\left(\right|r\left(n\right)-\mathrm{\μ}(X_1(n-L_1),\·\·\·,X_1(n+L_2),X_2\left(n\right))\left|\right)$

得到需要解调数据的估计值其中C为解码范围集合，所述解码范围集合有M个数据组成，M为需要解调数据的调制模式个数。

针对16APSK，则通过公式

${\hat{X}}_2\left(n\right)=\arg \underset{X_2\left(n\right)\∈c}{\min }\left(\right|r\left(n\right)-\mathrm{\μ}(X_1(n-1),X_1(n+1),{X_1(n+2),X}_2\left(n\right))\left|\right)---\left(10\right)$

得到需要解调数据的估计值

步骤3.4：通过以下公式，由步骤3.3得到的需要解调数据的估计值更新混合解码函数：

$\mathrm{\μ}(X_1(n-L_1),\·\·\·,X_1(n+L_2),{\hat{X}}_2\left(n\right))=(1-\mathrm{\η})\mathrm{\μ}(X_1(n-L_1),\·\·\·,X_1(n+L_2),{\hat{X}}_2\left(n\right))+\mathrm{\ηr}\left(n\right)$

其中等号右端的表示参数对应的原函数值，等号左端的

$\mathrm{\μ}(X_1(n-L_1),\·\·\·,X_1(n+L_2),{\hat{X}}_2\left(n\right))$

表示参数对应的更新后的函数值，η为更新步长。

针对16APSK，更新混合解码函数表达式为：

$\begin{array}{c}\mathrm{\μ}(X_1(n-1),X_1\left(n\right),X_1(n+1),X_1(n+2),{\hat{X}}_2\left(n\right))=(1-\mathrm{\η})\mathrm{\μ}(X_1(n-1),X_1\left(n\right),X_1(n+1),X_1(n+2),{\hat{X}}_1\left(n\right))\\ +\mathrm{\ηr}\left(n\right)\end{array}---\left(11\right)$

如果更新步长η取值较大，抽头因子会很快收敛但波动误差较大，如果步长取值较小，抽头因子收敛较慢但误差波动较小，所以更新步长η的取值需要进行折中，一般选取η＝10^-2。

性能分析

1、延时τ＝0误码性能分析

在仿真中，采用上行载波频率为12GHz，下行载波频率为14GHz，传输带宽为200MHz。整形滤波器和匹配滤波器均采用升余弦滚降滤波器，滤波器的时延为64位，滚降系数为0.25。在通信传输阶段，信息数据X₁和X₂的个数均为5×10⁶个。功率回退(IBO)分别选取0dB，-4dB，-7dB，-10dB和-13dB，结果如图3所示。

从图3中可以看出，总功率回退对误码率的影响较大。功率回退较大时，星间链路处于线性传播区域，此时非线性干扰较小，当信噪比较大时，误码率较低。但功率回退又会导致发射功率变小，从而使信噪比变差误码率提高。所以我们需要在功率回退和发射功率之间寻找一个平衡点。在图3中，不同的功率回退在不同信噪比下会对误码率产生不同的影响。当误码率为10^-2时，最优信噪比为24dB对应的最优功率回退为-7dB。但当误码率为10^-3时，最优信噪比为27dB而此时最优功率回退为-10dB。

2、延时τ＝T_s/2误码性能分析

在该条件下，选取混合信号解码函数的自身信息数据个数为4，并且抽头因子初始值全为0，抽头因子更新系数为10^-3，延时τ＝T_s/2，仿真结果如图4所示。

从图4中我们可以看出，当误码率为10^-2时，在最优功率回退-7dB下信噪比为24.2dB，当误码率为10^-3时，在最优功率回退-10dB下信噪比为27.2dB，其性能接近延时τ＝0条件下的误码率。

Claims (1)

1.一种用于双向中继转发卫星通信系统的混合信号解码方法，其特征在于：包括以下步骤：

步骤1：在地面通信站利用编码调制模块对基带输入数据进行编码，上采样补零处理后，通过整形滤波器消除码间干扰，并利用功率回退因子对整形滤波器的输出信号进行功率回退处理，得到地面通信站的待发射信号，并将待发射信号送入地面站发射模块发送到中继卫星；

步骤2：在中继卫星的接收端将所接收到的两个地面通信站的发射信号进行累加混合，得到混合信号，并通过星载功率放大器对混合信号进行放大转发；

步骤3：每个地面通信站都采用以下步骤对接收到的混合信号进行解码：

步骤3.1：将地面通信站所接收到的混合信号通过匹配滤波器进行码间干扰消除并下采样处理，得到离散混合接收信号r(n)，n为离散采样时刻；

步骤3.2：将离散混合接收信号r(n)表示为以下形式：

r(n)＝μ(X₁(n-L₁)，…，X₁(n+L₂)，X₂(n))+Z_n

其中μ()为混合解码函数，X₁(n-L₁)，…，X₁(n+L₂)为该地面通信站的自身信息数据组，X₂(n)为需要解调的数据，X₁(n-L₁)，…，X₁(n+L₂)，X₂(n)为混合解码函数中的参数，混合解码函数中各参数所对应的函数初始值通过双向中继转发卫星通信系统混合信号解码训练得到；Z_n表示当前采样时刻的噪声和未被包含在自身信息数据组中的其他自身信息数据，L₁表示自身信息数据组中的离散采样时刻最大前置量，L₂表示自身信息数据组中的离散采样时刻最大后置量；

步骤3.3：通过以下公式

${\hat{X}}_2\left(n\right)=\arg \underset{X_2\left(n\right)\∈c}{\min }\left(\right|r\left(n\right)-\mathrm{\μ}(X_1(n-L_1),\·\·\·,X_1(n+L_2),X_2\left(n\right))\left|\right)$

得到需要解调数据的估计值其中C为解码范围集合，所述解码范围集合有M个数据组成，M为需要解调数据的调制模式个数；

步骤3.4：通过以下公式，由步骤3.3得到的需要解调数据的估计值更新混合解码函数：

$\mathrm{\μ}(X_1(n-L_1),\·\·\·,X_1(n+L_2),{\hat{X}}_2\left(n\right))=(1-\mathrm{\η})\mathrm{\μ}(X_1(n-L_1),\·\·\·,X_1(n+L_2),{\hat{X}}_2\left(n\right))+\mathrm{\ηr}\left(n\right)$

其中等号右端的 $\mathrm{\μ}(X_1(n-L_1),\·\·\·,X_1(n+L_2),{\hat{X}}_2\left(n\right))$ 表示参数 $X_1(n-L_1),\·\·\·,X_1(n+L_2),{\hat{X}}_2\left(n\right)$ 对应的原函数值，等号左端的

$\mathrm{\μ}(X_1(n-L_1),\·\·\·,X_1(n+L_2),{\hat{X}}_2\left(n\right))$

表示参数对应的更新后的函数值，η为更新步长。