CN104348421A - 开关模式放大器 - Google Patents

Abstract

一种开关模式放大器，包括Doherty放大器。所述Doherty放大器具有载波路径(404)和峰值路径(406)。所述Doherty放大器包括配置为放大从所述载波路径接收的信号的载波放大器(410)和配置为放大从所述峰值路径接收的信号的峰值放大器(412)。所述器件包括具有连接到所述峰值路径的第一端和连接到参考电压的第二端的电阻性开关(422)，以及控制器(424)，配置为当所述Doherty放大器的功率输入低于阈值时，将所述电阻性开关设置为第一电阻值以及当所述Doherty放大器的所述功率输入高于所述阈值时，将所述电阻性开关设置为第二电阻值。

Description

开关模式放大器

技术领域

本发明主题实施例涉及具有提高效率的放大器，并且更具体地，涉及通过利用可变电阻或开关以控制放大器的运行的具有改进接通特性的放大器。

背景技术

Doherty放大器是在无线通信系统中常用的放大器。当今，例如，Doherty放大器越来越多地应用于启动无线通信网络运行的基站。Doherty放大器适合于在这类应用中使用，因为该放大器包括独立的放大路径—通常是载波路径和峰值路径。配置这两个路径在不同的类进行运行。更具体地说，载波放大路径通常在AB类模式运行，而偏置峰值放大路径，使其在C类模式运行。与平衡放大器相比，这在无线通信应用中常见的功率水平上提高了放大器的功率附加效率和线性度。

通常，功率分配器向Doherty放大器中的每个放大路径提供输入信号。功率分配器或信号分配器或分割器是已知的，顾名思义，用于将信号分割或分配为具有已知的、预定的功率关系的两个或更多个信号。

在Doherty放大器中，通常期望放大器表现出高效率。然而，在传统Doherty放大器中，峰值放大器开始传导的方式可能降低放大器的整体效率。

附图说明

在附图中，类似的参考符号贯穿单独的视图指示相同或功能相似的元素，所述附图连同以下具体实施方式合并进说明书并形成说明书的一部分，起到进一步说明各种实施例并且解释根据本发明主题的各种原理以及优点的作用。

图1示出了包括了主路径或载波路径和峰值路径的传统Doherty放大器排布。

图2A和图2B是示出了传统Doherty放大器的理想化运行的图表，其中载波放大器和峰值放大器建模为理想的电压和电流源。

图3A和图3B分别示出了修改的图2A和图2B以描绘Doherty放大器的实际运行的图表。

图4示出了包括了主路径和峰值路径以及连接到峰值路径的电阻性开关或可变电阻的Doherty放大器排布。

图5是描绘了开关的电阻对V_in/V_{in_max}的图表。

图6A和图6B是描绘了理想化的Doherty放大器、传统Doherty放大器以及图4中描绘的Doherty放大器的运行的图表。

图7是说明了图4中描绘的Doherty放大器的开关的控制器的功能组件的方框图。

图8是描绘了传统Doherty放大器的效率以及本Doherty放大器对放大器功率输出的图表。

具体实施方式

总体来说，本公开描述了本发明主题的实施例，其涉及可以具有提高的效率的放大器，更具体地说，涉及可以通过利用可变电阻或开关以控制放大器的运行的具有改进的接通特性的放大器。

在本公开中，结合Doherty放大器描述了系统的实施例，但应了解，在其它实施例中，本公开中的Doherty放大器可以由替代的双路径或多路径放大器所取代。

根据本发明，提供本公开以在应用时以能够实现的形式进一步解释制造和使用各种实施例的最好的模式。进一步提供本公开以增强对发明原则及其优点的理解和认识，而不是以任何方式限制本发明的范围。

还应理解关系术语的使用，例如第一和第二，顶部和底部等等，如果有的话，仅用于将一个实体或动作从另一个实体或动作中区分，而不一定需要或暗含在这种实体或动作之间的任何实际的这种关系或顺序。

使用或在集成电路(ICs)中最好地实现许多本发明功能和许多本发明原理，其中集成电路可能包括专用IC或具有集成处理或控制或其它结构的集成电路。虽然可能的显著努力和例如由可用时间，当前技术和经济考虑驱动的很多设计选择，当被此处公开的概念和原理引导时，期望普通技术人员将容易地能够以最少实验生成这样的IC和结构。因此，为了简洁和最小化模糊根据本发明下述实施例的原理和概念的任何风险，如果有的话，进一步讨论这样的结构和IC将限制为关于各种实施例的原理和概念的本质。

Doherty放大器用于很多无线应用中，这是由于该放大器在宽输出功率范围内能够实现高效率并且可以通过使用各种线性化方案实现所需的线性度。在很多实现方式中，Doherty放大器包括两个放大器，载波或主放大器和峰值放大器。在对称Doherty放大器中，载波和峰值放大器大小相同。现通常使用对称Doherty放大器，但是采用峰值放大器比载波放大器大的非对称Doherty放大器提供了提高附加效率的可能性。

在Doherty放大器中，在主放大路径或电路和峰值放大路径或电路之间的输入或功率分配器处分割输入信号。分割信号随后分别由Doherty放大器的主和峰值放大器放大，并在输出级结合。当结合主和峰值放大器的输出时，可以期望对Doherty器件的输入分配器的相位和幅值或衰减量作出细微调整，以提供每一个路径的输出之间的最优化平衡。为了促进这一调整，Doherty放大器可以包括可调节功率分割器或分配器，其可以用于微调主放大器和峰值放大器的输入信号的配置。Doherty放大器还可以包括可调节相位延迟和/或被配置以选择性地修改Doherty放大器的一个或多个路径的相移和/或幅值的幅值调节。

图1示出了包括主路径和峰值路径的传统Doherty放大器排布10。在所示的图1中，功率分配器12，例如可调节功率分配器或射频功率分配器，耦接到Doherty放大器10的主路径14和峰值路径16。配置功率分配器12将输入信号18(例如，(RFIN)的射频)分割为分别沿着不同放大路径传送的多个信号。每个放大路径可以包括多个衰减器、相移器和/或放大器。在图1中，功率分配器12生成两个输出信号。

在一种实现方式中，功率分配器12可以包括功率分配器，其具有用于接收输入射频信号的输入，以及第一和第二分割器输出。在某些实施例中，当连接到对称Doherty放大器时，功率分配器12可以将在输入18接收的输入信号分配或分割为两个具有非常相似的相等功率的信号。然而在其它情况下，功率分配器12可以输出具有不相等功率的信号。

功率分配器12的输出连接到主或载波放大器20和峰值放大器22。载波放大器20通过匹配网络或电路(未示出)耦接到功率分配器12的第一输出。峰值放大器22通过匹配网络或电路(未示出)耦接到功率分配器12的第二输出。正如本领域普通技术人员根据此处说明书所将理解的，载波放大器20和峰值放大器22可以包含相对较低功率水平放大和相对较高功率水平放大的一个或多个级。

阻抗变换器或λ/4传输线相移元件24连接到载波放大器20的输出和求和节点之间，峰值放大器22的输出也耦接到求和节点。在一些实现方式中，由元件24引入的相移通过由相移元件26引入的存在于路径16上的90度相对相移补偿。

阻抗网络，包括阻抗28，起到将适当的负载阻抗呈现给载波放大器20和峰值放大器22中每一个，并且在共用输出节点将由每个放大器产生的信号结合的作用。输出负载30(例如，50欧姆)连接到载波放大器20和峰值放大器22的输出。

配置放大器10，使得载波放大器20提供低水平输入信号的放大，并且放大器20和22相结合运行以提供高输入水平信号的放大。在一种实现方式中，配置载波放大器20放大从主路径14接收的信号，而配置峰值放大器22，只有当从峰值路径16接收的信号超过预定阈值时，才放大从峰值路径16接收的信号。

这可以例如通过偏置载波放大器20使得载波放大器20在AB类模式运行，并且偏置峰值放大器22使得峰值放大器22在C类模式运行来实现。

图1中描绘的Doherty放大器10体系结构广泛用于通信系统，这是由于该体系结构能够在扩展的输入信号范围内实现高效率。该体系结构还可以使用数字预失真(DPD)技术更好地进行线性化。

图2A和图2B是示出了传统Doherty放大器的理想化运行的图表，其中载波放大器和峰值放大器建模为理想的电压和电流源。在图2A中，纵轴表示位于图1的载波放大器20和峰值放大器22的输出节点处的电压V_carrier和V_peaking，而横轴表示归一化的输入电压V_in/V_{in_max}(正如在图1中所确定的)。相对于最大输入电压V_{in_max}归一化V_in。在图2B中，纵轴表示电流I_peaking和I_carrier(正如在图1中所确定的)，而横轴表示归一化的输入电压V_in/V_{in_max}。电流I_carrier和I_peaking是从零到导致V_in/V_{in_max}等于一的更高值扫过输入功率的结果。在这两个图表中，在约1.0伏(V)或安培(A)附近已分别归一化电压和电流值。图2A和图2B中所描绘的曲线表示了理想化的载波和峰值放大器的所有可能的运行点。在图2A中，线200示出载波放大器的电压，而线202示出峰值放大器的电压。在图2B中，线204示出载波放大器的电流，而线206示出峰值放大器的电流。

图2A和图2B中所示的Doherty放大器的运行是基于众所周知的一阶概念，其中当不饱和时，载波放大器20和峰值放大器22建模为电流源，以及当饱和时，其建模为电压源。在低输入功率水平，由于峰值放大器22的C类偏置，放大器10的峰值放大器22不导电。因此，仅仅通过使用载波放大器20来实现由放大器10所生成的所有放大。随着输入功率水平的增大，达到一点(即，在图2A和图2B上标示的转换点α)，在该点处，射频(RF)输入信号足够大使得载波放大器20达到饱和，并产生1V(归一化)的连续射频输出电压-见图2A的线200的水平部分。当饱和时，载波放大器20可以根据一阶原则表示并建模为电压源，使得随着输入功率的进一步增大，V_carrier保持在单位值(归一化)。由于阻抗变换器24和28(在图1中所示的)，电压V_peaking小于单位值。随着输入功率的进一步增大，载波放大器20和峰值放大器22的运行超出到点α以外。载波放大器开始导电，并贡献电流I_peaking，其具有调节对于载波放大器20的阻抗的作用，电流I_peaking随后还允许载波放大器20贡献附加RF电流。在V_in/V_{in_max}等于单位值的全驱动条件下，载波放大器20和峰值放大器22都饱和并产生最大功率。

可以由期望的负载调节确定转换点α的值，这与载波和峰值放大器的功率能力有关。通常，选择转换点α为1/(1+Pp/Pc)，其中Pp和Pc分别是峰值和载波放大器的功率能力。这是通过在图2B的线206中描绘的峰值放大器22的电流在大于横轴上的点α时的增加示出的。

在评估Doherty放大器的性能方面，可以考虑当输入功率水平在转换点α的附近(以上和以下)时放大器的运行，以及Doherty放大器在该区域的整体效率。Doherty体系结构的传统分析中，载波和峰值放大器是由理想的电压和电流源表示的，该分析表明在转换点α，仅仅由载波放大器确定整个Doherty放大器的效率；假定载波放大器的B类运行，在V_in/V_{in_max}＝α处表明为π/4的效率值。该分析假设峰值放大器无贡献，因为在理想化的模型中，I_Peaking在转换点α是零。

实际上，峰值放大器不是理想的电压和电流源。由于峰值放大器的C类运行，随着V_in/V_{in_max}从α以下转换到α以上时，I_Peaking不会突然从零转换到零以上。换句话说，在图2A和图2B的转换点α处，线200、202、204和206的锐角没有准确地描绘出真实Doherty放大器的运行。在实际中，I_Peaking和V_Carrier的响应都是渐变的。

图3A和图3B分别示出了修改的、以描绘Doherty放大器关于转换点α的实际运行的图2A和图2B的图表。如图3A所示，关于转换点α，载波放大器的电压(由线202示出)不会急剧地增大以达到最大值1.0V地转换。相反，如虚线302所示，转换是渐变的。因此，在真实的放大器中，甚至在大于转换点α的功率输出水平的某些功率输出水平处，载波放大器仍未达到完全饱和，再次，与理想化的模型相矛盾。

同样，如图3B所示，当峰值放大器在转换点α附近开始导电时，峰值放大器的电流(由线206示出)不会急剧地转换。相反，如虚线304所示，转换是渐变的。因此，在真实的放大器中，甚至在小于转换点α的功率输出水平的某些功率输出水平处，峰值放大器已经导电，与理想化的模型相矛盾。

这些影响对关于转换运行点α的整体Doherty效率是有害的。

在本发明的系统和方法中，通过使用可变电阻或电阻性开关元件调节在峰值放大器的输入处的RF电压。该调节控制峰值放大器的运行，并提高Doherty放大器的整体效率。在各种实现方式中，电阻性开关可以包括一个或多个晶体管，例如，可以使用砷化镓(GaAs)制作的P-高电子迁移率晶体管(pHemts)、使用绝缘体上硅技术的FET(场效应晶体管)、或其它类型的晶体管。在一种实现方式中，电阻性开关是具有两端的电路元件，其中在两端之间具有可调节的电阻值。控制输入接收配置为控制两端之间的电阻值的信号。该输入可以限于两个候选值(例如，低和高电压)，在这种情况下，两个输入值使得可调节电阻等于两个候选值中的一个。或者，输入可以是模拟的，其中输入信号的幅值决定电阻性开关的电阻值。类似地，输入可以是数字值，其中电阻性开关将数字输入信号转换为特定电阻值。可以配置电阻性开关，使得当其电阻值从一个值转换到另一个值时，开关在一段时间内逐渐地改变电阻(例如，通过一些中间电阻状态)，而不是突然地改变电阻。或者，电阻性开关的电阻可以是开关的输入电压的函数。在这种情况下，正如在下文关于图5所述的，当输入电压低于第一阈值时，可以设置开关的电阻值为第一值。类似地，当输入电压高于第二阈值时，可以设置开关的电阻为第二值。当输入信号落入第一和第二阈值之间时，开关的电阻可以是输入电压的函数。在一种实现方式中，该函数是线性函数。

如图所示，图4示出了包括主路径和峰值路径以及连接到峰值路径的电阻性开关的Doherty放大器排布400。在图4中，功率分配器402耦接到Doherty放大器400的主路径404和峰值路径406。功率分配器402配置为将输入信号408(RFIN)分割为多个信号，每一信号分别沿着不同放大路径传送。每个放大路径可以包括多个衰减器、相移器和/或放大器。

功率分配器402的输出连接到主或载波放大器410和峰值放大器412。载波放大器410通过匹配网络或电路(未示出)耦接到功率分配器402的第一输出。峰值放大器412通过匹配网络或电路(未示出)耦接到功率分配器402的第二输出。

阻抗变换器或λ/4线相移元件414连接到载波放大器410的输出和求和节点之间，以及峰值放大器412的输出也连接到求和节点。在一些实现方式中，由元件414引入的相移通过由相移元件416引入的存在于路径406上的90度相对相移补偿。在替代实施例中，器件400可以具有“倒置Doherty”配置。在这样的配置中，阻抗变换器或λ/4线相移元件414连接到峰值放大器412的输出和求和节点之间，而不是连接到载波放大器410的输出和求和节点之间。此外，在倒置Doherty实现方式中，由元件414引入的相移可以通过存在于路径404上，而不是路径406上的90度相对相移补偿。阻抗网络，包括阻抗418和420，起到将适当的负载阻抗呈现给载波放大器410和峰值放大器412的每一个，并且在共用输出节点将由每个放大器产生的合并的信号输出。

电阻性开关422以分流配置连接到峰值路径406。开关422的第一载流端在功率分配器402的输出和峰值放大器412的输入的之间连接到峰值路径406。开关422包括用于接收信号V_control的控制输入424。开关422的第二载流端例如通过接地电压节点连接到参考电压(例如，Vdd或接地)。可以由适当配置的控制器(未示出)，例如编程的微处理器或其它控制器，利用控制输入424将开关422设置为载流端之间期望的电阻水平。

在一种实现方式中，开关422可以是二元的，并且仅仅接受两种输入为V_control。在这种情况下，在输入424的第一输入值或电压将开关422转换至低电阻或导电状态(即，载流端之间的相对低电阻)以及第二输入值或电压将开关422转换至高电阻或非导电状态(即，载流端之间的相对高的电阻)。或者，在开关422的输入424的输入V_control可以是模拟的。在这种情况下，可以响应于设置V_control为特定模拟电压值而设置开关422的电阻值。随后开关422可以将模拟电压值映射到特定电阻值。在另外的其它实施例中，可以配置开关422为多个不同电阻，其中在开关422的输入424的V_control可以是二进制值以选择这些不同电阻值中的特定的一个值。

在一种实现方式中，对于小于α的输入信号水平V_in/V_{in_max}，将开关422设置为低电阻值，以阻止C类偏置的峰值放大器412开启并传导电流。具体地说，降低存在于峰值放大器的输入处的RF电压，从而将峰值放大器保持在非导电状态。在该状态下的电阻性开关的等效电阻不必接近零欧姆，而事实上，可以使用大于零欧姆的值以限制由开关动作造成的RF电压驻波比(VSWR)不匹配效应。因此，电阻性开关运行为电阻元件，其在两个电阻值或状态之间切换，其中较低的电阻值可以在几十欧姆(例如，在约5欧姆和约50欧姆或更大之间)，而高电阻值可以是大几个量级的幅值(例如，在约1000欧姆和约5000欧姆或更大之间)。这允许载波放大器410接近其饱和电压(例如，如图3A和图3B所示)，而没有峰值放大器412的干扰，从而在转换点α产生更高的Doherty效率。相反，随着输入信号水平增长到大于α，在该点载波放大器410饱和，设置开关422为相对高的电阻，从而允许峰值放大器412开始运行。

通常，当从低电阻转换到高电阻时，开关422在相对小的转换电压范围内进行转换。电压转换范围可以在V_{in_max}的约1％和10％之间。随着开关422的电阻的增加，峰值放大器412观察到在峰值放大器412的输入处的输入信号的幅值增加并开始导电。开关422的电阻在相对小的转换电压范围内从低转换到高导致峰值放大器412的平滑但相对突然的开启，从而保持整个Doherty放大器400的平滑增益响应。然而，如果开关422是立即或几乎立即从低电阻改变为高电阻，那么电阻的这种改变可能将瞬态信号引入到Doherty放大器的信号路径中。

通过将开关422的电阻保持在输入水平低于转换点α的低值，由于开关422的低电阻，将峰值放大器412的输入信号保持在与通过开关422的信号一样小。因此，保持输入信号幅值足够小以阻止峰值放大器412在载波放大器410达到饱和之前导电。在全驱动条件下，并且当输入水平超过转换点α时，开关422处于高电阻，并且实现正常的Doherty运行。在一种实现方式中，开关422的低电阻值大于约10欧姆，并且可以在约10和约20欧姆之间。在替代实施例中，开关422的低电阻值可以在约20欧姆至约100欧姆或更多的范围内。高电阻值大于1000欧姆，并且在某些情况下，高电阻值为放大器设计所允许的高电阻值(例如，高达约5000欧姆或更多)。

在本实施例中，期望开关422的低电阻值不等于或近似等于约0欧姆。如果开关422的低电阻近似短路，当改变状态时(从低到高电阻或从高到低电阻)，开关可能会对放大器复数增益响应生成不期望的瞬态干扰，并降低放大器的线性度。这个瞬态可以在放大器增益、幅值调节/相位调节，线性度等等中观察到。线性度性能和放大器线性化(使用DPD为例)对于蜂窝通信基础设施发送器应用非常重要。因此，在本系统中，开关422，当在其低电阻状态时，对50欧姆系统至少表现出10欧姆的电阻值。

在一些实施例中，开关422呈现出是V_in/V_{in_max}的函数的电阻。图5是描绘了开关的电阻对V_in/V_{in_max}的图表。如图5所示，开关422的响应是分段线性的，当然也可以使用其他函数。在V_in/V_{in_max}低于转换点α的水平，设置开关422的电阻为低值。随着V_in/V_{in_max}值转换到大于转换点α，开关422的电阻在表示为V_transition的转换范围内线性增加。在转换范围末端，设置开关422为高(例如，最大)电阻。在各种其它实现方式中，开关422的电阻，不是由V_in/V_{in_max}值确定，而是可以是Doherty放大器的输入信号的包络的幅值的函数。例如，当包络幅值相对低时，可以设置开关422为第一电阻状态(例如，低电阻状态)，而当包络幅值相对高时，可以设置开关422为第二电阻状态(例如，高电阻状态)。

Doherty放大器400的替代实现方式要求开关422串联连接在功率分配器402和峰值放大器412之间，而不是在图4中描绘的分流配置。当串联连接时，开关422将表现出相反的电阻特性，而不是上述开关422是分流配置中描述的那些特性。因此，当串联时，对于低于转换点α的V_in/V_{in_max}水平，将设置开关的电阻值为高值，并在转换范围内线性减小。在转换范围末端，将设置开关的电阻值为低(例如，最小)电阻。然而，在串联配置中，与上述的分流配置相反，低电阻状态可以是零欧姆或接近零欧姆(例如，在约0欧姆和约5欧姆之间)，而高电阻状态必须限于最大的较高值(例如，在约100欧姆和约300欧姆或更大之间)，例如约200欧姆，以阻止例如导致放大器增益和或相位的不连续性的VSWR失配效应。

通过将开关422合并到Doherty放大器400中以及根据上述方法控制开关422的可变电阻，与传统器件相比，Doherty放大器400的性能可以更接近理想放大器。

同样，图6A和图6B是描绘了理想化的Doherty放大器、传统Doherty放大器以及图4中描绘的Doherty放大器的运行的图表。每一个图表示出了Doherty放大器的载波放大器和峰值放大器的数据。在图6A中，线200示出了载波放大器的电压，而线202示出了峰值放大器的电压。在图6B中，线204示出了载波放大器的电流，而线206示出了峰值放大器的电流。在这两个图表中，电压和电流值已归一化到约值1.0。正如图3A和图3B所示的，虚线302和304表示传统Doherty放大器在转换点α附近的实际电压和电流曲线。曲线602和604表示了在根据图4配置的Doherty放大器的转换点α附近的电压和电流曲线。

如图6A所示，在包含开关422的器件中，与传统器件相比，载波放大器在转换点α之外的减小的输出达到饱和(见线602)。同样，对于图6B，在包含开关422的器件中，与传统器件相比，峰值放大器在更高的输入功率水平开始导电(见线604)。Doherty放大器400的这两个属性可以通过增强峰值放大器的有效接通特性实现更理想的和更高效的Doherty功率放大器。

图7是说明图4中描绘的Doherty放大器400的开关422的控制器的功能组件的方框图。在本实现方式中，开关422具有两种状态—低电阻状态和高电阻状态。这两种状态是由输入V_control控制的，其可以有高值或低值。当设置V_control为高值时，开关422转换到高电阻状态。当设置V_control为低值时，开关422转换到低电阻状态。然而，在其它实现方式中，开关422可以表现出响应于输入V_control的不同行为，其中V_control的高值导致开关422的电阻值变低，反之亦然。

在输入700，控制器接收用于由Doherty放大器(例如，图4的Doherty放大器400)传输的数字输入信号。在一种实现方式中，可以以JESD204或低电压差分信号(LVDS)的信号形式接收输入信号。在输入700接收的信号随后由接口(I/F)块702处理。I/F块702将JESD或LVDS接口协议和信号水平转换为那些适合控制器的内部逻辑的接口协议和信号水平。例如，在JESD的情况下，I/F块702将器件引脚处的差分信号水平转换为内部逻辑水平，同步到串行比特流，并且将串行比特流转换为将传递给数字滤波器704的并行数据字。数字滤波器704通常将数据字内插为数模转换器(DAC)706所要求的较高数据率。数字滤波器704还可以补偿DAC或后续电路中的任何非线性。在某些情况下，数字滤波器704是可选的。当数字滤波器704包括在控制器中时，可以通过使用串行外围接口(SPI)配置数字滤波器704。一旦滤波，将滤波后的信号传递给DAC706，在DAC706中将信号转换成模拟信号。随后可以由一个或多个模拟滤波器708滤波该模拟信号，并在节点710输出以用于传输给Doherty放大器。该信号随后将仅仅由Doherty放大器的载波放大器或由载波放大器及峰值放大器两者放大，并且被应用于天线以进行传输。

配置比较器712以在处理期间接收数字信号。如图7所示，比较器712在数字信号由可选的数字滤波器704滤波后接收数字信号，当然比较器712可以在任何处理点接收数字输入信号。随后将数字信号的值与存储在寄存器714中的阈值进行比较。寄存器714可以是配置为在电子存储器中存储值的任何存储器组件，其中电子存储器可以是动态的或静态的。如果数字信号的值足够低以致于峰值放大器不应该导电(即，小于转换点α的值)，那么控制器的输出将设置开关422为导致峰值放大器不导电的电阻值。相反，如果数字信号的值足够高以致于峰值放大器应该导电(即，大于或等于转换点α的值)，那么控制器的输出将设置开关422导致峰值放大器导电的电阻值。

在一种实现方式中，形成比较器712的一个输入的数字滤波器704的输出是以数字形式表示的将要传送的基带信号。在这种情况下，寄存器714存储描述峰值放大器应该在该值或高于该值进行导电的基带信号水平的值。随后通过比较器712将基带信号值与存储在寄存器714中的值进行比较。随后比较器712基于该比较确定应该设置输出718为高还是低值。当基带信号水平超过应该开启峰值放大器的水平时(例如，该值大于或等于存储在寄存器714中的值)，设置输出718为使峰值放大器导电的值。然而，当基带信号水平没有超过应该开启峰值放大器的水平时(例如，该值小于存储在寄存器714中的值)，设置输出718为使峰值放大器不导电的值。例如也可以使用SPI设置寄存器714中的阈值。通常，比较器712的时钟与DAC706的时钟同步，以确保由比较器712执行的比较与通过DAC706流入到功率放大器的数据同步。

根据数字输入信号是否超过存储在寄存器714中的阈值，比较器712的输出将是高或低。可以通过延迟元件716延迟比较器712的输出，其中延迟元件716在输出718输出延迟信号。随后向开关422的输入提供在输出718的信号，例如，以控制开关422的状态。如果输出718为高，那么开关422将进入其高电阻状态。然而，如果输出718为低，那么开关422将进入其低电阻状态。或者，开关422和比较器712的运行都可以倒置以实现相同属性。

在替代实现方式中，比较器712可以输出多比特值，该值表示开关422的电阻值范围。随后比较器输出将与在所需的切换点周围的可编程范围比较，其中开关422通过该切换点可以从低阻抗状态转换到高阻抗状态，反之亦然。通过将开关的电阻转变拆分成多个较小的台阶，可以精细地控制峰值放大器的开启。在另一中实现方式中，多比特比较器输出通过预定或可编程序列步长以预定速率从开始到结束电阻值自动地连续进行。

应仔细选择由延迟716实现的延迟，以补偿可能在Doherty放大器和连接的组件中发生的多个潜在延迟。例如，在Doherty放大器中，一些滤波器和预驱动器可以引入传播延迟。由延迟716提供的延迟应该在比较器712输出的信号上引入类似的延迟。这使得开关422的运行与Doherty放大器400的剩余部分的运行是时间对准的。如果在处理链中较早地插入比较器712，例如在数字滤波器714前面，那么也可以使用延迟716补偿通过数字处理链的传播。在这种情况下，延迟716可以包括穿过数字滤波器704、DAC706、模拟滤波器和直到开关422的Doherty放大器路径的延迟的总和。

因此，本系统及方法的实施例可以通过增强Doherty放大器的峰值放大器的有效接通特性，提供更理想的和更高效的Doherty功率放大器。对于低于转换电压的信号水平，开关衰减在峰值放大器的输入的RF信号，从而将峰值放大器保持在断开状态。对于高于转换电压的输入信号水平，改变开关电阻(例如，对于分流实施例增加或对于串联实施例减小)，从而允许峰值放大器快速接通。

在仿真中，根据本公开配置的Doherty放大器已展示了提高的效率。图8是描绘传统Doherty放大器的效率以及本Doherty放大器器件对放大器功率输出以分贝为单位的一个实施例的图表。线802描绘传统器件的效率，而线804描绘本Doherty放大器器件的一个实施例的效率。如图8所示，在转换点α附近，本Doherty放大器器件(线804)的一个实施例展示了与传统器件相比的提高的效率。

在一些实现方式中，Doherty放大器可以实现为包括两个以上的放大器(例如，超过一个载波放大器和峰值放大器)。这些放大器被称为N路Doherty放大器，并且可以包括三个或更多个放大器。例如，3路Doherty将包括一个载波放大器和两个峰值放大器电路。在该实施例中，电阻性开关元件可以设置在每个峰值放大器的输入侧，并且可以由单独的和独立的控制信号控制每个开关元件。类似于图4中所示的两个放大器Doherty排布的形式，在N路Doherty放大器中，N个放大器中的每一个可以配置为开始在不同输入功率水平导电。正如本发明所描述的，在这种情况下，包含在N路Doherty放大器中的一个或多个放大器可以包括开关(例如，图4的开关422)以控制放大器的运行。

在该实现方式中，也正如本发明所描述的，耦接到N路Doherty放大器中的一个或多个放大器的电阻性开关可以配置为与放大器分流或串联设置。可以类似地配置各个开关中的每一个，其具有类似的低和高电阻特性，或者可以具有不同电阻特性。每个开关可以有输入(例如，V_control)以控制是否将开关置于其低或高电阻状态。

可以由一个或多个控制器提供每个开关的控制信号，其中该控制器配置为将放大器的输入信号和阈值进行比较以确定相关的放大器是否应该运行。如果是，设置相关的开关为使放大器运行的电阻状态。如果不是，设置相关的开关为禁止放大器运行的电阻状态。

一个实施例器件包括具有载波路径和峰值路径的Doherty放大器。所述Doherty放大器包括配置为放大从所述载波路径接收的信号的载波放大器和配置为放大从所述峰值路径接收的信号的峰值放大器。所述器件包括具有连接到所述峰值路径的第一端和连接到参考电压的第二端的电阻性开关，以及配置为当所述Doherty放大器的功率输入低于阈值时，将所述电阻性开关设置为第一电阻值以及当所述Doherty放大器的所述功率输入高于所述阈值时，将所述电阻性开关设置为第二电阻值的控制器。

一个实施例器件包括具有第一路径和第二路径的放大器。所述第一路径具有第一放大器以及所述第二路径具有第二放大器。所述器件包括具有连接到所述第二路径的第一端的电阻性开关，以及配置为当所述放大器的功率输入低于阈值时，将所述电阻性开关设置为第一状态以及当所述放大器的所述功率输入高于所述阈值时，将所述电阻性开关设置为第二状态的控制器。

控制器的一个实施例包括配置为接收数字输入信号的输入。配置所述数字输入信号用于多路径放大器的传输。所述多路径放大器包括配置为接收控制信号以将所述电阻性开关的电阻设置为第一或第二电阻状态的电阻性开关。当处于所述第一电阻状态时，所述电阻性开关抑制所述多路径放大器中的放大器的运行，并且当处于所述第二电阻状态时，所述电阻性开关允许所述多路径放大器中的所述放大器的运行。所述控制器包括配置为存储阈值的寄存器，以及配置为将所述数字输入信号和所述阈值进行比较的比较器；当所述数字输入信号小于所述阈值时，生成第一输出信号，所述第一输出信号配置为使得所述电阻性开关具有所述第一电阻值，以及当所述数字输入信号大于所述阈值时，生成第二输出信号，所述第二输出信号配置为使得所述电阻性开关具有所述第二电阻值。

本公开是旨在解释如何根据本发明制作和使用各种实施例，而不是限制本发明真正的、预期的以及清楚的范围及其精神。前述描述不旨在穷尽性的或限制本发明为所公开的精确形式。根据上述教导，可以做出修改和变化。选择并且描述一个或多个实施例，以提供本发明原理及其实际应用最好的说明，以及使本领域所属的普通技术人员能够在各种实施例中使用本发明，并且使用具有适于特定设想的使用的各种修改的本发明。当根据它们公平地、合法地以及公正地授权时的范围解释时，所有这些修改和变化都在所附权利要求及其所有等同物确定的本发明范围内，所附权利要求在该专利申请的未决期间可以修改。

Claims (20)

1.一种器件，包括：

Doherty放大器，具有载波路径和峰值路径，所述Doherty放大器包括载波放大器，配置为放大从所述载波路径接收的信号，以及峰值放大器，配置为放大从所述峰值路径接收的信号；

电阻性开关，具有连接到所述峰值路径的第一端和连接到参考电压的第二端；以及

控制器，配置为当所述Doherty放大器的功率输入低于阈值时，将所述电阻性开关设置为第一电阻值，以及当所述Doherty放大器的所述功率输入高于所述阈值时，将所述电阻性开关设置为第二电阻值。

2.根据权利要求1所述的器件，其中所述电阻性开关包括一个或多个晶体管。

3.根据权利要求2所述的器件，其中所述电阻性开关包括高电子迁移率晶体管。

4.根据权利要求1所述的器件，其中所述第一电阻值小于所述第二电阻值。

5.根据权利要求1所述的器件，其中所述控制器被配置为在一段功率输入范围将所述电阻性开关的电阻从所述第一电阻值增加到所述第二电阻值。

6.根据权利要求5所述的器件，其中所述第一电阻值大于10欧姆。

7.根据权利要求6所述的器件，其中所述第二电阻值大于1000欧姆。

8.根据权利要求1所述的器件，其中通过分析所述器件的数字输入信号的包络确定所述功率输入。

9.一种器件，包括：

放大器，具有第一路径和第二路径，所述第一路径具有第一放大器以及所述第二路径具有第二放大器；

电阻性开关，具有连接到所述第二路径的第一端；以及

控制器，配置为当所述放大器的功率输入低于阈值时，将所述电阻性开关设置为第一状态，以及当所述放大器的所述功率输入高于所述阈值时，将所述电阻性开关设置为第二状态。

10.根据权利要求9所述的器件，其中所述电阻性开关包括高电子迁移率晶体管。

11.根据权利要求9所述的器件，其中所述第一状态使得所述电阻性开关具有第一电阻值以及所述第二状态使得所述电阻性开关具有第二电阻值。

12.根据权利要求11所述的器件，其中所述电阻性开关以分流配置连接到所述第二路径。

13.根据权利要求12所述的器件，其中所述第一电阻值大于10欧姆。

14.根据权利要求12所述的器件，其中所述第二电阻值大于1000欧姆。

15.根据权利要求11所述的器件，其中所述电阻性开关串联连接到所述第二放大器的输入。

16.根据权利要求15所述的器件，其中所述第一电阻值在0欧姆和5欧姆之间。

17.一种控制器，包括：

输入，配置为接收数字输入信号，所述数字输入信号配置用于由多路径放大器传输，所述多路径放大器包括电阻性开关，配置为接收控制信号以将所述电阻性开关的电阻设置为第一或第二电阻状态，当所述电阻性开关处于所述第一电阻状态时，所述电阻性开关抑制所述多路径放大器中的放大器的运行，并且当所述电阻性开关处于所述第二电阻状态时，所述电阻性开关允许所述多路径放大器中的所述放大器的运行；

寄存器，配置为存储阈值；

比较器，配置为：

将所述数字输入信号和所述阈值进行比较；

当所述数字输入信号小于所述阈值时，生成第一输出信号，所述第一输出信号配置为使得所述电阻性开关具有所述第一电阻值，以及

当所述数字输入信号大于所述阈值时，生成第二输出信号，所述第二输出信号配置为使得所述电阻性开关具有所述第二电阻值。

18.根据权利要求17所述的控制器，其中所述控制器包括数字滤波器，所述数字滤波器配置为将所述数字输入信号滤波为基带信号。

19.根据权利要求17所述的控制器，其中所述寄存器中的所述阈值被配置为使用串行外围接口而被修改。

20.根据权利要求17所述的控制器，包括延迟级，其配置为基于所述多路径放大器的至少一个组件的延迟，将所述第一和第二输出信号延迟一段时间。