CN104579613B - 一种基于无速率码和v‑ofdm的联合编码调制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种基于无速率码和V‑OFDM的联合编码调制方法，发送端基于无速率编码和Vector OFDM调制，其基本特征在于（1）使无速率码编码后消息比特流映射到Vector OFDM的时频域消息矩阵上，满足数据块区域度数均匀，（2）将无速率码编码后的消息比特调制到子载波时，把不同自由度消息比特映射到同一子载波上，相同自由度消息比特映射到不同子载波上。本发明通过联合编码调制，能够更加有效地对抗双选择性信道的频率选择性衰落和时间选择性衰落，克服符号间干扰和载波干扰，有效对抗双选择性衰落，获取更大的双选择信道的联合多径‑多普勒分集增益，降低误码率，提高通信质量。
Description
技术领域
本发明涉及无线通信领域，具体涉及一种基于无速率码和Vector OFDM的联合编码调制方法。
背景技术
无线通信利用电磁波承载信号，在自由空间中传播信息，可以摆脱地形的限制，不受传输线缆的束缚，具有极佳的机动性。与此同时，如何对传输的数据信息进行差错控制，对抗噪声干扰以及实现准确的数据重现成为无线通信的一个重要问题。具备纠错能力的信道编码技术即是解决此问题的关键。在信道编码过程中，编码的主要运用是对传输的数据信息提供保护，通过对数据信息增加一定数量受到控制的冗余位，以有效地对抗信道的噪声和干扰，使得传输的数据信息所产生的差错可以被接收机检测和纠正，通过译码从接收信号中最大限度地恢复出原始数据信息。信道编码技术始于1948年Shannon在贝尔技术期刊上发表的“数字通信理论”一文，香农提出了著名的信道编码定理。之后，多种类型的纠错编码方法相继问世，包括：汉明码、循环码、BCH码、RS码、卷积码、Turbo码和LDPC码等。
以上的纠错编码方法可以统称为码率固定的前向纠错编码。在前向纠错编码的设计中，通常需要位于发送端的编码器预先根据估计得到信道状态信息，设计一个合适且固定的码率R来进行编码。然而固定码率编码技术存在两个问题：(1)发送端无法自适应无线通信环境的复杂性和变化性，固定码率有可能无法保证数据的可靠传输，另一方面，也有可能造成传输效率浪费；(2)与之应运而生的差错控制技术，通过引入一条特殊的反馈信道，当传输的数据丢失时，由接收端向发送端反馈重传请求；当收发两端距离较远时，反馈信号的传输时延不可避免，如果参与的通信用户数目较多，还会引起网络阻塞。
无速率码是一种能够自适应信道状态变化，具有良好的编码增益同时又能够有效减少反馈信息量的信道编码技术。相对于现有固定码率的编码方法，无速率码特指在编码端无固定码率的编码。无速率码是一种无速率约束码，它具有三个重要的属性：(1)无速率码的流属性：发送端可以源源不断地输出编码包,形成一个可以无限延续的编码包流，而没有任何速率约束；(2)自适应链路适配：编码的码率不需要在数据传输前固定，编码包是源源不断地产生的，实际传输的码率取决于接收端译码成功所需要的编码包个数，能自适应信道状态的变化；(3)桶积水效应：接收端收集编码包，收集到数量足够多的编码包后即能成功恢复出原始数据。
无速率码能自适应信道变化，实现信道链路码率自适应匹配，因而十分适合复杂多变的通信信道。在宽带高速移动通信环境中，信号从发送端经过物理空间反射，到达接收端，接收端接收到的是一组具有不同时延的信号簇，由多径扩展带来的符号间干扰我们称之为宽带传输的频率选择性衰落。另一方面，发送端和接收端的相对运动，将导致电磁波的载波频率偏移，联合多径效应一起产生多普勒扩展，带来时间选择性衰落。频率选择性衰落和时间选择性衰落共同作用产生双选衰落信道。
另一方面，在双选择信道带来严重的双选择性衰落影响无线通信系统的同时，也提供了更多的信道自由度，信号经历不同的路径到达接收端，接收端接收到的信号簇，存在多个消息副本，从而可以获取联合多径-多普勒分集增益。在CDMA系统中，目前已经提出了基于时频二维的RAKE接收机方法。为对抗频率选择性衰落和时间选择性衰落，提高无线通通信的可靠性，目前又提出了一种基于信号二维变换域的发射与接收机设计方法，即变换域均衡。这种方案是受到Vector OFDM启发，将信号空间变换到变换域，再进行信号均衡操作。
为对抗频率选择性衰落和时间选择性衰落，提高通信可靠性，同时实现通信码率链路自适配，提高通信效率，基于无速率码编码技术和Vector OFDM调制技术，我们提出了一种无速率编码和Vector OFDM联合设计的编码调制技术。与传统的编码和调制级联机制不同，该方法考虑了编码技术和调制技术的各自特性，进行了联合编码调制设计。
发明内容
本发明的目的是克服现有技术将编码调制简单级联，无法获取联合编码调制增益的缺点，提供一种基于无速率编码和Vector OFDM联合设计的编码调制方法。该方法不仅能够实现无速率编码的码率链路自适应匹配，有效地对抗双选择性信道的频率选择性衰落和时间选择性衰落，而且能够获得额外的编码调制增益，在低复杂度的条件下降低误码率，提高通信性能。
基于无速率码和Vector OFDM联合设计的编码调制方法，其特征在于：根据特定度数分布的无速率码，即在选定Tanner图的基础上，联合设计编码调制的映射机制，(1)使得无速率码编码消息比特流映射到Vector OFDM的消息块上，满足数据块的区域度数分布保持均匀，(2)将编码消息比特调制到子载波时，把不同自由度的编码消息比特映射到同一子载波上，相同自由度的消息比特映射到不同子载波上，从而使得信号能够遍历更多的时域和频域子信道，以获取联合多径-多普勒分集增益，对抗双选择信道的深衰落，提高编码调制性能
一种基于无速率码和Vector OFDM的联合编码调制方法，具体步骤如下：
(1)对原始消息比特流进行无速率编码，得到待调制的编码比特流{b0,b1…,bN,…}，并获取编码器无速率码的Tanner图度数分布信息D；
(2)调制编码比特流{b0,b1…,bN,…}，得到调制符号序列{m0,m1…,mN,…}；
(3)无速率编码度数分布分析单元分析编码器无速率码的Tanner图度数分布信息D，设计编码调制映射单元，经过编码调制映射单元，将调制符号序列{m0,m1…,mN,…}映射为大小为P×K的时频域消息矩阵MP×K；
所述编码调制映射单元基于无速率编码和Vector OFDM联合设计，具体包括两点基本特征：(1)使得无速率码编码后的消息比特流映射到Vector OFDM的时频域消息矩阵MP×K上，满足数据块的区域度数分布保持均匀，(2)将无速率码编码后的消息比特调制到子载波时，把不同自由度的消息比特映射到同一子载波上，相同自由度的消息比特映射到不同子载波上；
基于此思想，我们提出了两种具体的实施机制：(1)编码调制映射单元S，(2)编码调制映射单元E；首先，无速率编码度数分布分析单元根据时频域消息矩阵大小P×K，分析每P×K个编码调制符号的度数分布信息，并对其进行排序操作；再根据有序度数分布，设计编码调制映射单元，编码调制映射单元S，输出时频域消息矩阵该信号矩阵满足从中心出发，依次环绕，编码节点度数不增排列至外层；编码调制映射单元E，输出时频域消息矩阵该信号矩阵满足从对角线出发，依次环绕，按度数不增排列至外层；
(4)对时频域消息矩阵添加二维循环前缀ZP，得到新的时频域信号矩阵可记为其中Q为双选择信道最大多普勒扩展径数，L为双选择信道多径扩展的多径数；
(5)添加二维循环前缀ZP之后，对时频域信号矩阵进行Vector OFDM调制，得到调制信号Ms，调制公式如下：
其中，为的第i行向量，Msp为调制信号Ms的第p行向量；并串变换后得到发送信号序列x(n)，x(n):＝[Ms0,Ms1…,MsP+Q-1]；
(6)接收端对接收到的信号序列y(n)进行Vector OFDM解调操作；首先接收信号y(n):＝[Mr0,Mr1…,MrP+Q-1]串并变换得到再进行Vector OFDM解调操作，得到解调的时频域接收信号矩阵解调公式如下：
其中，为的第i行向量，Rp为R的第p行向量；
(7)通过二维傅里叶变换F2(·)将解调信号R变换到变换域，并进行一阶MMSE均衡操作，最后通过二维傅里叶逆变换F2 -1(·)操作，得到估计的时频域数据其中二维傅里叶变换F2(·)、MMSE均衡和二维傅里叶逆变换F2 -1(·)具体操作如下：
其中，rp,k为解调的时频域接收信号矩阵R的第p行第k列元素；
一阶MMSE均衡操作如下：
其中，为信道估计的信道抽头系数矩阵，SNR为信噪比；
为MMSE均衡后，变换域上的估计信号矩阵的第p行第k列元素；
(8)估计得的时频域数据通过编码调制解映射单元，对估计时域数据块进行与编码调制映射单元相对应的解映射，得到数据比特流
(9)数据比特流通过无速率码BP迭代译码，BPSK解调，得到译码解调数据流
计算复杂度方面，本发明采用无速率编码度数分布分析单元和编码调制映射/解映射单元，信号数据块大小为N＝P×K，无速率编码度数分布分析单元排序复杂度为O(Nlog(N))，编码调制映射/解映射单元复杂度为O(N)。可见技术的复杂度低。
本发明适用于低信噪比高速移动环境下的宽带传输无线通信系统。在低信噪比的复杂通信信道条件下，发送端编码器难以根据信道状态信息设置固定码率编码。码率太高，导致接收端译码器无法成功译码，可靠性低；码率过低，造成通信资源浪费，效率低；无速率码具有流属性，能源源不断发送编码比特，实现信道链路自适应匹配，能在保证通信可靠性的前提下提高通信效率。其次，随着高速传输带宽增加，多径扩展加剧了符号间干扰，造成严重时间色散。另一方面，多径传播和收发端高速移动同时作用，带来信号在频域的色散，导致了信道快变。
本发明的有益效果是：本发明通过联合编码调制，能够更加有效地对抗双选择性信道的频率选择性衰落和时间选择性衰落，克服符号间干扰和载波干扰，有效对抗双选择性衰落，获取更大的双选择信道的联合多径-多普勒分集增益，降低误码率，提高通信质量。
附图说明
图1是系统结构框图；
图2是无速率码编码示意图；
图3是编码比特分组示意图；
图4是无速率码和Vector OFDM联合设计的编码调制方法1，编码调制映射单元S；
图5是无速率码和Vector OFDM联合设计的编码调制方法2，编码调制映射单元E；
图6是误比特率-码率倒数变化曲线；
图7是误比特率-信噪比变化曲线。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步详细说明。
本发明一种基于无速率码和Vector OFDM联合设计的编码调制方法，实施框图见附图1，具体实施步骤如下：
(1)对原始消息比特流{a0,a1…,a400}进行无速率编码，得到待调制的编码比特流{b0,b1…,b500,…,b1000}，编码器内部操作如下，取400比特信息，LDPC码选取系统码，输出425个变量节点，其中25个校验检点，400个原始信息比特；LT码编码得到1000比特编码节点，并获取编码器无速率码的Tanner图度数分布信息D，见说明书附图2；将编码比特分为7组，每组大小N＝24×6，最后一个分组符号差8比特，末尾添加8个0补齐，以实现码率可调，对应码率倒数为1/Rate＝[1.08,1.44,1.80,2.16,2.50]，分组如附图3所示；
(2)对每一个分组实现以下操作，以分组1为例，采用BPSK调制方式调制编码比特流，得到调制符号序列{m0,m1…,m143}；
(3)无速率编码度数分布分析单元分析编码器无速率码的Tanner图度数分布信息D，设计编码调制映射单元，经过编码调制映射单元，将调制符号序列{m0,m1…,m143}映射为大小为24×6的时频域消息矩阵M24×6；
编码调制映射单元的设计是基于无速率编码和Vector OFDM联合设计的编码调制方法的两点基本特征(1)使得无速率码编码消息比特流映射到Vector OFDM的时频域消息矩阵M24×6上，满足数据块的区域度数分布保持均匀，(2)将无速率码编码后的消息比特调制到子载波时，把不同自由度的消息比特映射到同一子载波上，相同自由度的消息比特映射到不同子载波上；
基于此思想，我们提出了两种具体的实施机制(1)编码调制映射单元S，(2)编码调制映射单元E；首先，无速率编码度数分布分析单元根据时频域消息矩阵大小144＝24×6，分析每144个编码调制符号的度数分布信息，并对其进行排序操作；再根据有序度数分布，设计编码调制映射单元，编码调制映射单元S，输出时频域消息矩阵该信号矩阵满足从中心出发，依次环绕，编码节点度数不增排列至外层；编码调制映射单元E，输出时频域消息矩阵该信号矩阵满足从对角线出发，依次环绕，按度数不增排列至外层；编码调制映射单元S结构示意图见说明书附图4，编码调制映射单元E结构示意图见说明书附图5；
(4)仿真中，双选择信道最大多普勒扩展QDoppler＝4，多径时延扩展LDelay＝2，由于要满足得到Q≥QDoppler，L≥LDelay，因而选取Q＝4，L＝2，对时频域消息矩阵添加二维循环前缀ZP，得到新的时频域消息矩阵可记为其中Q＝4为双选择信道最大多普勒扩展径数，L＝2为双选择信道多径扩展的多径径数；
(5)添加二维循环前缀ZP之后，对时频域信号矩阵进行Vector OFDM调制，得到调制信号Ms，调制公式如下：
其中，为的第i行向量，Msp为调制信号Ms的第p行向量；并串变换后得到发送信号序列x(n)，x(n):＝[Ms0,Ms1…,Ms27]；
(6)接收端对接收到的信号序列y(n)进行Vector OFDM解调操作；首先接收信号y(n):＝[Mr0,Mr1…,Mr27]串并变换得到再进行Vector OFDM解调操作，得到解调的时频域接收信号矩阵解调公式如下：
其中，为的第i行向量，Rp为R的第p行向量；
(7)通过二维傅里叶变换F2(·)将解调信号R变换到变换域，并进行一阶MMSE均衡操作，最后通过二维傅里叶逆变换F2 -1(·)操作，得到估计的时频域数据，其中二维傅里叶变换F2(·)、MMSE均衡和二维傅里叶逆变换F2 -1(·)具体操作如下
其中，rp,k为解调的时频域接收信号矩阵R的第p行第k列元素；
一阶MMSE均衡操作如下：
其中，为信道估计的信道抽头系数矩阵，SNR为信噪比；
为MMSE均衡后，变换域上的估计信号矩阵的第p行、第k列元素；
(8)在估计信号矩阵中选取有效数据24×6，按照编码调制映射单元，估计得的时频域数据通过编码调制解映射单元，对估计时域数据块进行与编码调制映射单元相对应的解映射，得到数据比特流
发送端可以自适应改变码率，设接收端一共接收到i个分组数据包，得到数据比特流
(9)数据比特流通过无速率编码BP迭代译码，BP迭代译码迭代次数Iter＝20，在经过BPSK解调，得到译码解调数据流
图6为上述基于无速率编码和Vector OFDM联合设计的编码调制方法实例的仿真结果，分别在时延扩展系数LDelay＝2以及多普勒扩展系数QDoppler＝4的信道条件下,仿真误比特率-码率倒数曲线和误比特率-信噪比曲线。仿真结果图6是误比特率-码率倒数曲线，可以看出，基于无速率编码和Vector OFDM联合设计的编码调制方法随着码率降低(码率倒数增加)，性能优于非联合编码调制设计(即无速率编码和Vector OFDM调制简单级联机制)，且码率降低(码率倒数增加)，性能增益更加明显；通过比较信噪比SNR＝5dB和信噪比SNR＝10dB两组仿真曲线，可以得出信噪比高，联合编码调制增益越大，误比特率越低，性能提升越大。当1/R＝1.08时，码率接近于1，由于无速率码编码选取原始消息比特的随机特性，编码节点不能覆盖所有的原始信息比特，因而误性能并没有随着信噪比SNR增加而提高。虚线部分(1/R＝1.08)为不编码，仅重复发送原始信息比特得到的性能虚线，验证了这一点。其次，仿真结果图7是误比特率-信噪比曲线，验证了仿真结果图6，由于采用基于无速率编码和Vector OFDM联合设计的编码调制方法，随着信噪比增加，联合编码调制增益增大，且在低码率下，基于无速率编码和Vector OFDM联合设计的编码调制方法性能增益大。
Claims (3)
1.一种基于无速率码和V-OFDM的联合编码调制方法，其特征在于，该方法具体步骤如下：
(1)对原始消息比特流进行无速率编码，得到待调制的编码比特流{b0,b1…,bN,…}，并获取编码器无速率码的Tanner图度数分布信息D；
(2)调制编码比特流{b0,b1…,bN,…}，得到调制符号序列{m0,m1…,mN,…}；
(3)无速率编码度数分布分析单元分析编码器无速率码的Tanner图度数分布信息D，设计编码调制映射单元，经过编码调制映射单元，将调制符号序列{m0,m1…,mN,…}映射为大小为P×K的时频域消息矩阵MP×K；
所述编码调制映射单元基于无速率编码和Vector OFDM联合设计，具体包括两点基本特征：(1)使得无速率码编码后的消息比特流映射到Vector OFDM的时频域消息矩阵MP×K上，满足数据块的区域度数分布保持均匀，(2)将无速率码编码后的消息比特调制到子载波时，把不同自由度的消息比特映射到同一子载波上，相同自由度的消息比特映射到不同子载波上，编码调制映射单元输出时频域消息矩阵
(4)对时频域消息矩阵添加二维循环前缀ZP，得到新的时频域信号矩阵可记为其中Q为双选择信道最大多普勒扩展径数，L为双选择信道多径扩展的多径数；
(5)添加二维循环前缀ZP之后，对时频域信号矩阵进行VectorOFDM调制，得到调制信号Ms，调制公式如下：
<mrow>
<msub>
<mi>Ms</mi>
<mi>p</mi>
</msub>
<mo>=</mo>
<mfrac>
<mn>1</mn>
<msqrt>
<mrow>
<mi>P</mi>
<mo>+</mo>
<mi>Q</mi>
</mrow>
</msqrt>
</mfrac>
<munderover>
<mo>&Sigma;</mo>
<mrow>
<mi>i</mi>
<mo>=</mo>
<mn>0</mn>
</mrow>
<mrow>
<mi>P</mi>
<mo>+</mo>
<mi>Q</mi>
<mo>-</mo>
<mn>1</mn>
</mrow>
</munderover>
<msub>
<mover>
<mi>M</mi>
<mo>~</mo>
</mover>
<mi>i</mi>
</msub>
<msup>
<mi>e</mi>
<mrow>
<mi>j</mi>
<mn>2</mn>
<mi>&pi;</mi>
<mfrac>
<mrow>
<mi>p</mi>
<mi>i</mi>
</mrow>
<mrow>
<mi>P</mi>
<mo>+</mo>
<mi>Q</mi>
</mrow>
</mfrac>
</mrow>
</msup>
<mo>,</mo>
</mrow>
其中，为的第i行向量，Msp为调制信号Ms的第p行向量；并串变换后得到发送信号序列x(n)，x(n):＝[Ms0,Ms1…,MsP+Q-1]；
(6)接收端对接收到的信号序列y(n)进行Vector OFDM解调操作；首先接收信号y(n):＝[Mr0,Mr1…,MrP+Q-1]串并变换得到再进行VectorOFDM解调操作，得到解调的时频域接收信号矩阵解调公式如下：
<mrow>
<msub>
<mi>R</mi>
<mi>p</mi>
</msub>
<mo>=</mo>
<mfrac>
<mn>1</mn>
<msqrt>
<mrow>
<mi>P</mi>
<mo>+</mo>
<mi>Q</mi>
</mrow>
</msqrt>
</mfrac>
<munderover>
<mo>&Sigma;</mo>
<mrow>
<mi>i</mi>
<mo>=</mo>
<mn>0</mn>
</mrow>
<mrow>
<mi>P</mi>
<mo>+</mo>
<mi>Q</mi>
<mo>-</mo>
<mn>1</mn>
</mrow>
</munderover>
<msub>
<mover>
<mrow>
<mi>M</mi>
<mi>r</mi>
</mrow>
<mo>~</mo>
</mover>
<mi>i</mi>
</msub>
<msup>
<mi>e</mi>
<mrow>
<mo>-</mo>
<mi>j</mi>
<mn>2</mn>
<mi>&pi;</mi>
<mfrac>
<mrow>
<mi>p</mi>
<mi>i</mi>
</mrow>
<mrow>
<mi>P</mi>
<mo>+</mo>
<mi>Q</mi>
</mrow>
</mfrac>
</mrow>
</msup>
<mo>,</mo>
</mrow>
其中，为的第i行向量，Rp为R的第p行向量；
(7)通过二维傅里叶变换将解调信号R变换到变换域，并进行一阶MMSE均衡操作，最后通过二维傅里叶逆变换操作，得到估计的时频域数据其中二维傅里叶变换MMSE均衡和二维傅里叶逆变换具体操作如下：
其中，rp,k为解调的时频域接收信号矩阵R的第p行第k列元素；
一阶MMSE均衡操作如下：
其中，为信道估计的信道抽头系数矩阵，SNR为信噪比；
为MMSE均衡后，变换域上的估计信号矩阵的第p行第k列元素；
(8)估计的时频域数据通过编码调制解映射单元，对估计时域数据块进行与编码调制映射单元相对应的解映射，得到数据比特流
(9)数据比特流通过无速率码BP迭代译码解调，得到译码解调数据流
2.根据权利要求1所述一种基于无速率码和V-OFDM的联合编码调制方法，其特征在于，所述编码调制映射单元的调制机制如下：首先，无速率编码度数分布分析单元根据时频域消息矩阵大小P×K，分析每P×K个编码调制符号的度数分布信息，并对其进行排序操作；再根据有序度数分布，设计编码调制映射单元，编码调制映射单元输出时频域消息矩阵该时频域消息矩阵满足从中心出发，依次环绕，编码节点度数不增排列至外层。
3.根据权利要求1所述一种基于无速率码和V-OFDM的联合编码调制方法，其特征在于，所述编码调制映射单元的调制机制如下：首先，无速率编码度数分布分析单元根据时频域消息矩阵大小P×K，分析每P×K个编码调制符号的度数分布信息，并对其进行排序操作；再根据有序度数分布，设计编码调制映射单元，编码调制映射单元输出时频域消息矩阵该时频域消息矩阵满足从对角线出发，依次环绕，按度数不增排列至外层。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201510018418.XA CN104579613B (zh) | 2015-01-15 | 2015-01-15 | 一种基于无速率码和v‑ofdm的联合编码调制方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201510018418.XA CN104579613B (zh) | 2015-01-15 | 2015-01-15 | 一种基于无速率码和v‑ofdm的联合编码调制方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN104579613A CN104579613A (zh) | 2015-04-29 |
| CN104579613B true CN104579613B (zh) | 2017-12-29 |
Family
ID=53094907
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201510018418.XA Active CN104579613B (zh) | 2015-01-15 | 2015-01-15 | 一种基于无速率码和v‑ofdm的联合编码调制方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN104579613B (zh) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| CN104579613A (zh) | 2015-04-29 |
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