CN105281823A - 星地混合网络双向中继通信系统mimo-copnc网络传输方法 - Google Patents

Abstract

星地混合网络双向中继通信系统MIMO-COPNC网络传输方法，属于双向中继通信领域。为了解决传统双向中继通信网络的传输协议误码率高且在非对称信道传输时误码率性能恶化严重的问题。所述方法包括：星源节点和地面移动源节点同时发送信息，信息通过无线信道中传输，中继节点收到以电磁波形式叠加的信息，并对其进行处理和联合正交物理层网络编码，得到综合信息，然后再通过无线信道将综合信息进行广播，相应节点接收信息，并进行译码，星源节点和地面移动源节点分别获得对方节点发送的信息，实现信息的双向传输。本发明适用于中继节点多天线的双向中继通信系统的传输。

Description

星地混合网络双向中继通信系统MIMO-COPNC网络传输方法

技术领域

本发明属于双向中继通信领域。

背景技术

网络编码是一种基于存储、编码和前向的数据分流技术。利用无线传输中广播性质的潜力来提高无线通信系统的吞吐量。近年来，无论在工业和学术领域，基于中继的无线网络均是研究热点，因为其提升系统容量及吞吐量的潜力。不同的技术，如传统信息前向、物理层星座和网络编码均用于基于中继的无线网络中。

尽管无线网络中的网络编码可以从广播特性中获得增益，仍然存在信道衰落的问题。MIMO技术可以通过空间分集增益来提高衰落环境下的系统性能。例如Alamouti方法，通过STBC编码获得全部增益。所以，通过MIMO技术与网络编码在中继系统中的结合，既可以通过网络编码和空间复用获得吞吐量的提升，也可以通过空间分集提高传输的可靠性。因此，为了提高网络编码在衰落信道性能，提出在双向中继网络中一种结合MIMO技术与STBC编码的传输协议。

关于提高双向中继通信网络性能，尤其针对在非对称信道网络中的误码性能的急剧恶化，已有一些相关研究在进行中。主要想法是应用物理层网络编码，是在物理层进行网络编码，处理信号接收和调制。它与标准双向网络相比，吞吐量提高到两倍，但是存在的传输协议误码率低且在非对称信道传输时误码率性能恶化严重的问题。

发明内容

本发明的目的是为了解决传统双向中继通信网络的传输协议误码率高且在非对称信道传输时误码率性能恶化严重的问题，本发明提供一种星地混合网络双向中继通信系统MIMO-COPNC网络传输方法。

本发明的星地混合网络双向中继通信系统MIMO-COPNC网络传输方法，所述方法包括：星源节点和地面移动源节点同时发送信息，信息通过无线信道中传输，中继节点收到以电磁波形式叠加的信息，并对其进行处理和联合正交物理层网络编码，得到综合信息，然后再通过无线信道将综合信息进行广播，相应节点接收信息，并进行译码，星源节点和地面移动源节点分别获得对方节点发送的信息，实现信息的双向传输。

所述方法包括上行传输方法和下行传输方法；

上行传输方法包括：

星源节点和地面移动源节点的发送数据分别采用正交载波对信息进行BPSK调制后变频到载频信号，两个源节点的载频信号的相位差为所述载频信号经无线信道发送到中继节点；

中继节点对接收到的载频信号去载波和信号判决，获得两个源节点发送数据的估计值；然后对两个源节点发送数据的估计值进行QPSK调制，得到综合信息；

下行传输方法包括：

中继节点对综合信息进行正交载波调制，并对调制后的综合信息进行Alamouti编码，编码后的综合信息经无线信道进行广播；

星源节点和地面移动源节点同时接收综合信息，进行Alamouti译码，对译码后的去载波和信号判决，星源节点和地面移动源节点分别获得对方节点发送的信息，实现信息的双向传输。

所述星源节点与中继节点之间的无线通道采用莱斯衰落信道实现，地面移动源节点与中继节点之间的无线通道采用Nakagami-m信道模型实现。

当星源节点、地面移动源节点与中继节点之间的无线信道仅有一条不可靠时，利用不可靠信道传输的数据需乘以非对称系数α；当星源节点、地面移动源节点与中继节点之间的无线信道仅有两条不可靠时，利用不可靠信道传输的数据需乘以非对称系数β；α和β的取值范围为(0,1]，α和β之间的关系为

所述无线信道为阶段非对称信道时，包括：

当仅有上行传输时的两条信道不可靠时，利用不可靠信道传输的数据需乘以非对称系数β；

当仅有下行传输时的两条信道不可靠时，利用不可靠信道传输的数据需乘以非对称系数β。

所述无线信道为下行非对称信道，当仅有下行传输时的两条信道中一条信道不可靠时，利用不可靠信道传输的数据需乘以非对称系数α。

所述无线信道为上行非对称信道，当仅有上行传输时的两条信道中一条信道不可靠时，利用不可靠信道传输的数据需乘以非对称系数α。

所述无线信道为节点非对称信道，当仅有星源节点或地面移动源节点与中继节点之间的两条信道不可靠时，利用不可靠信道传输的数据需乘以非对称系数β。

本发明的有益效果在于，当双向中继系统中有一条或者两条上行信道不可靠时，经常会出现的一种情况是有一个源节点发送的信息被正确传输，而另外一个源节点发送的信息出现错误。本发明由于应用了COPNC技术，能够解码出一个正确的比特和一个错误的比特，所以当上行阶段一个源节点发送的信息正确传输，而另外一个源节点发送的信息出现错误时，COPNC会明显提高系统的BER性能。

本发明采用联合正交物理层网络编码方案，星源节点和地面移动源节点并不需要自信息即可解码出期望得到的信息，这是由于在解调过程中由积分器和采样器组成的低通滤波器已经把混叠的自信息滤除。这样星源节点和地面移动源节点就不必存储自信息用于解码，节省了系统的存储耗费。

本发明在结合MIMO技术与STBC编码的传输协议的基础上，提出一种MIMO技术与联合正交物理层网络编码(COPNC)相结合的网络协议，命名为MIMO-COPNC协议。MIMO-COPNC协议与已存在的网络协议相比，误码性能有很大的提升，尤其在非对称信道场景中，有优越的性能。

附图说明

图1为具体实施方式二中双向中继通信模型的原理示意图。

图2为具体实施方式二中上行传输方法的原理示意图。

图3为具体实施方式二中下行传输方法的原理示意图。

图4为具体实施方式四中上行传输时的两条信道不可靠时的非对称信道模型PA-U的原理示意图。

图5为具体实施方式四中下行传输时的两条信道不可靠时的非对称信道模型PA-D的原理示意图。

图6为具体实施方式四中下行传输时的两条信道中源节点A与中继节点R之间的信道不可靠时的非对称信道模型DA-A原理示意图。

图7为具体实施方式四中下行传输时的两条信道中源节点B与中继节点R之间的信道不可靠时的非对称信道模型DA-B原理示意图。

图8为具体实施方式四中上行传输时的两条信道中源节点A与中继节点R之间的信道不可靠时的非对称信道模型UA-A原理示意图。

图9为具体实施方式四中上行传输时的两条信道中源节点B与中继节点R之间的信道不可靠时的非对称信道模型UA-B原理示意图。

图10为具体实施方式四中源节点A与中继节点R之间的两条信道不可靠时的非对称信道模型NA-A原理示意图。

图11为具体实施方式四中中继节点R与源节点B之间的两条信道不可靠时的非对称信道模型NA-B原理示意图。

图12为MIMO-COPNC与MIMO-NC两种协议下，源节点A的误码率性能曲线示意图，其中，曲线对称-A为本实施方式的MIMO-COPNC协议下在对称信道模型下源节点A的误码率性能曲线；

曲线NA-A为本实施方式的MIMO-COPNC协议下在非对称信道模型NA-A下源节点A的误码率性能曲线；

曲线DA-A为本实施方式的MIMO-COPNC协议下在非对称信道模型DA-A下源节点A的误码率性能曲线；

曲线UA-A为本实施方式的MIMO-COPNC协议下在非对称信道模型UA-A下源节点A的误码率性能曲线；

曲线PA-U-A为本实施方式的MIMO-COPNC协议下在非对称信道模型PA-U下源节点A的误码率性能曲线；

曲线PA-D-A为本实施方式的MIMO-COPNC协议下在非对称信道模型PD-U下源节点A的误码率性能曲线；

曲线对称C-A为现有MIMO-NC协议下在对称信道模型下源节点A的误码率性能曲线；

曲线NAC-A为现有MIMO-NC协议下在非对称信道模型NA-A下源节点A的误码率性能曲线；

曲线DAC-A为现有MIMO-NC协议下在非对称信道模型DA-A下源节点A的误码率性能曲线；

曲线UAC-A为现有MIMO-NC协议下在非对称信道模型UA-A下源节点A的误码率性能曲线；

曲线PAC-U-A为现有MIMO-NC协议下在非对称信道模型PA-U下源节点A的误码率性能曲线；

曲线PAC-D-A为现有MIMO-NC协议下在非对称信道模型PD-U下源节点A的误码率性能曲线。

图13为MIMO-COPNC与MIMO-NC两种协议下，源节点B的误码率性能曲线示意图，其中，曲线对称-B为本实施方式的MIMO-COPNC协议下在对称信道模型下源节点B的误码率性能曲线；

曲线NA-B为本实施方式的MIMO-COPNC协议下在非对称信道模型NA-B下源节点B的误码率性能曲线；

曲线DA-B为本实施方式的MIMO-COPNC协议下在非对称信道模型DA-B下源节点B的误码率性能曲线；

曲线UA-B为本实施方式的MIMO-COPNC协议下在非对称信道模型UA-B下源节点B的误码率性能曲线；

曲线PA-U-B为本实施方式的MIMO-COPNC协议下在非对称信道模型PA-U下源节点B的误码率性能曲线；

曲线PA-D-B为本实施方式的MIMO-COPNC协议下在非对称信道模型PD-U下源节点B的误码率性能曲线；

曲线对称C-B为现有MIMO-NC协议下在对称信道模型下源节点B的误码率性能曲线；

曲线NAC-B为现有MIMO-NC协议下在非对称信道模型NA-B下源节点B的误码率性能曲线；

曲线DAC-B为现有MIMO-NC协议下在非对称信道模型DA-B下源节点B的误码率性能曲线；

曲线UAC-B为现有MIMO-NC协议下在非对称信道模型UA-B下源节点B的误码率性能曲线；

曲线PAC-U-B为现有MIMO-NC协议下在非对称信道模型PA-U下源节点B的误码率性能曲线；

曲线PAC-D-B为现有MIMO-NC协议下在非对称信道模型PA-D下源节点B的误码率性能曲线。

图14为MIMO-COPNC与MIMO-NC两种协议下，源节点A的非对称信道下误码率增大倍数的性能曲线示意图。

图15为MIMO-COPNC与MIMO-NC两种协议下，源节点B的非对称信道下误码率增大倍数的性能曲线示意图。

具体实施方式

具体实施方式一：结合图1说明本实施方式，本实施方式所述的星地混合网络双向中继通信系统MIMO-COPNC网络传输方法，所述方法包括：星源节点和地面移动源节点同时发送信息，信息通过无线信道中传输，中继节点收到以电磁波形式叠加的信息，并对其进行处理和联合正交物理层网络编码，得到综合信息，然后再通过无线信道将综合信息进行广播，相应节点接收信息，并进行译码，星源节点和地面移动源节点分别获得对方节点发送的信息，实现信息的双向传输。

具体实施方式二：本实施方式是对具体实施方式一所述的高速同步显示卡的进一步限定，本实施方式应用于的双向中继通信模型，如图1所示，星源节点A和地面移动源节点B需要交换信息，但星源节点A、地面移动源节点B之间不存在通信路径，因此需借助中继节点R完成通信。且模型中星源节点A、地面移动源节点B为单天线节点，中继节点R为双天线节点；假设所有节点都是半双工的，即不能同时实现收发信息。这样的假设与实际情况相符，因为无线传输节点，如同时收发信号，接收与发送信号间会产生难以消除的干扰。并且，信源节点发送信息应用BPSK调制方式以帧为单位传输，且在每帧数据传输的过程中，信道环境不变即信道函数固定。

如图1所示，两个源节点通过中继节点完成信息的交换。图1中，由星源节点A、地面移动源节点B向中继节点R传输的2×2MIMO信道的传输函数被分解为两个1×2SIMO信道的传输函数，用h_AR＝[h_AR1h_AR2]、h_BR＝[h_BR1h_BR2]表示；X_A和X_B分别为星源节点A和地面移动源节点B产生数据经BPSK调制后的信号；h_RA＝[h_R1Ah_R2A]′和h_RB＝[h_R1Bh_R2B]′分别为由中继节点R向星源节点A、地面移动源节点B传输的2×1MISO信道的传输函数；X_R为中继节点R带传输信号。图中TSu与TSd分别表示上行传输与下行传输阶段。

所述方法包括上行传输方法和下行传输方法；上行传输阶段即由源节点向中继节点发送信号，下行传输阶段即由中继节点向源节点发送信号。

如图2所示，上行传输方法包括：

星源节点A和地面移动源节点B的发送数据S_A和S_B分别采用正交载波对信息进行BPSK调制后的X_A和X_B变频到载频信号，两个源节点的载频信号的相位差为所述载频信号经无线信道发送到中继节点R；

中继节点R对接收到的载频信号Y_R(t)去载波和信号判决，获得两个源节点发送数据的估计值和然后对两个源节点发送数据的估计值进行QPSK调制，得到综合信息S_R，即实现了MIMO-NC协议网络编码的XOR功能；

传输过程的数学描述如下：

源节点A、B一帧内待传输信息S_A、S_B表示如下：

S_A＝{s_A,1s_A,2…s_A,N},(s_A,n∈{0,1},1≤n≤N)(1)

S_B＝{s_B,1s_B,2…s_B,N},(s_B,n∈{0,1},1≤n≤N)(2)

其中，N为一帧中发送数据个数。

对S_A、S_B进行BPSK调制，得到调制后信号X_A、X_B，定义如下：

X_A＝{x_A,1x_A,2…x_A,N},(x_A,n∈{+1,-1},1≤n≤N)(3)

X_B＝{x_B,1x_B,2…x_B,N},(x_B,n∈{+1,-1},1≤n≤N)(4)

其中，映射关系为 $x_{S,n}=\left\{\begin{array}{cc}+1& ,s_{S,n}=0\\ -1& ,s_{S,n}=1\end{array}\right.,(S\∈\{A,B\},1\≤n\≤N).$

正交物理层网络编码与网络编码的最主要区别在于上行阶段两个源节点采用正交载波进行传输，即两个载波的相位差为时间和频率完全同步。为不失一般性，假设节点A采用的载波为则节点B采用的载波为 $\mathrm{Re}\[e^{j(2{\mathrm{\πf}}_{c}t+\mathrm{\θ}-\mathrm{\π}/2)}\]=\mathrm{Im}\[e^{j(2{\mathrm{\πf}}_{c}t+\mathrm{\θ})}\].$ 正交物理层网络编码的具体信号处理过程如图2，为简化推导过程，假设θ＝0。上行传输时，两源节点发送的信号在无线媒质中混合，中继节点R收到混叠时域信号为：

$Y_R\left(t\right)=\underset{n=1}{\overset{N}{\Σ}}{x}_{A,n}\·p(t-\[n-1\]T_b)cos\left(2{\mathrm{\πf}}_{c}t\right)h_{AR}+\underset{n=1}{\overset{N}{\Σ}}{x}_{B,n}\·p(t-\[n-1\]T_b)sin\left(2{\mathrm{\πf}}_{c}t\right)h_{BR}+N_U\left(t\right)---\left(5\right)$

其中，h_AR，h_BR为源节点A、B向中继节点R的1*2SIMO信道传输函数，表示为h_AR＝[h_AR1h_AR2],h_BR＝[h_BR1h_BR2]，h_SRi,(S∈{A,B},1≤i≤2)为由源节点A、B向中继节点R的第i根天线传输的信道函数。N_U(t)为上行传输的信道中的复加性高斯白噪声，分解为同相、正交分量，有N_U(t)＝n_Urcos(2πf_ct)+jn_Uisin(2πf_ct)，满足n_Ur～N(0,N_U/2)，n_Ui～N(0,N_U/2)，其中N_U为上行传输的信道中噪声功率谱密度。

注意到源节点A发送的信息X_A包含于混叠信号的同相部分，源节点B发送的信息X_B包含于混叠信号的正交部分。因此中继节点R可以采用包含两个支路(同相支路与正交支路)的解调器，并在两个支路分别解调出节点A和节点B发送的信息，如图9。同相支路和正交支路的基带矢量信号分别为

$Y_{RI}=\sqrt{2E_b/T_b}\·X_A\·h_{AR}+n_{Ur}---\left(6\right)$

$Y_{RQ}=\sqrt{2E_b/T_b}\·X_B\·h_{BR}+n_{Ui}---\left(7\right)$

经过判决可以分别在两支路得到节点A和节点B发送的信息在联合正交物理层网络编码方案中，中继节点对两源节点信息进行正交综合，一个比特周期内，综合表达为。

$S_R={\tilde{S}}_A+j{\tilde{S}}_B---\left(8\right)$

经过QPSK调制，X_R为

$X_R=\frac{1}{\sqrt{2}}(1+j-2S_R)=\frac{1}{\sqrt{2}}({\tilde{X}}_A+j{\tilde{X}}_B)---\left(9\right)$

其中，乘以系数是为保证中继节点R的发射每符号能量为称式(8)和式(9)为正交综合是对应于MIMO-NC协议的XOR网络编码。正是由于两源节点采用正交载波，中继节点R采用正交综合，所以命名这一方案为联合正交物理层网络编码。

如图3所示，下行传输方法包括：

中继节点对综合信息进行正交载波调制，并对调制后的综合信息进行Alamouti编码，编码后的综合信息经无线信道进行广播；

星源节点和地面移动源节点同时接收综合信息，进行Alamouti译码，对译码后的去载波和信号判决，星源节点和地面移动源节点分别获得对方节点发送的信息，实现信息的双向传输。而不需要源节点本身产生的数据，与MIMO-NC协议相比，节约了存储成本。

在下行传输阶段，首先对正交综合得到的X_R进行正交载波调制，得到X_R(t)：

$\begin{array}{c}{X}_R\left(t\right)=\mathrm{Re}\[X_R\]\cos \left(2{\mathrm{\πf}}_{c}t\right)+\mathrm{Im}\[X_R\]\sin \left(2{\mathrm{\πf}}_{c}t\right)\\ =\frac{1}{\sqrt{2}}{\tilde{X}}_A\cos \left(2{\mathrm{\πf}}_{c}t\right)+\frac{1}{\sqrt{2}}{\tilde{X}}_B\sin \left(2{\mathrm{\πf}}_{c}t\right)\end{array}---\left(10\right)$

在对X_R(t)进行STBC编码，在此与MIMO-NC协议一致，选用Alamouti编码方案。利用缓存器对X_R(t)信号进行缓存，得到连续两个时隙的信号在进行STBC编码，缓存得到的信号为[X_R ⁽¹⁾(t)X_R ⁽²⁾(t)]，其中X_R ⁽¹⁾(t)，X_R ⁽²⁾(t)分别表示相邻的两个X_R(t)，分别由中继节点R的天线1和天线2在发送信号的第一时隙发送。则经Alamouti编码器，在发送信号的第二时隙中继节点R的天线1和天线2发送信号为[-X_R ^(2)*(t)X_R ^(1)*(t)]，则两个源节点A，B在第一、第二时隙接收的信号可以表示为：

$\left[\begin{array}{c}{Y}_S^{\left(1\right)}\left(t\right)\\ Y_S^{\left(2\right)}{\left(t\right)}^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{h}_{R1S}& h_{R2S}\\ {h_{R2S}}^{*}& -{h_{R1S}}^{*}\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}{X_R}^{\left(1\right)}\left(t\right)\\ {X_R}^{\left(2\right)}\left(t\right)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{N}_{DS}^{\left(1\right)}\left(t\right)\\ N_{DS}^{\left(2\right)}{\left(t\right)}^{*}\end{array}\right]---\left(11\right)$

其中，(S∈{A,B},1≤i≤2)表示第i时隙，下行传输过程中节点R到节点S信道中的复加性高斯白噪声，分解为同相、正交分量，有N_DS(t)＝n_DSrcos(2πf_ct)+jn_DSisin(2πf_ct)，满足n_DSr～N(0,N_DS/2)，n_DSi～N(0,N_DS/2)表示变量服从均值为0方差为N_U/2的正态分布，其中N_DS为下行信道中噪声功率谱密度。

Alamouti译码将得到X_R(t)的估计值，译码过程如下，先将式(11)两边同时乘以信道矩阵的诶米特转置：

$\begin{array}{c}\left[\begin{array}{cc}{h_{R1S}}^{*}& h_{R2S}\\ {h_{R2S}}^{*}& -h_{R1S}\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}{Y}_S^{\left(1\right)}\left(t\right)\\ Y_S^{\left(2\right)}{\left(t\right)}^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{h_{R1S}}^{*}& h_{R2S}\\ {h_{R2S}}^{*}& -h_{R1S}\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{cc}{h}_{R1S}& h_{R2S}\\ {h_{R2S}}^{*}& -{h_{R1S}}^{*}\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}{X_R}^{\left(1\right)}\left(t\right)\\ {X_R}^{\left(2\right)}\left(t\right)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}{h_{R1S}}^{*}& h_{R2S}\\ {h_{R2S}}^{*}& -h_{R1S}\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}{N}_{DS}^{\left(1\right)}\left(t\right)\\ N_{DS}^{\left(2\right)}{\left(t\right)}^{*}\end{array}\right]\\ =\left({\left|h_{R1S}\right|}^2+{\left|h_{R2S}\right|}^2\right)\·\left[\begin{array}{c}{X_R}^{\left(1\right)}\left(t\right)\\ {X_R}^{\left(2\right)}\left(t\right)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{h_{R1S}}^{*}{N}_{DS}^{\left(1\right)}\left(t\right)+h_{R2S}{N}_{DS}^{\left(2\right)}{\left(t\right)}^{*}\\ {h_{R2S}}^{*}{N}_{DS}^{\left(1\right)}\left(t\right)-h_{R1S}{N}_{DS}^{\left(2\right)}{\left(t\right)}^{*}\end{array}\right]\end{array}---\left(12\right)$

再两边同时乘以1/(|h_R1S|²+|h_R2S|²)，得到[X_R ⁽¹⁾(t)X_R ⁽²⁾(t)]的估计值 $\left[\begin{array}{cc}{{\hat{X}}_R}^{\left(1\right)}\left(t\right)& {{\hat{X}}_R}^{\left(2\right)}\left(t\right)\end{array}\right].$

由X_R(t)表达式注意到源节点A期望得到的信息X_B包含于混叠信号的正交部分，源节点B期望得到的信息X_A包含于混叠信号的同相部分。所以源节点A和源节点B的解调器分别采用传统QPSK解调器的一个支路即可，源节点A采用正交支路，源节点B采用同相支路，得到分别为源节点A对源节点B发送数据的估计及源节点B对源节点A发送数据的估计。完成源节点A、B之间的双向信息传输。

在本实施方式中，上行阶段两个源节点分别采用正交载波对信息进行BPSK调制并发送；中继节点对接收的叠加信号进行处理并对两个源节点的信号进行正交综合；然后采用QPSK调制的方式进行发送。在下行阶段，两个源节点分别只需要处理中继节点广播信号相应的正交或同相信号分量，即可得到对方发送的信息。本实施方式相比MIMO-NC(多输入多输出-网络编码)方案提高了系统的抗噪声性能，特别是当上行信道不可靠时本实施方式可以极大提高系统的误码率性能。

具体实施方式三：本实施方式是对具体实施方式二所述的星地混合网络双向中继通信系统MIMO-COPNC网络传输方法的进一步限定，所述星源节点与中继节点之间的无线通道采用莱斯衰落信道实现，地面移动源节点与中继节点之间的无线通道采用Nakagami-m信道模型实现。

具体实施方式四：本实施方式是对具体实施方式二或三所述的星地混合网络双向中继通信系统MIMO-COPNC网络传输方法的进一步限定，当星源节点、地面移动源节点与中继节点之间的无线信道仅有一条不可靠时，利用不可靠信道传输的数据需乘以非对称系数α；当星源节点、地面移动源节点与中继节点之间的无线信道仅有两条不可靠时，利用不可靠信道传输的数据需乘以非对称系数β；α和β的取值范围为(0,1]，α和β之间的关系为 $\mathrm{\β}=\sqrt{\frac{1+{\mathrm{\α}}^2}{2}}.$

所述无线信道为阶段非对称信道时，包括：

当仅有上行传输时的两条信道不可靠时，利用不可靠信道传输的数据需乘以非对称系数β；如图4所示；

当仅有下行传输时的两条信道不可靠时，利用不可靠信道传输的数据需乘以非对称系数β；如图5所示；

所述无线信道为下行非对称信道，当仅有下行传输时的两条信道中一条信道不可靠时，利用不可靠信道传输的数据需乘以非对称系数α。如图6和图7所示；

所述无线信道为上行非对称信道，当仅有上行传输时的两条信道中一条信道不可靠时，利用不可靠信道传输的数据需乘以非对称系数α；如图8和图9所示；

所述无线信道为节点非对称信道，当仅有星源节点或地面移动源节点与中继节点之间的两条信道不可靠时，利用不可靠信道传输的数据需乘以非对称系数β；如图10和图11所示；

分析在各种对称、非对称信道下的MIMO-NC协议与MIMO-COPNC协议的传输误码性能，并比较两者误码性能在非对称信道下的恶化程度。信道模型采用具体实施方式三的方式，并设置莱斯信道衰落因子K为1，Nakagami-m模型的参数m为3。设置每帧含数据130比特，载波频率2GHz。非对称信道，设定非对称系数α²＝-10dB，即α＝0.3162，β＝0.7416。其中，DA，UA，NA三种非对称信道，分别如图6、图8和图10所示，均选择源节点A作为非对称节点。为分析误码率性能在非对称信道环境下的恶化程度，计算非对称信道下的误码率与对称信道下的误码率相比的扩大倍数，并用dB形式表示。

由图12和图13可明显观察得到，MIMO-COPNC协议下的误码率与MIMO-NC协议下的误码率相比，误码率减小100倍左右，即应用MIMO-COPNC协议能大幅提升系统的误码性能。图中图注字母“C”表征MIMO-COPNC协议。

由于MIMO-NC协议在三种上行非对称信道情况下误码性能恶化严重，因此，针对这三种情况比较MIMO-COPNC与MIMO-NC两种协议误码率增大倍数。由图14和图15可知，整体上MIMO-COPNC协议误码性能受信道非对称影响低于MIMO-NC协议15dB以上。对于PA-U与NA两种情况，MIMO-COPNC协议的误码性能受非对称信道影响分别小于10dB与5dB，优于MIMO-NC协议20dB左右。对于UA情况下，在节点A处，MIMO-COPNC协议误码性能几乎不受信道非对称影响，低于MIMO-NC协议25dB以上；而在节点B处，由于UA假设源节点A上行非对称，在MIMO-COPNC协议下对源节点B估计发自源节点A的信息影响很大，所以误码率扩大15dB左右，即使如此，在信噪比大于16dB后，MIMO-COPNC协议的误码性能扩大倍数仍小于MIMO-NC协议。

综合以上结果，MIMO-COPNC协议的误码性能与MIMO-NC协议相比，无论是在误码率大小还是受非对称信道影响上，均有明显优势。

Claims (8)

1.一种星地混合网络双向中继通信系统MIMO-COPNC网络传输方法，其特征在于，所述方法包括：

星源节点和地面移动源节点同时发送信息，信息通过无线信道中传输，中继节点收到以电磁波形式叠加的信息，并对其进行处理和联合正交物理层网络编码，得到综合信息，然后再通过无线信道将综合信息进行广播，相应节点接收信息，并进行译码，星源节点和地面移动源节点分别获得对方节点发送的信息，实现信息的双向传输。

2.根据权利要求1所述的星地混合网络双向中继通信系统MIMO-COPNC网络传输方法，其特征在于，所述方法包括上行传输方法和下行传输方法；

上行传输方法包括：

星源节点和地面移动源节点的发送数据分别采用正交载波对信息进行BPSK调制后变频到载频信号，两个源节点的载频信号的相位差为所述载频信号经无线信道发送到中继节点；

中继节点对接收到的载频信号去载波和信号判决，获得两个源节点发送数据的估计值；然后对两个源节点发送数据的估计值进行QPSK调制，得到综合信息；

下行传输方法包括：

中继节点对综合信息进行正交载波调制，并对调制后的综合信息进行Alamouti编码，编码后的综合信息经无线信道进行广播；

星源节点和地面移动源节点同时接收综合信息，进行Alamouti译码，对译码后的去载波和信号判决，星源节点和地面移动源节点分别获得对方节点发送的信息，实现信息的双向传输。

3.根据权利要求2所述的星地混合网络双向中继通信系统MIMO-COPNC网络传输方法，其特征在于，所述星源节点与中继节点之间的无线通道采用莱斯衰落信道实现，地面移动源节点与中继节点之间的无线通道采用Nakagami-m信道模型实现。

4.根据权利要求2或3所述的星地混合网络双向中继通信系统MIMO-COPNC网络传输方法，其特征在于，当星源节点、地面移动源节点与中继节点之间的无线信道仅有一条不可靠时，利用不可靠信道传输的数据需乘以非对称系数α；当星源节点、地面移动源节点与中继节点之间的无线信道仅有两条不可靠时，利用不可靠信道传输的数据需乘以非对称系数β；α和β的取值范围为(0,1]，α和β之间的关系为

5.根据权利要求4所述的星地混合网络双向中继通信系统MIMO-COPNC网络传输方法，其特征在于，所述无线信道为阶段非对称信道时，包括：

当仅有上行传输时的两条信道不可靠时，利用不可靠信道传输的数据需乘以非对称系数β；

当仅有下行传输时的两条信道不可靠时，利用不可靠信道传输的数据需乘以非对称系数β。

6.根据权利要求4所述的星地混合网络双向中继通信系统MIMO-COPNC网络传输方法，其特征在于，所述无线信道为下行非对称信道，当仅有下行传输时的两条信道中一条信道不可靠时，利用不可靠信道传输的数据需乘以非对称系数α。

7.根据权利要求4所述的星地混合网络双向中继通信系统MIMO-COPNC网络传输方法，其特征在于，所述无线信道为上行非对称信道，当仅有上行传输时的两条信道中一条信道不可靠时，利用不可靠信道传输的数据需乘以非对称系数α。

8.根据权利要求4所述的星地混合网络双向中继通信系统MIMO-COPNC网络传输方法，其特征在于，所述无线信道为节点非对称信道，当仅有星源节点或地面移动源节点与中继节点之间的两条信道不可靠时，利用不可靠信道传输的数据需乘以非对称系数β。