CN104333149A - 调谐电路、调谐方法和谐振型非接触供电装置 - Google Patents

Abstract

公开了一种调谐装置、调谐方法和谐振型非接触供电装置。利用谐振型非接触供电装置在谐振频率下电感电流最大的特性，通过比较前后两个调整周期的电感电流采样值，在电感电流增大的情况下按与前一调整周期相同的方式调整逆变电路频率，在电感电流减小的情况下按与前一周期相反的方式调整逆变电路频率。由此，不用检测电感电流过零点，仍然可以有效调谐谐振型非接触供电装置。

Description

调谐电路、调谐方法和谐振型非接触供电装置

技术领域

本发明涉及电力电子技术，具体涉及一种用于谐振型非接触供电装置的调谐电路、调谐方法和应用其的谐振型非接触供电装置。

背景技术

非接触供电技术基于其方便实用的特点而广泛应用于电子产品领域，尤其是小功率电子产品行业如移动电话、MP3播放器、数码照相机、便携式电脑等。现有技术中的非接触供电装置通常包含有一个由发射线圈L1和接收线圈L2构成的变压器，通常利用变压器初、次级线圈间磁场耦合的性能将能量从电能发射端向电能接收端传送。

在电能传输的过程中，受外界障碍物(如导磁性物体等)、电能接收端负载、电路工作温度变化、线圈的位置关系变化等各方面的影响，往往导致谐振电路中收发线圈电感量变化，从而引起谐振频率的变化，即失谐，这会使得系统传输效率将迅速下降。

现有技术通过检测发射线圈的电感电流的过零点来获取谐振频率，从而调谐谐振型非接触供电装置。但是，这种调谐方法需要精度很高的过零检测电路，特别是在谐振频率较高时，过零检测电路的微小延迟都会对电路造成较大影响。

发明内容

有鉴于此，本发明提供一种调谐电路、调谐方法和谐振型非接触供电装置，不使用过零检测来调谐谐振型非接触供电装置，降低电路成本，提高调谐精度。

第一方面，提供一种调谐装置，用于调谐谐振型非接触供电装置，所述调谐装置包括：

采样电路，用于在每个调整周期获取所述谐振型非接触供电装置的电感电流的采样值，并输出第一采样信号和第二采样信号，所述第一采样信号用于表征当前调整周期的采样值，所述第二采样信号用于表征上一调整周期的采样值；

调整指示电路，用于在所述第一采样信号大于所述第二采样信号时，生成与上一调整周期相同的调整信号，在所述第一采样信号小于所述第二采样信号时，生成与上一调整周期相反的调整信号；

控制信号调整电路，用于根据所述调整信号调节逆变电路控制信号的频率；

所述调整信号用于指示将所述控制信号的频率增加预定值或减小预定值。

优选地，所述调整指示电路包括：

第一比较器，用于比较所述第一采样信号和所述第二采样信号，输出第一提示信号；

第二比较器，用于比较所述第二采样信号和所述第一采样信号，输出第二提示信号；

寄存器，用于将上一调整周期的调整信号反馈到调整逻辑电路；

调整逻辑电路，用于在所述第一提示信号和第二提示信号表征所述第一采样信号大于所述第二采样信号时，输出与上一调整周期相同的调整信号，在所述第一提示信号和第二提示信号表征所述第一采样信号小于所述第二采样信号时，生成与上一调整周期相反的调整信号。

优选地，所述调整指示电路还包括：

第一电压源，连接在所述第一比较器的同相输入端，用于补偿所述第一比较器的失调电压；

第二电压源，连接在所述第二比较器的同相输入端，用于补偿所述第二比较器的失调电压。

优选地，所述调谐装置还包括：

跟随逻辑电路，用于输出跟随信号，在所述第一提示信号与所述第二提示信号相互矛盾，且所述采样值小于预定阈值时，使所述跟随信号为有效电平；

跟随控制电路，连接在所述调整指示电路和所述控制信号调整电路之间，在所述跟随信号为有效电平时，输出与上一调整周期相同的调整信号或预定的调整信号，否则，输出当前周期的调整信号。

优选地，所述采样电路包括：

采样滤波电路，在每个调整周期获取所述谐振型非接触供电装置的电感电流的采样值；

第一电容，连接在第一输出端和参考端之间；

第二电容，连接在第二输出端和参考端之间；

第一开关，连接在采样值输出端和所述第一输出端之间；

第二开关，连接在所述第一输出端和所述第二输出端之间；

所述第一开关和所述第二开关交替关断和导通。

优选地，所述控制信号调整电路包括：

加减计数器，根据所述调整信号增加或减少计数值；

数模转换器，将所述计数值转换为对应的模拟信号；

压控振荡器，根据所述模拟信号输出对应的频率信号；

逆变控制电路，根据所述频率信号生成所述逆变电路的控制信号。

第二方面，提供一种谐振型非接触供电装置，包括：

如上所述的调谐装置；

逆变电路，用于根据所述调谐装置提供的控制信号输出高频交流电，所述高频交流电具有与所述控制信号对应的频率；

发射侧谐振电路，包括发射线圈，用于从所述高频电源接收高频交流电；

接收侧谐振电路，包括接收线圈，所述接收线圈与所述发射线圈分离地以非接触方式耦合，所述接收侧谐振电路用于从所述发射线圈接收电能。

第三方面，提供一种调谐方法，用于调谐谐振型非接触供电装置，所述调谐方法包括：

在每个调整周期获取所述谐振型非接触供电装置的电感电流的采样值，并输出第一采样信号和第二采样信号，所述第一采样信号用于表征当前调整周期的采样值，所述第二采样信号用于表征上一调整周期的采样值；

在所述第一采样信号大于所述第二采样信号时，生成与上一调整周期相同的调整信号，在所述第一采样信号小于所述第二采样信号时，生成与上一调整周期相反的调整信号；

根据所述调整信号调节逆变电路控制信号的频率；

所述调整信号用于指示将所述控制信号的频率增加预定值或减小预定值。

优选地，通过第一比较器比较所述第一采样信号和第二采样信号输出第一提示信号，通过第二比较器比较所述第二采样信号和第一采样信号输出第二提示信号，根据所述第一提示信号和第二提示信号判断所述第一采样信号是否大于所述第二采样信号。

优选地，设置第一电压源和第二电压源分别补偿所述第一比较器的失调电压和所述第二比较器的失调电压。

优选地，所述方法还包括：

在所述第一提示信号与所述第二提示信号相互矛盾，且所述采样值小于预定阈值时，输出与上一调整周期相同的调整信号或预定的调整信号，否则，输出当前周期的调整信号。

利用谐振型非接触供电装置在谐振频率下电感电流达到峰值的特性，通过比较前后两个调整周期的电感电流采样值，在电感电流增大的情况下按与前一调整周期相同的方式调整逆变电路频率，在电感电流减小的情况下按与前一周期相反的方式调整逆变电路频率。由此，不用检测电感电流过零点，仍然可以有效调谐谐振型非接触供电装置。

附图说明

通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：

图1是本发明实施例的谐振型非接触供电装置的电路框图；

图2是本发明的谐振型非接触供电装置的谐振与磁耦合电路的等效电路图；

图3是本发明的谐振型非接触供电装置的谐振与磁耦合电路解耦后的等效电路图；

图4是图2所示的谐振和磁耦合电路中电感电流随频率变化的曲线图；

图5是本发明实施例的调谐装置的电路框图；

图6是本发明一个优选实施方式的采样电路的电路示意图；

图7是本发明一个优选实施方式的调整指示电路的电路示意图；

图8是本发明另一个优选实施方式的调整指示电路的电路示意图；

图9是本发明另一实施例的调谐装置的电路示意图；

图10是本发明实施例的调谐方法的流程图。

具体实施方式

以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。

此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。

同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。

除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。

在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。

图1是本发明实施例的谐振型非接触供电装置的电路框图。如图1所示，谐振型非接触供电装置10包括逆变电路11、发射侧谐振电路12、接收侧谐振电路13、整流电路14、输出电容C0和调谐装置15。

在本实施例中，逆变电路11、发射侧谐振电路12和调谐装置15属于谐振型非接触供电装置10的电能发射端。接收侧谐振电路13、整流电路14、输出电容C0属于谐振型非接触供电装置10的电能接收端。

电能发射端和电能接收端通过发射侧谐振电路12和接收侧谐振电路13分离地以非接触方式耦合，从而实现电能传输。

调谐装置15用于输出控制信号Q，控制逆变电路11输出高频交流电V1。

逆变电路11用于根据调谐装置15提供的控制信号Q输出高频交流电，高频交流电的频率由控制信号Q限定。

控制信号Q可以是单路信号也可以是多路信号。逆变电路11可以是全桥式逆变电路、半桥式逆变电路以及其他任何公知的具有逆变功能的逆变电路。

发射侧谐振电路12包括发射线圈L1，其用于从逆变电路11接收高频交流电v1。为了平衡发射侧谐振电路12的漏感抗和接收侧谐振电路13的反射感抗以及电路中由寄生参数引起的感抗，消除高频下由于这些寄生参数存在而产生的电压尖峰和浪涌电流，减小电磁干扰和电源噪声并减小电源的视在功率，提高电源的功率因数，发射侧谐振电路12中可以加入发射侧谐振电容C_s，其与发射线圈L1串联或并联，以与发射线圈L1形成谐振电路。当然，本领域技术人员可以理解，在某些情况下可以利用电路的分布电容(例如发射线圈导线之间的分布电容)来作为发射侧谐振电容，从而不必在电路中设置独立的电容元件。

接收侧谐振电路13包括接收线圈L2，接收线圈L2与发射侧谐振电路12的发射线圈L1可以分离地以非接触方式耦合，接收侧谐振电路13用于从发射线圈L1接收电能。

同时，为了减小电能接收端消耗的无功功率，增大谐振与磁耦合电路传输的有功功率，接收侧谐振电路13可以加入接收侧谐振电容C_d。如上所述，接收侧谐振电容C_d可以利用电路其它元件的分布电容(例如线圈导线之间的分布电容)来实现，从而不必在电路中设置专门的电容元件。

发射侧谐振电路12和接收侧谐振电路13构成谐振与磁耦合电路。

图2是本发明的谐振型非接触供电装置的谐振与磁耦合电路的等效电路图，也即发射侧谐振电路12和接收侧谐振电路13的电路示意图。

如图2所示，发射线圈L1可以等效为第一理想线圈L_s以及线圈电阻R_s，同样，接收线圈L2可以等效为第二理想线圈L_d以及线圈电阻R_d。第一理想线圈L_s和第二理想线圈L_d相互耦合。在图2中，发射侧谐振电路12和接收侧谐振电路13均采用串联谐振的方式来组成谐振电路，其中，发射侧谐振电路12具有发射侧谐振电容C_s，接收侧具有接收侧谐振电容C_d。如上所述，发射侧谐振电容C_s和接收侧谐振电容C_d可以为集总元件或者利用其它元件的分布参数实现。

由此，谐振与磁耦合电路构成一互感耦合电路。

通常，为了使得发射侧谐振电路12和接收侧谐振电路13能够以谐振方式传递能量，两者具有相同的谐振频率，也即：

$f_s=1/2\mathrm{\π}\·\sqrt{L_s\·C_s}=1/2\mathrm{\π}\sqrt{L_d\·C_d}=f_d$

其中，f_s为发射侧谐振电路12的谐振频率，f_d为接收侧谐振电路13的谐振频率；L_s为第一理想线圈L_s的电感值，L_d为第二理想线圈L_d的电感值；C_s为发射侧谐振电容的电容值，C_d为接收侧谐振电容的电容值。

优选地，可以设置使得第一理想线圈L_s的电感值等于第二理想线圈L_d的电感值，并且发射侧谐振电容的电容值C_s等于接收侧谐振电容的电容值C_d，从而使得发射侧谐振电路12和接收侧谐振电路13谐振频率相同。

将上述谐振频率称为自感谐振频率。工作在上述谐振频率下时，发射侧谐振电路12和接收侧谐振电路13同时谐振，谐振与磁耦合电路中所有的电感和电容阻抗均相互抵消，系统具有很高的效率。

图3是本发明的谐振型非接触供电装置的谐振与磁耦合电路解耦后的等效电路图。如图3所示，由于发射线圈L1和接收线圈L2的耦合存在漏感和互感，图2所示的谐振和磁耦合电路可以解耦等效为图3的形式，即，将相互耦合的理想线圈L_s和L_d解耦为发射侧漏电感L_s’、接收侧漏电感L_d’和互感L_M。由此，图2所示的谐振和磁耦合电路可以进一步等效为图3所示的两端口网络。

图4是图2所示的谐振和磁耦合电路中电感电流随频率变化的曲线图。在本实施例中，漏感谐振频率是指将发射线圈和接收线圈的自感解耦为漏感和互感两部分，解耦后使得发射侧谐振电路中漏感和谐振电容的阻抗以及接收侧谐振电路的漏感和谐振电容阻抗均相互抵消的谐振频率。当电路工作在漏感谐振频率下时，系统效率较高。

对于图2所示电路，其耦合度会随着其相对位置的变化以及周边环境的影响而变化，进而导致图3中发射侧漏电感L_s’、接收侧漏电感L_d’和互感L_M变化。在电能发射端和电能接收端除负载外其他电路元件确定的前提下，负载阻抗R_L和互感L_M(也即两者之间的耦合度)的关系不同，电感电流iL随输入电压v1的频率的变化规律(也即谐振特性)也会不同。

在负载R_L<ω₀L_M时(ω₀为发射侧谐振电路谐振角频率)，谐振特性曲线呈现为双峰值曲线，电感电流iL在漏感谐振频率ω1处呈现峰值，并在ω₀处为谷值。也即，向谐振和磁耦合电路输入具有漏感谐振频率ω1的高频交流电时，发射侧电感电流达到最大，而向谐振和磁耦合电路输入具有自感谐振频率ω₀的高频交流电时，发射侧电感电流为谷值。

其中，在L_s’C_s＝L_d’C_d的前提下，漏感谐振频率ω1可以等于其中，L_s’为发射侧漏电感的电感值，其等于L_s-L_M。

在负载R_L＝ω₀L_M时，谐振特性曲线呈现为双峰值曲线，电感电流iL在漏感谐振频率ω1处呈现峰值，并在ω₀处为谷值。

在负载R_L>ω₀L_M时，谐振特性曲线呈现为单峰值曲线，电感电流iL在ω₀处为峰值。

综上，电路工作在自感谐振模式或者漏感谐振模式下，在谐振时，电感电流均会达到峰值。

图5是本发明实施例的调谐装置的电路框图。如图5所示，调谐装置15包括采样电路15a、调整指示电路15b和控制信号调整电路15c。

采样电路15a用于在每个调整周期获取谐振型非接触供电装置10的电感电流iL的采样值vs，并输出第一采样信号v(n)和第二采样信号v(n-1)。第一采样信号v(n)用于表征当前调整周期的采样值(也即，第n个采样周期，n为自然数)，第二采样信号v(n-1)用于表征上一调整周期的采样值。

调整指示电路15b用于在第一采样信号v(n)大于第二采样信号v(n-1)时，生成与上一调整周期相同的调整信号F，在第一采样信号v(n)小于第二采样信号v(n-1)时，生成与上一调整周期相反的调整信号F。调整信号F用于指示将控制信号Q的频率增加预定值或减小预定值。

控制信号调整电路15c用于根据调整信号F调节逆变电路控制信号Q的频率。

在本实施例的技术方案中，在经过前一次调整后，如果电感电流增大，说明原有的频率调节方式有效，按原有方式继续调节控制信号Q的频率可以更加接近谐振频率，因此，调整指示电路15b指示控制信号调整电路15c按原有的方式进行频率调整。如果电感电流减小，说明原有的频率调节方式无效，应向相反方向调节控制信号Q的频率，此时，调整指示电路15b指示控制信号调整电路15c按与上一调整周期相反的方式进行频率调整。

应理解，可以根据谐振型非接触供电装置10的电路参数以及工作模式设定相应的起始频率f0和调整步长，以及起始调整信号F’。

例如，可以将起始频率f0设置为谐振频率可能的最大值，并设置起始调整信号F’为将控制信号Q的频率减小预定值。由此，在电路启动后，调谐装置可以基于起始设定的参量由高频向低频进行调谐操作。

又例如，可以将起始频率f0设置为谐振频率可能的最小值，并设置起始调整信号F’为将控制信号Q的频率增大预定值。由此，在电路启动后，调谐装置可以基于起始设定的参量由低频向高频进行调谐操作。

对于以自感谐振模式工作的谐振型非接触供电装置，由于在整个频谱范围内，电感电流仅存在一个峰值，因此，在设置起始频率时没有限制。

而对于以漏感谐振模式工作的谐振型非接触供电装置，由于在整个频谱范围内，电感电流可能存在两个峰值，需要通过设置起始频率以及终止频率等手段将调谐装置15覆盖的频率范围限制在某一个漏感谐振频率附近，也即，使得调频装置15的频率上限或下限不超过图4所示的波谷。

同时，对于漏感谐振模式工作的谐振型非接触供电装置，由于电感电流信号与逆变电路的开关信号之间存在相位差，因此，并不能通过过零检测的方式来进行调谐。本实施例的调谐装置则不受限制。

图6是本发明一个优选实施方式的采样电路的电路示意图。如图6所示，采样电路15a包括采样滤波电路SEN、第一电容C1、第二电容C2、第一开关S1和第二开关S2。

采样滤波电路SEN在每个调整周期获取谐振型非接触供电装置10的电感电流iL的采样值vs。该采样值vs可以表征电感电流iL在每个调整周期内的平均值，也可以表征电感电流iL在调整周期内某一特定时刻或时间段的值。

第一电容C1连接在第一输出端o1和参考端之间。第二电容C2连接在第二输出端o2和参考端之间。第一开关S1连接在采样值输出端和第一输出端o1之间。第二开关S2连接在所述第一输出端和所述第二输出端之间o2。第一开关S1和第二开关S2交替关断和导通。

在第n-1个调整周期内，在第一开关S1导通时，第二开关S2关断，此时，第一电容C1由采样信号输出端的采样值vs充电，由此，第一电容可以记录并保持表征采样值的电压v(n-1)。在第一开关S1关断时，第二开关S2导通。此时，第一电容C1上的电荷通过第二开关S2向第二电容C2转移，由此，第二电容C2可以记录并保持表征第n-1个调整周期的采样值的电压v(n-1)。

进入第n个调整周期后，第一开关S1再次导通，第二开关S2关断，第一电容C1的两端电压被更新为表征第n个调整周期(也即当前调整周期)采样值的电压v(n)。同时，第二电容C2此时的两端电压保持为表征第n-1个调整周期(也即前一调整周期)采样值的电压v(n-1)。

由此，采样电路15a在第一输出端o1输出第一采样信号v(n),在第二输出端o2输出第二采样信号v(n-1)。第一采样信号v(n)用于表征当前调整周期的采样值，第二采样信号v(n-1)用于表征上一调整周期的采样值。

图7是本发明一个优选实施方式的调整指示电路的电路示意图。如图7所示，调整指示电路15b包括第一比较器CMP1、第二比较器CMP2、寄存器REG1和调整逻辑电路LOG。

第一比较器CMP1用于比较第一采样信号v(n)和第二采样信号v(n-1)，输出第一提示信号up。第一提示信号up在第一采样信号v(n)大于第二采样信号v(n-1)时为有效电平(例如高电平)。

第二比较器CMP2用于比较第二采样信号v(n-1)和第一采样信号v(n)，输出第二提示信号dw。第二提示信号dw在第二采样信号v(n-1)大于第一采样信号v(n)时为有效电平(例如高电平)。

在图7中，第一比较器CMP1的同相端输入第一采样信号v(n)，反相端输入第二采样信号v(n-1)。第二比较器CMP2的同相端输入第二采样信号v(n-1)，反相端输入第一采样信号v(n)。应理解，以上连接关系可以根据有效电平设定的不同而不同。

寄存器REG1用于将上一调整周期的调整信号F反馈到调整逻辑电路。调整信号F可以为一路也可以为两路(例如，如图7所示，使用一对互补的调整信号F+和F-)。

时钟信号CLK可以被输入到寄存器REG1，使得寄存器REG1按照调整周期寄存数据。

调整逻辑电路LOG用于在第一提示信号up和第二提示信号dw均表征第一采样信号v(n)大于第二采样信号v(n-1)时(也即，当前调整周期的电感电流相对于前一调整周期的电感电流增大时)，输出与上一调整周期相同的调整信号F；在第一提示信号up和第二提示信号dw均表征第一采样信号v(n)小于第二采样信号v(n-1)时(也即，当前调整周期的电感电流相对于前一调整周期的电感电流减小时)，生成与上一调整周期相反的调整信号F。

时钟信号CLK也可以被输入到调整逻辑电路LOG，使得调整逻辑电路LOG按照调整周期输出调整信号F。

图8是本发明另一个优选实施方式的调整指示电路的电路示意图。如图8所示，调整指示电路15b包括第一比较器CMP1、第二比较器CMP2、寄存器REG1和调整逻辑电路LOG。此外，调整指示电路15b还包括第一电压源A1和第二电压源A2,用于对第一比较器CMP1和第二比较器CMP2的失调电压进行补偿。

第一电压源A1连接在第一比较器的同相输入端，用于补偿所述第一比较器的失调电压。第二电压源A2连接在所述第二比较器的同相输入端，用于补偿所述第二比较器的失调电压。在图8中，第一电压源A1和第二电压源A2不与第一比较器CMP1或第二比较器CMP2连接的一端分别输入第一采样信号v(n)和第二采样信号v(n-1)。

在图8中，第一电压源A1用于将第一采样信号v(n)减小预定电压后输入到第一比较器CMP1。第二电压源A2用于将第二采样信号v(n-1)减小预定电压后输入到第二比较器CMP2。应理解，为了补偿失调电压，第一电压源A1和第二电压源A2的电压值以及连接极性可以根据实际情况调整。

电压源的引入可以防止由于失调电压导致第一比较器CMP1和第二比较器CMP2输出的提示信号相互矛盾(例如，第一提示信号up和第二提示信号dw均为有效电平)的情况出现。

如图5所示，在一个优选实施方式中，控制信号调整电路15c包括加减计数器CNT、数模转换器DAC、压控振荡器VCO和逆变控制电路CRL。

加减计数器CNT输入调整信号F，进行加减计数，输出计数值fn。可以通过为加减计数器CNT设置计数起始值并限制其上下限从而限制控制信号的频率范围。

数模转换电路器DAC将计数值fn转换为模拟信号fn’，控制压控振荡器VCO输出与模拟信号fn’对应的频率信号v_f。

逆变控制电路CRL根据频率信号v_f生成逆变电路的控制信号Q。

本实施例利用谐振型非接触供电装置在谐振频率(自感谐振频率或漏感谐振频率)下电感电流最大的特点，通过比较前后两个调整周期的电感电流采样值，在电感电流增大的情况下按与前一调整周期相同的方式调整逆变电路频率，在电感电流减小的情况下按与前一周期相反的方式调整逆变电路频率。由此，不用检测电感电流过零点，仍然可以有效调谐谐振型非接触供电装置。本实施例的调谐装置可以适用于自感谐振模式或漏感谐振模式，电路成本低，准确性高。

图9是本发明另一实施例的调谐装置的电路示意图。如图9所示，本实施例的调谐装置15包括采样电路15a、调整指示电路15b和控制信号调整电路15c。其中，采样电路15a、调整指示电路15b和控制信号调整电路15c与上一实施例中相同，在此不再赘述。

由于在当前的频率控制信号的频率远离谐振频率时，电感电流较小，同时相邻周期之间电感电流的变化也较小，此时，电路的抖动或参数误差会导致调整指示电路15b不能获得正确的调整方向。

为解决上述问题，本实施例在调谐装置15还设置跟随逻辑电路15d和跟随控制电路15e。

跟随逻辑电路15d用于输出跟随信号follow，在第一提示信号up与第二提示信号dw相互矛盾，且采样值vs小于预定阈值v_th时，使跟随信号follow为有效电平。

在本实施例中，第一提示信号up与第二提示信号dw相互矛盾是指第一提示信号up和第二提示信号dw均为有效电平或均为无效电平。在第一提示信号up和第二提示信号dw均为有效电平时，第一提示信号up表征第一采样信号v(n)大于第二采样信号v(n-1),而第二提示信号dw表征第二采样信号v(n-1)大于第一采样信号v(n-1)，此时，两者显然相互矛盾。类似地，在第一提示信号up和第二提示信号dw均为无效电平时，两者也相互矛盾。

相互矛盾的第一提示信号和第二提示信号会导致调谐装置无法选择调整方向。因此，需要通过跟随逻辑电路15d通过跟随信号给出调整方向。

跟随控制电路15e连接在调整指示电路15b和控制信号调整电路15c之间，其输入调整指示电路15b输出的当前调整周期的调整信号F(n)，在跟随信号follow为有效电平时，向控制信号调整电路15c输出与上一调整周期相同的调整信号或预定的调整信号，否则，输出当前周期的调整信号。

其中，如果跟随信号follow为有效电平，说明相邻采样周期间电感电流变化很小，当前频率远离谐振频率，由此，跟随控制电路15e可以继续按照上一次调整的方向调整频率，直到跟随信号follow转变为无效电平。在另一个实施方式中，跟随控制电路15e也可以在此情况下输出一个预定的调整信号，按照预定的方向(由低向高或由高向低)持续调整频率，直到跟随信号follow转变为无效电平。如上所述，调谐装置10可以设置起始频率f0和起始调整信号F’，所述预定的调整信号可以根据起始调整信号设置。

优选地，在以高电平为有效电平的前提下，跟随逻辑电路15d可以采用如图9所示的逻辑电路实现，其包括异或门XOR、第三比较器CMP3和或非门NOR。

异或门XOR输入第一提示信号up和第二提示信号dw。第一提示信号up和第二提示信号dw均为低电平或均为高电平时，异或门XOR输出低电平。

第三比较器CMP3比较采样值vs和预定阈值v_th，在采样值vs小于预定阈值v_th时，输出低电平。

采样值较小说明当前频率远离谐振频率。

或非门NOR在异或门XOR和第三比较器CMP3均输出低电平时输出高电平，使得跟随信号follow为有效。

在一个优选实施方式中，跟随控制电路15e包括多路选择电路MUX和寄存器REG2。寄存器REG2用于将多路选择电路MUX在前一调整周期输出的调整信号F’(n-1)反馈回多路选择电路MUX的第一输入端IN1。多路选择电路MUX的另一个(或另两个)输入端IN2输入当前周期的调整信号F(n)。

跟随信号follow输入到多路选择电路MUX的选择端SEL。

多路选择电路MUX在跟随信号follow为有效电平时输出反馈获得的前一调整周期输出的调整信号F’(n-1)，也即，F’(n)＝F’(n-1)；在跟随信号follow为无效电平时输出来自调整指示电路15b的当前周期的调整信号F(n)，也即，F’(n)＝F(n)。

由此，在比较器无法判断电感电流差异且当前频率远离谐振频率时，通过跟随方式持续调整控制信号频率，直至比较器可以判断电感电流的变化趋势，有效避免了调谐电路运行错误。

图10是本发明一个实施例的调谐方法的流程图。如图10所示，所述方法包括：

步骤100、在每个调整周期获取所述谐振型非接触供电装置的电感电流的采样值，并输出第一采样信号和第二采样信号，所述第一采样信号用于表征当前调整周期的采样值，所述第二采样信号用于表征上一调整周期的采样值。

步骤200、在所述第一采样信号大于所述第二采样信号时，生成与上一调整周期相同的调整信号，在所述第一采样信号小于所述第二采样信号时，生成与上一调整周期相反的调整信号。

步骤300、根据所述调整信号调节逆变电路控制信号的频率。

所述调整信号用于指示将所述控制信号的频率增加预定值或减小预定值。

优选地，通过第一比较器比较所述第一采样信号和第二采样信号输出第一提示信号，通过第二比较器比较所述第二采样信号和第一采样信号输出第二提示信号，根据所述第一提示信号和第二提示信号判断所述第一采样信号是否大于所述第二采样信号。

优选地，设置第一电压源和第二电压源分别补偿所述第一比较器的失调电压和所述第二比较器的失调电压。

优选地，所述方法还包括：

在所述第一提示信号与所述第二提示信号相互矛盾，且所述采样值小于预定阈值时，输出与上一调整周期相同的调整信号或预定的调整信号，否则，输出当前周期的调整信号。

本实施例利用谐振型非接触供电装置在谐振频率(自感谐振频率或漏感谐振频率)下电感电流最大的特点，通过比较前后两个调整周期的电感电流采样值，在电感电流增大的情况下按与前一调整周期相同的方式调整逆变电路频率，在电感电流减小的情况下按与前一周期相反的方式调整逆变电路频率。由此，不用检测电感电流过零点，仍然可以有效调谐谐振型非接触供电装置。本实施例的调谐方法可以适用于自感谐振模式或漏感谐振模式，电路成本低，准确性高。

以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (11)

1.一种调谐装置，用于调谐谐振型非接触供电装置，所述调谐装置包括：

采样电路，用于在每个调整周期获取所述谐振型非接触供电装置的电感电流的采样值，并输出第一采样信号和第二采样信号，所述第一采样信号用于表征当前调整周期的采样值，所述第二采样信号用于表征上一调整周期的采样值；

调整指示电路，用于在所述第一采样信号大于所述第二采样信号时，生成与上一调整周期相同的调整信号，在所述第一采样信号小于所述第二采样信号时，生成与上一调整周期相反的调整信号；

控制信号调整电路，用于根据所述调整信号调节逆变电路控制信号的频率；

所述调整信号用于指示将所述控制信号的频率增加预定值或减小预定值。

2.根据权利要求1所述的调谐装置，其特征在于，所述调整指示电路包括：

第一比较器，用于比较所述第一采样信号和所述第二采样信号，输出第一提示信号；

第二比较器，用于比较所述第二采样信号和所述第一采样信号，输出第二提示信号；

寄存器，用于将上一调整周期的调整信号反馈到调整逻辑电路；

调整逻辑电路，用于在所述第一提示信号和第二提示信号表征所述第一采样信号大于所述第二采样信号时，输出与上一调整周期相同的调整信号，在所述第一提示信号和第二提示信号表征所述第一采样信号小于所述第二采样信号时，生成与上一调整周期相反的调整信号。

3.根据权利要求2所述的调谐装置，其特征在于，所述调整指示电路还包括：

第一电压源，连接在所述第一比较器的同相输入端，用于补偿所述第一比较器的失调电压；

第二电压源，连接在所述第二比较器的同相输入端，用于补偿所述第二比较器的失调电压。

4.根据权利要求2所述的调谐装置，其特征在于，所述调谐装置还包括：

跟随逻辑电路，用于输出跟随信号，在所述第一提示信号与所述第二提示信号相互矛盾，且所述采样值小于预定阈值时，使所述跟随信号为有效电平；

跟随控制电路，连接在所述调整指示电路和所述控制信号调整电路之间，在所述跟随信号为有效电平时，输出与上一调整周期相同的调整信号或预定的调整信号，否则，输出当前周期的调整信号。

5.根据权利要求1所述的调谐装置，其特征在于，所述采样电路包括：

采样滤波电路，在每个调整周期获取所述谐振型非接触供电装置的电感电流的采样值；

第一电容，连接在第一输出端和参考端之间；

第二电容，连接在第二输出端和参考端之间；

第一开关，连接在采样值输出端和所述第一输出端之间；

第二开关，连接在所述第一输出端和所述第二输出端之间；

所述第一开关和所述第二开关交替关断和导通。

6.根据权利要求1所述的调谐装置，其特征在于，所述控制信号调整电路包括：

加减计数器，根据所述调整信号增加或减少计数值；

数模转换器，将所述计数值转换为对应的模拟信号；

压控振荡器，根据所述模拟信号输出对应的频率信号；

逆变控制电路，根据所述频率信号生成所述逆变电路的控制信号。

7.一种谐振型非接触供电装置，包括：

如权利要求1-6中任一项所述的调谐装置；

逆变电路，用于根据所述调谐装置提供的控制信号输出高频交流电，所述高频交流电具有与所述控制信号对应的频率；

发射侧谐振电路，包括发射线圈，用于从所述高频电源接收高频交流电；

接收侧谐振电路，包括接收线圈，所述接收线圈与所述发射线圈分离地以非接触方式耦合，所述接收侧谐振电路用于从所述发射线圈接收电能。

8.一种调谐方法，用于调谐谐振型非接触供电装置，所述调谐方法包括：

在每个调整周期获取所述谐振型非接触供电装置的电感电流的采样值，并输出第一采样信号和第二采样信号，所述第一采样信号用于表征当前调整周期的采样值，所述第二采样信号用于表征上一调整周期的采样值；

在所述第一采样信号大于所述第二采样信号时，生成与上一调整周期相同的调整信号，在所述第一采样信号小于所述第二采样信号时，生成与上一调整周期相反的调整信号；

根据所述调整信号调节逆变电路控制信号的频率；

所述调整信号用于指示将所述控制信号的频率增加预定值或减小预定值。

9.根据权利要求8所述的调谐方法，其特征在于，通过第一比较器比较所述第一采样信号和第二采样信号输出第一提示信号，通过第二比较器比较所述第二采样信号和第一采样信号输出第二提示信号，根据所述第一提示信号和第二提示信号判断所述第一采样信号是否大于所述第二采样信号。

10.根据权利要求9所述的调谐方法，其特征在于，设置第一电压源和第二电压源分别补偿所述第一比较器的失调电压和所述第二比较器的失调电压。

11.根据权利要求10所述的调谐方法，其特征在于，所述方法还包括：

在所述第一提示信号与所述第二提示信号相互矛盾，且所述采样值小于预定阈值时，输出与上一调整周期相同的调整信号或预定的调整信号，否则，输出当前周期的调整信号。