CN104344821B

CN104344821B - 信号处理

Info

Publication number: CN104344821B
Application number: CN201410360461.XA
Authority: CN
Inventors: K.汤森
Original assignee: Atlantic Inertial Systems Ltd
Current assignee: Atlantic Inertial Systems Ltd
Priority date: 2013-07-26
Filing date: 2014-07-25
Publication date: 2018-09-14
Anticipated expiration: 2034-07-25
Also published as: US20160028380A1; EP2829843A1; US9374069B2; KR20150013071A; JP2015027087A; GB201313389D0; CN104344821A

Abstract

本发明公开一种处理载波频率F_c下的幅度调制模拟信号的方法，所述方法包括：使所述模拟信号数字化以便产生表示所述模拟信号的幅度的输入比特流；生成同相参考比特流，所述同相参考比特流与所述载波频率F_c是同步的并且表示大致上呈正弦波和/或余弦波形式的同相数字参考信号；以及使所述输入比特流与所述同相参考比特流相乘以便产生表示所述模拟信号的幅度调制的输出比特流。

Description

信号处理

技术领域

本公开涉及处理幅度调制模拟信号的方法及相关检出信号处理系统和传感器。这些方法例如可以与以下传感器结合使用：所述传感器包括振动结构陀螺仪(如科里奥利型陀螺仪)并且可以用作环形速率传感器。因为这些方法能够在标准ASIC工艺中实施，所以它们可以特定地适用于MEMS传感器。

发明背景

可以使用微机电系统(MEMS)技术、由半导体(例如，硅衬底)来制作振动结构陀螺仪和其它传感器。MEMS制造工艺经常用于以低成本来制造小型机械结构(相对于传统制造方法而言)。由于MEMS陀螺仪成本低、尺寸小以及固有稳健性质，所以在引导、导航以及平台稳定应用的范围中对利用MEMS陀螺仪存在相当大的兴趣。MEMS陀螺仪使用由电子系统所激励并控制的机械结构来操作。这些感测结构通常在约14 KHz的载波频率F_c下振动，并且具有包含在边带内的有用信息，所述边带从载波频率的任一例的0Hz的DC分量延伸至几百Hz。因为MEMS结构通常非常小，所以受关注的信号通常也非常小，且需要低噪声电路系统和信号处理来使信息恢复具有足够保真度。

振动结构陀螺仪的一些实例可以在GB 2322196、US 5,932,804以及US 6,282,958中找到。图1示出现有技术振动结构陀螺仪的实例，所述现有技术振动结构陀螺仪包括由柔性支撑梁10所安装的环形谐振器1，所述柔性支撑梁从环形谐振器1的内圆周延伸到由半导体衬底所提供的凸台11。柔性支撑梁10允许环形谐振器1响应于由驱动换能器12、13所提供的驱动信号而在大致上无阻尼振荡模式中振动，并且容许环形谐振器1响应于围绕垂直于其平面的轴所施加的环形速度而移动。环形谐振器1通常受激励而进入cos2θ谐振模式中。对于完全对称的谐振器来说，这种模式实际上由于处于45度的相互角度的一对退化的初级振动模式和次级振动模式而存在。初级模式由驱动信号激励为载波模式。当环形谐振器围绕垂直于其平面的轴旋转时，科里奥利效应导致正交方向上的次级振动，从而将能量拉动到次级模式中。次级模式的运动幅度与所施加的环形速度成比例并且由检出信号来测量。

在这种科里奥利型陀螺仪中，由于在cos2θ振动模式对中初级频率和次级频率不完全匹配，所以正交偏置可能产生。正交偏置的大小与△F.sin4α成比例，其中△F是模式频率分割并且α是相对于初级驱动轴的模式角度对准。正交偏置表示有效位误差，所述有效位误差显示为大的载波频率，但针对所期望的机械振动处于90度相位处(相位正交)。这个正交偏置信号可以比真正受关注的检出信号大约几个量级。用于检出信号的处理系统必须具有大的动态范围、良好的线性以及非常好的相位精度，以便能够实现同相分量和正交分量的精确区分。

对于振动结构陀螺仪来说，所得的检出信号可以被视为幅度调制模拟信号。处理系统必须提供调制的幅度和相位从DC到受关注带宽(几百Hz)的精确重建。处理系统也必须具有抑制大的载波分量的能力，所述大的载波分量与受关注信号(包括正交DC分量)具有正交相位关系。因此需要低噪声的、宽动态范围的但精确的相敏检测器。

在现有技术中，精确定相的电子器件可以使得正交信号能够大幅度受抑制。然而，对模拟相敏检测器的精度的实际限制意味着一些正交信号通常将保持并污染表示角速率的真正的同相信号。WO2011/144899提供如图2中所示类型的典型的速率感测器架构的实例。模拟检出信号被输入到包括同步检测器的环形速率信道。所述同步检测器输出相对于检出信号的幅度的偏移，所述偏移随后进行滤波并且转换成速率输出信号上的单端偏移并且输入至模拟至数字转换器(ADC)。所述ADC随后输出表示环形速率传感器的移动的数字信号。US 2008/121054提供环形速率信道输出电路系统的另一个实例，其中模拟检出信号在由相敏检测器(PSD)转换成DC电压之前进行放大并滤波。所述DC电压由放大器缓冲并且随后由模拟至数字转换器(ADC)转换成数字格式。

图3提供简单的同步检测器(也称为同步解调器)的概述，所述同步检测器用于这类模拟系统以便从载波频率F_c下的模拟检出信号提取幅度调制信息。可以看出的是，由以载波频率F_c运行的时钟所控制的一对简单的+/-1方波参考信号用于将检出信号分割成同相分量和正交相位分量。同相信号穿过低通滤波器(LPF)以便在传递至下游ADC进行数字化之前将其带宽减小。这种系统可以实现所需要的相位精度但具有信号的奇次谐波失真和奇次谐波频率处的噪声被解调器接受的缺点，这会降低处理系统的性能。图4a示出必须考虑的噪声考虑，图4b示出由简单的+/-1同步解调器所引入的奇次谐波，并且图4c示出检出信号所携带的信息是如何通过这种+/-1解调而转化为基带的。这些限制对于低性能的系统来说通常是可接受的，但在需要高性能时成为主要的误差源。

由于固有的制作缺陷而产生的正交误差是精确的MEMS传感器(如陀螺仪)发展的重大挑战。为了提供必要的信号调节以便实施产生高性能系统所需要的复杂的补偿算法，通常优选数字(例如，基于软件的)实现方式。因此，大部分的高性能传感器系统需要使用数字实现方式并且这通常要求固有的模拟传感器输出首先进行数字化。这通常通过使用不同步的模拟至数字转换器(ADC)来实现，所述不同步的模拟至数字转换器将检出换能器所生成的幅度调制载波信号直接数字化。将检出信号直接数字化的问题在于，要求非常高速的ADC并且这限制了可用的动态范围(比特数)，并且需要大型和复杂的处理以便精确地提取幅度调制信息，同时充分解析相位信息以便抑制大的正交分量。虽然这可以提供实现高性能的路径(如果以分立组件形式实施的话)，但是使用通用ASIC(专用集成电路)工艺来整合是困难且昂贵的。通常使用ASIC技术是由于其与小型且廉价的MEMS传感器的兼容性。

仍然存在对用于以下传感器的改进的信号处理系统和方法的需要：所述传感器不受上述问题影响，如MEMS传感器，特别是振动结构陀螺仪。

发明内容

本文公开一种处理载波频率F_c下的幅度调制模拟信号的方法，所述方法包括：

使所述模拟信号数字化以便产生表示所述模拟信号的幅度的输入比特流；

生成同相参考比特流，所述同相参考比特流与所述载波频率F_c是同步的并且表示大致上呈正弦波和/或余弦波形式的同相数字参考信号；以及

使所述输入比特流与所述同相参考比特流相乘以便产生表示所述模拟信号的幅度调制的输出比特流。

应了解，这种方法在数字域中而非模拟域中执行同步解调。表示所述模拟信号的幅度调制的所述输出比特流更精确，因为所述信号中的奇次谐波失真可以由数字化生成的正弦波/余弦波参考信号来抑制。这是有效的，直至正在解调的正弦波/余弦波的采样速率的奈奎斯特频率。此外，实现了噪声降低，因为在载波频率的奇次谐波处出现的噪声图像未折回到基带频率中，如随在模拟域中操作的简单的+/-1(方波)同步解调器所发生的那样，参见图4C。通过数字化生成同相数字参考信号，相位精度匹配可以接近完美。

这种方法可以适用于任何幅度调制模拟载波信号，例如由加速计或无线电通信装置所生成的幅度调制模拟载波信号。然而，科里奥利陀螺仪是特别难的实例，因为它需要DC分量(和高达几百Hz的边带)的精确恢复、正交DC分量的抑制以及低噪声和谐波的抑制。其它幅度调制模拟系统可能不需要正交抑制(例如，非谐振加速计)或可能不需要DC性能(例如，无线电通信)(仅为20Hz至20kHz带宽)。所述输出比特流理想地适合于高性能系统，特别是以ASIC形式实施的高性能系统。

通过生成与所述载波频率F_c同步的同相参考比特流，所述调制方案产生表示所述实时域中的模拟信号的数字数据流。任何模拟至数字(ADC)架构都可以用于使所述模拟载波信号数字化，只要所述采样转换与所述正在解调的比特流是同步的。通常，在ADC速度与所得输入比特流中的比特数之间存在一种折衷。然而，所述ADC采样速率可能是重要的，以便确保可能以其他方式损坏受关注的幅度信息的奇次谐波得到抑制。所述方法可以包括以与所述载波频率F_c同步的采样速率R、根据R＝(1*3*5...N)*F_c来将所述模拟信号数字化，其中N＞1是表示所述模拟信号中的奇次谐波的奇数。换句话说，所述ADC采样速率可以进行选择以便精确地表示希望抑制的基波信号和谐波信号。

在实践中，需要2*F_c的最小数字化速率或采样速率来满足奈奎斯特准则。因此，所述方法可以包括以与所述载波频率F_c同步的采样速率R、根据R＝2*(1*3*5...N)*F_c来将所述模拟信号数字化，其中N＞1是表示所述模拟信号中的奇次谐波的奇数。

为了使得真实信号和正交相位信号能够分开，可以使用4*F_c的数字化速率或采样速率。因此，所述方法可以包括使以与所述载波频率F_c同步的采样速率R、根据R＝4*(1*3*5...N)*F_c来将所述模拟信号数字化，其中N＞1被选择为表示所述模拟信号中的奇次谐波的奇数。

为了抑制所述N＝3谐波，选择采样速率R＝4*3*F_c＝12F_c，为了抑制N＝5谐波，选择采样速率R＝4*5*F_c＝20F_c，为了抑制N＝3谐波和N＝5谐波二者，选择采样速率R＝4*3*5*F_c＝60F_c，为了抑制N＝3谐波、N＝5谐波以及N＝7谐波，选择采样速率R＝4*3*5*7*F_c＝420F_c，等等。

可以使用任何合适的数字化方案。在一个实例中，所述方法包括使用脉冲密度调制(PDM)或脉冲宽度调制(PWM)来将所述模拟信号数字化。在PDM信号中，脉冲的相对密度与模拟信号的幅度相对应。脉冲宽度调制(PWM)是PDM的特殊情况，其中对应于一个样本的所有脉冲在所述数字信号中是连续的。PDM或PWM信号可以通过执行△-∑调制以产生一比特输入比特流而生成。

在一个实例中，所述方法包括使用脉码调制(PCM)来将所述模拟信号数字化。在PCM信号中，具体的幅度值被编码成不同大小的脉冲。PCM信号可以通过执行多比特转换以产生多比特输入比特流而生成。使用PCM方法，数字信号的乘法和滤波可能变得更复杂，即，处理器密集型。然而，申请人已经认识到，可能有益的是，将模拟载波信号转换成多比特输入比特流，并且随后使用多比特参考信号来应用数字正弦波/余弦波解调。因此，在一个实例中，所述方法可以包括生成多比特同相参考比特流，所述多比特同相参考比特流与所述载波频率F_c是同步的。

使所述模拟信号数字化以便产生表示所述模拟信号的幅度的多比特输入比特流；

生成多比特同相参考比特流，所述多比特同相参考比特流与所述载波频率F_c是同步的并且表示大致上呈正弦波和/或余弦波形式的同相数字参考信号；以及

使所述多比特输入比特流与所述多比特同相参考比特流相乘以便产生表示所述模拟信号的幅度调制的输出比特流。

这种方法可以用于产生x比特输入比特流，所述x比特输入比特流乘以z比特参考比特流以便得到x*Z比特的结果。这可以提供高性能，尽管以高的处理器需求为代价。

在一个实例中，所述方法可以包括使用脉码调制(PCM)来将所述模拟信号数字化。

以上所述的信号处理方法可以进一步用于确定所述模拟载波信号的正交分量。所述方法可以进一步包括：生成正交参考比特流，所述正交参考比特流与所述载波频率F_c是同步的并且表示大致上成余弦波和/或正弦波形式的正交数字参考信号；以及使所述输入比特流与所述正交参考比特流相乘以便产生表示所述模拟信号的正交分量的输出比特流。所述正交数字参考信号可以正交于所述同相数字参考信号，例如一个是正弦波并且另一个是余弦波，或者相反。在一个实例中，所述方法可以包括生成一对同步的同相参考比特流和正交参考比特流。

本文进一步公开一种用于包括移动感测结构的传感器的检出信号处理系统，所述系统包括：模拟至数字转换器(ADC)，所述模拟至数字转换器布置用于将载波频率F_c下的、表示所述感测结构的移动的幅度调制模拟检出信号数字化，并且产生表示所述模拟检出信号的幅度的输入比特流；同步调制器或查找表，所述同步调制器或查找表布置用于生成同相参考比特流，所述同相参考比特流与所述载波频率F_c同步的并且表示大致上呈正弦波和/或余弦波形式的同相数字参考信号；以及逻辑构件，所述逻辑构件布置用于使所述输入比特流与所述同相参考比特流相乘以便产生表示所述模拟检出信号的幅度调制的输出比特流。

由于以上所讨论的原因，所述ADC可以布置用于以与所述载波频率F_c同步的采样速率R、根据R＝2*(1*3*5...N)*F_c来将所述模拟检出信号数字化，其中N＞1是表示所述模拟信号中的奇次谐波的奇数。在一个实例中，所述ADC布置用于以与所述载波频率F_c同步的采样速率R、根据R＝4*(1*3*5...N)*F_c来将所述模拟检出信号数字化，其中N＞1被选择为表示所述模拟信号中的奇次谐波的奇数。例如，所述ADC可以布置用于以采样速率R＝4*3*F_c＝12F_c或R＝4*3*5*F_c＝60F_c来将所述模拟检出信号数字化。

任选地，所述ADC布置用于使用脉冲密度调制(PDM)或脉冲宽度调制(PWM)来将所述模拟检出信号数字化。所述ADC可以布置用于执行△-∑调制以便产生一比特输入比特流。

任选地，所述ADC布置用于使用脉码调制(PCM)来将所述模拟检出信号数字化。所述ADC可以布置用于执行多比特转换以便产生多比特输入比特流。

本文进一步公开一种用于包括移动感测结构的传感器的检出信号处理系统，所述系统包括：模拟至数字转换器(ADC)，所述模拟至数字转换器布置用于将载波频率F_c下的、表示所述感测结构的移动的幅度调制模拟检出信号数字化并且产生表示所述模拟检出信号的幅度的多比特输入比特流；同步调制器或查找表，所述同步调制器或查找表布置用于生成多比特同相参考比特流，所述多比特同相参考比特流与所述载波频率F_c同步的并且表示大致上呈正弦波和/或余弦波形式的同相数字参考信号；以及逻辑构件，所述逻辑构件布置用于使所述多比特输入比特流与所述多比特同相参考比特流相乘以便产生表示所述模拟检出信号的幅度调制的输出比特流。

在这种系统中，所述ADC可以布置用于使用脉码调制(PCM)来将所述模拟检出信号数字化。

有利地，所述检出信号处理系统是完全同步的。这可能特别适合于振动结构传感器，如科里奥利陀螺仪。

在一个实例中，所述同步调制器或查找表布置用于生成正交参考比特流，所述正交参考比特流与所述载波频率F_c是同步的并且表示大致上呈余弦波和/或正弦波形式的正交数字参考信号，并且所述逻辑构件布置用于使所述输入比特流与所述正交参考比特流相乘以便产生表示所述模拟信号的正交分量的输出比特流。所述正交数字参考信号可以正交于所述同相数字参考信号，例如一个是正弦波并且另一个是余弦波，或者相反。所述同步调制器或查找表可以布置用于生成一对同步的同相参考比特流和正交参考比特流。例如，所述逻辑构件可以布置用于使PDM数字信号与正交参考PDM数字信号相乘并且产生呈输出比特流形式的、表示所述模拟检出信号的正交偏置的正交输出数字信号。

任选地，其它信号处理步骤可以在所述同步解调器的下游执行。在一个实例中，所述方法或系统进一步包括用于使所述输出比特流累积(例如，通过求所述输出比特流的连续样本的和)的构件。另外，或作为替代方案，所述方法或系统可以进一步包括用于对所述输出比特流进行滤波的构件。所述滤波器构件可以包括低通滤波器。另外，或作为替代方案，所述方法或系统可以进一步包括用于抽选所述输出比特流的构件。一个或多个这类额外的处理步骤可以帮助减小所述数据速率，以便适合于受关注的带宽。

可以提供能够产生数字比特流的任何合适形式的ADC，所述数字比特流将所述模拟检出信号表示为脉冲密度调制的(PDM)波形。在特别方便的布置中，所述ADC布置用于执行△-∑调制以便产生一比特脉冲密度调制(PDM)数字信号。这种△-∑调制已变成用于将模拟信号编码成数字信号的流行方法，因为这类一比特转换器通过现代方法(例如，在ASIC上)非常快速且容易精确。例如，所述△-∑调制可以将模拟检出信号的模拟电压转换成脉冲频率并且在已知的时间间隔内对脉冲进行计数，以便由所述时间间隔所提供的脉冲计数给出所述平均模拟电压的精确数字表示。可以选择所述计数时间间隔以便给出任何所需的分辨率或精度。

如以上所提及，除了△-∑调制以外，可以使用任何合适的ADC架构，只要所述数字转换与所述正在解调的参考信号是同步的。在一个实例中，所述ADC具有至少一个比特的分辨率。然而，应了解的是，可以选择任何合适的分辨率，例如2比特、4比特、8比特、16比特等。通常，ADC速度对比特数的折衷是限制因素。在实践中，所述最佳分辨率可取决于所述可用ADC的速度。

所述ADC的采样速率可以设定在与所述谐振器频率同步的任何合适的水平处。这可能会考虑例如可用于所述信号处理系统的电力。在一个实例中，所述ADC执行高速采样，例如以60倍于所述载波频率F_c的采样速率，因为这将使得3次和5次谐波噪声受抑制，同时仍然精确地恢复所述模拟信号的同相分量和正交分量。这对于由振动结构传感器(如振动陀螺仪)所生成的谐振信号来说可能是特别重要的。

可以控制所述同步调制器在所述数字域中的操作，以便使所述信号处理方法或系统的相位精度最大化。在一个实例中，所述同步调制器利用以所述模拟信号的所述载波频率F_c的N倍运行的时钟(即，N*F_c的时钟速度)。通过对倍数N进行合适的选择，高速时钟容易能够提供接近绝对的相位精度。另外，或作为替代方案，所述同步调制器或查找表可以利用相对于所述ADC所控制的时钟，以便使所述时序偏差来实现相位精度。换句话说，所述相位精度中的任何误差都可以通过使所述数字化生成的正在解调的正弦波和/或余弦波的时序偏差来补偿。

本文所述的方法和系统可以在以下任何传感器技术中找到用途：所述传感器技术具有关于幅度调制模拟载波信号的信息，特别是在需要DC性能并且存在正交信号的情况中。本公开包括如上文所述的具有移动感测结构的传感器和检出信号处理系统。在一个实例中，所述移动感测结构可以包括振动感测结构。

本公开扩展至如上文所述的包括振动感测结构的传感器和检出信号处理系统。所述传感器可以包括能够使用cos2θ振动模式对来操作的任何类型的振动感测结构。在一组实例中，所述MEMS传感器可以是包括圆盘谐振器的谐振质量传感器检测器。这种质量检测器可以测量在cos2θ振动模式中由热引起的应力或应变变化而产生的频率分割。在如医疗诊断和药物发现之类的应用中，这些振动可能影响质量检测器的灵敏度。

在一组实例中，所述传感器可以是振动结构陀螺仪，特别是包括大致上为平面的环形谐振器的陀螺仪。所述环形谐振器可以在半导体衬底上由多个柔性支撑构件支撑，所述柔性支撑构件允许所述环形谐振器在一个或多个同相谐振模式中振荡。所述半导体衬底和环形谐振器可以由硅制成。所述半导体衬底、所述环形谐振器以及所述支撑构件可以布置成彼此大致上共平面，例如使用深度反应离子蚀刻(DRIE)工艺、由同一个硅晶圆来制作。

所述传感器可以包括生成载波频率F_c下的幅度调制模拟检出信号的检出换能器。例如，所述检出信号可以是由所述换能器检测到的电压。所述检出换能器可以使用任何合适的手段，例如电容式感测、压电或电磁(即，感应式)感测。在一组实例中，所述检出换能器包括至少一个感应式检出换能器。在振动环陀螺仪中，所述感应式检出换能器可以由所述环形谐振器和所述支撑构件上的导电轨道组成。

所述传感器可以包括驱动换能器，所述驱动换能器布置用于引起所述振动感测结构在初级平面内谐振模式中振动，所述谐振模式是cos2θ谐振模式。所述驱动换能器可以使用任何合适的驱动手段，例如电磁效应、光学效应、热膨胀效应、压电效应或静电效应。

在以上提及的任何传感器的实例中，所述传感器可以制成MEMS结构。

附图简述

图1示出包括环形谐振器的MEMS传感器的现有技术布置；

图2是示出根据现有技术的用于MEMS传感器的信号处理电子器件的各部分的示意图；

图3是根据现有技术的模拟信号处理系统的示意图；

图4a示出现有技术模拟信号处理系统中的噪声考虑；

图4b示出由简单的模拟解调器所产生的奇次谐波；

图4c示出根据现有技术的模拟解调的结果；

图5是示出根据本公开的检出数字化系统的示意图；

图6a示出本公开中的噪声考虑；

图6b示出由正弦波/余弦波解调器所产生的谐波；以及

图6c示出根据本公开的正弦波/余弦波解调的结果。

具体实施方式

图1示出现有技术振动结果陀螺仪的实例，所述振动结构陀螺仪包括由8个柔性支撑件4a至4h所安装的环形谐振器2，所述柔性支撑件布置用于将环形谐振器2保持在半导体衬底6内。柔性支撑件4a至4h中的每一个均包括一对顺应性支腿8a、8b，所述顺应性支腿在一端处附接至环形谐振器2的外圆周并且在另一端处附接至由衬底6所限定的支撑框架10的内圆周。柔性支撑件4a至4h允许环形谐振器2响应于电磁驱动换能器(未示出)而振动，所述电磁驱动换能器由所述支撑件中的两个支撑件上的金属轨道段组成。初级对的感应式检出换能器和次级对的感应式检出换能器(未示出)由所述支撑件中的其它支撑件上的金属轨道段组成。

图2示出正在输入至包括同步检测器14的速率信道的次级检出差动换能器信号。同步检测器14输出相对于差动信号的幅度的偏移，所述偏移经过滤波并转换成速率输出信号上的单端偏移，并且输入至模拟至数字转换器(ADC)15。所述ADC随后输出表示环形谐振器2的移动的数字信号。在这种模拟信号处理系统中，简单的+/-1(即，方波)同步解调器从模拟检出信号提取所述调制信息，如图3所示。噪声考虑和信号失真在图4a至图4c中示出。在图4a中，幅度调制信息由载波频率F_c为14kHz的信号携带。存在宽带白噪声，从而在3F_c(42kHz)和5F_c(70kHz)处导致噪声图像。图4b示出由简单的+/-1(即，方波)同步解调器所产生的奇次谐波。图4c示出信息是如何转化为基带但受宽带白噪声和失真损坏的。如从图4a至图4c可以看出，这种解调器接受信号的奇次谐波失真和奇次谐波频率处的噪声，这意味着系统的性能降低。

转向图5，可以看到检出信号处理系统使用高速的、一比特的模拟至数字转换器(ADC)来产生数字比特流，所述数字比特流将频率为F_c的输入载波信号的幅度调制表示为脉冲密度调制的(PDM)波形。所述ADC可方便地采用△-∑调制。一对同相参考脉冲密度调制的正弦波/余弦波和正交参考脉冲密度调制的正弦波/余弦波(例如PDM正弦波和PDM预先波)由同步时钟的逻辑运行来合成。时钟可以以N*F_c的高频率来运行。正在解调的正弦波/余弦波数字化地生成并且可以使用适当数量的谐波来提供正弦波/余弦波的近似。使用组合逻辑(例如，异或门)将两个同步数字参考比特流与输入PDM数字信号相乘。同步解调器因此产生表示原始模拟检出信号内所包含的幅度信息的输出比特流和表示载波信号中的任何正交偏置的另一个输出比特流。如所示，同相的输出比特流随后可进行滤波、求和以及抽选以便产生幅度调制的精确表示，但有利地以适合于受关注带宽的低数据速率。可以采用低通滤波器(LPF)以便在基带处将信息分开。为正交相位的输出比特流可以任选地用于测量任何正交偏置。

图6a至图6c示出这种正弦波/余弦波解调方法是如何处理的噪声考虑的。在图6a中，载波频率F_c处的幅度调制模拟信号与图4a中的相同。然而，在图6b中可以看出，没有生成奇次谐波。因此，仅将所需要的信息转化为基带，如图6c中所示。

图5中所示的系统涉及一比特数字化，但相同的技术可以扩展到广义的x比特ADC输出乘以z比特参考比特流，其中x≥1并且z≥1。在这种实例中，x将为正在解调的参考正弦波/余弦波的多比特表示，并且两者的乘积将为x*Z比特的结果。代替脉冲密度调制(PDM)或脉冲宽度调制(PWM)，ADC可采用脉码调制(PCM)以用于多比特转换。这将导致高性能(但在处理方面可能是密集的)和ADC所需要的高速度。

Claims

1.一种处理载波频率Fc 处的幅度调制模拟信号的方法，所述方法包括：

生成同相参考比特流，所述同相参考比特流与所述载波频率Fc是同步的并且表示大致上呈正弦波和/或余弦波形式的同相数字参考信号；以及

使所述输入比特流与所述同相参考比特流相乘以便产生表示所述模拟信号的幅度调制的输出比特流;

其中所述数字化模拟信号包括以与所述载波频率Fc 同步的采样速率R、根据R＝2*(1*3*5...N)*Fc 或R＝4*(1*3*5...N)*Fc 来将所述模拟信号数字化，其中N＞1是表示所述模拟信号中的奇次谐波的奇数。

2. 如权利要求1所述的方法，其包括以采样速率R＝4*3*Fc ＝12Fc 或R＝4*3*5*Fc＝60Fc 来将所述模拟信号数字化。

3.如权利要求1所述的方法，其包括：

使用脉冲密度调制或脉冲宽度调制来将所述模拟信号数字化，其中使所述模拟信号数字化任选地包括执行△-∑调制以便产生一比特输入比特流；或者

使用脉码调制来将所述模拟信号数字化，其中使所述模拟信号数字化任选地包括执行多比特转换以便产生多比特输入比特流。

4.如权利要求1所述的方法，其包括生成多比特同相参考比特流，所述多比特同相参考比特流与所述载波频率F c 是同步的。

5.如权利要求1所述的方法，其还包括：

生成正交参考比特流，所述正交参考比特流与所述载波频率Fc是同步的并且表示大致上呈余弦波和/或正弦波形式的正交数字参考信号；以及

使所述输入比特流与所述正交参考比特流相乘以便产生表示所述模拟信号的正交分量的输出比特流。

6.如权利要求5所述的方法，其包括生成一对同步的同相参考比特流和正交参考比特流。

7.如权利要求1所述的方法，其中生成与所述载波频率Fc 同步的同相参考比特流包括控制时钟，以便使时序偏差来实现相位精度。

8.一种用于包括移动感测结构的传感器的检出信号处理系统，所述系统包括：

模拟至数字转换器，其布置用于将载波频率Fc处的、表示所述感测结构的移动的幅度调制模拟检出信号数字化，并且产生表示所述模拟检出信号的幅度的输入比特流；

同步调制器或查找表，其布置用于生成同相参考比特流，所述同相参考比特流与所述载波频率Fc 是同步的并且表示大致上呈正弦波和/或余弦波形式的同相数字参考信号；以及

逻辑构件，其布置用于使所述输入比特流与所述同相参考比特流相乘并且产生表示所述模拟检出信号的幅度调制的输出比特流；

其中所述模拟至数字转换器布置用于以与所述载波频率Fc 同步的采样速率R、根据R＝2*(1*3*5...N)*Fc 或R＝4*(1*3*5...N)*Fc 来将所述模拟检出信号数字化，其中N＞1是表示所述模拟信号中的奇次谐波的奇数。

9.如权利要求8所述的系统，其中所述模拟至数字转换器布置用于以采样速率R＝4*3*Fc ＝12Fc 或R＝4*3*5*Fc ＝60Fc 来将所述模拟检出信号数字化。

10.如权利要求8所述的系统，其中：

所述模拟至数字转换器布置用于使用脉冲密度调制或脉冲宽度调制来将所述模拟检出信号数字化，其中所述模拟至数字转换器任选地布置用于执行△-∑调制以便产生一比特输入比特流；或者

所述模拟至数字转换器布置用于使用脉码调制来将所述模拟检出信号数字化，其中所述模拟至数字转换器任选地布置用于执行多比特转换以便产生多比特输入比特流。

11.如权利要求8所述的系统，其中：

所述同步调制器或查找表布置用于生成正交参考比特流，所述正交参考比特流与所述载波频率Fc 是同步的并且表示大致上呈余弦波和/或正弦波形式的正交数字参考信号；以及

所述逻辑构件布置用于使所述输入比特流与所述正交参考比特流相乘以便产生表示所述模拟信号的正交分量的输出比特流。

12.如权利要求11所述的系统，其中所述同步调制器或查找表布置用于生成一对同步的同相参考比特流和正交参考比特流。

13.如权利要求8所述的系统，其中所述同步调制器或查找表利用相对于所述模拟至数字转换器所控制的时钟，以便使时序偏差来实现相位精度。