CN104300792B - 电流检测电路及包括该电流检测电路的电流环控制电路 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及CMOS集成电路设计领域，尤其涉及一种电流检测电路及包括该电流检测电路的电流环控制电路，通过设置并联的MOS管电流检测电路和串联电阻电流检测电路，在提高电流检测的精度的同时，降低了电路功耗，且利用自适应斜率补偿电路，还能进一步的避免过补偿问题，且本电路中的检测信号和补偿信号可直接相加，便于电流模DC‑DC电路的设计。

Description

电流检测电路及包括该电流检测电路的电流环控制电路
技术领域
本发明涉及CMOS集成电路设计领域，尤其涉及一种电流检测电路及包括该电流检测电路的电流环控制电路。
背景技术
由于电流模式DC-DC(直流-直流)变换器(converter)相对于电压模式DC-DC变换器增加了一个电流环控制电路，使得其能够更加容易的实现稳定性补偿，进而相对于电压模式DC-DC变换器得到更加广泛的应用。
其中，电流模式DC-DC变换器中电流环控制电路主要的功能是检测输出电流的大小，并将检测的结果(如检测到的电流值等)快速的反馈给DC-DC电路中的脉冲宽度比较器，并根据比较器输出的结果快速的调整DC-DC电路的输出，形成检测-比较-调整的电流环路，进而保证上述DC-DC电路输出的稳定；但当电路中脉冲的占空比该大于50％时，需要加入斜率补偿电路才能维持该电流环路的稳定性。
传统的电流检测方法包括串联电阻法、并联MOS管法及电感电流积分方法等，但上述检测电流的方法中均存在一定的弊端，具体的：
串联电阻法，通过在输出电流通道上串联一个阻值较小的电阻，然后用电流检测放大器检测该电阻两端的电压，从而实现电流检测的目的；但由于上述串联的电阻的精确性很难保证，同时串联电阻还会消耗额外的功耗，尤其是负载电流较大的情况下，其消耗的额外功耗尤为严重。
并联MOS管法，则是通过利用并联MOS管检测电流的方法，如图1所示，其中晶体管(功率开关管)MP和晶体管(电流检测管)MS并联，且其流过的电流的比例为N：1，且晶体管M1和晶体管M2工作在亚阈值状态，即晶体管MS作为检测管，以镜像晶体管MP中的电流，且检测结果由晶体管M6输出；但当负载电流小于一定值时，晶体管M6输出的电流将不会跟随负载电流的变化。
图1是传统的并联MOS管法实现电流检测的电路结构示意图，如图1所示，根据公式①：
IL+Ibias＝N(Is+Ibias)
其中，IL为流经晶体管MP的电流，Ibias为偏置电流，IS为检测电流，N为晶体管MP与晶体管MS之间的尺寸比；
可得到公式②：
即若要使得该检测电路能够正常工作，则要求：IL＞(N-1)Ibias，否则，检测电流IS将不会随着负载电流的变化而变化；如预设N＝3000，偏置电流Ibias＝5μA，则当负载电流小于15mA时，该检测电路将无法正常工作。
另外，对于电路环路的斜率补偿，目前常用的斜率补偿方法是将一个固定的锯齿波与电流检测的结果进行叠加。这种方法的弊端是虽然保证了最坏情况时环路的稳定性，但是在其他情况下存在过补偿的问题，从而导致DC-DC输出电流的减小，而且使整个结构倾向于电压模式DC-DC，失去了电流模式DC-DC本身的优点。
考虑以上所指出的常用电流检测方法和斜率补偿方法的弊端，目前急需设计新的电路结构以保证电流环控制电路精准、低功耗和稳定的工作。
发明内容
本发明记载了一种电流检测电路，应用于电流模式DC-DC变换器中，其中，包括：
控制开关电路，包括开关管和整流管；
并联的至少两组电流检测电路，每组所述电路检测电路均设置有电流检测管，该电流检测管检测所述开关管的电流信号；
I-V转换电路，包括负载晶体管和负载电阻，以将所述电流检测管检测到的电流信号转换为电压信号；
第一比较器，所述第一比较器将所述电压信号与一基准电压信号进行比较；
模拟开关组，根据所述第一比较器的比较结果选择所述并联的至少两组电流检测电路中的一组电流检测电路对所述开关管进行电流信号检测；
电源，所述开关管、所述电流检测管和所述负载晶体管均为NMOS管，且所述开关管、所述电流检测管和所述负载晶体管的源极均与所述电源连接；
其中，所述基准电压信号根据工艺需求进行设定。
上述的电流检测电路，其中，每组所述电流检测电路还均包括若干镜像晶体管和若干晶体管，所述电流检测管依次通过所述镜像晶体管和所述晶体管接地。
上述的电流检测电路，其中，电流检测电路还包括一偏置电流源，该偏置电流源提供偏置电流至所述晶体管的控制端。
上述的电流检测电路，其中，所述控制开关电路还包括开关控制端和整流控制端；
所述开管控制端分别与所述开关管和每个所述电流检测管的控制端连接；
所述整流控制端与所述整流管的控制端连接。
上述的电流检测电路，其中，所述开关管通过所述整流管接地，且所述开关管与所述整流管连接的端部为电流输出端。
上述的电流检测电路，其中，所述负载晶体管与所述负载电阻连接的端部还设置有检测信号输出端。
本发明还提供了一种包括上述的电流检测电路的电流环控制电路，应用于CMOS工艺的电流模式DC-DC开关电源设计，其中，所述电流环控制电路还包括一斜率补偿电路。
上述的电流环控制电路，其中，所述斜率补偿电路包括一自适应电流产生电路，所述自适应电流产生电路包括两分压电阻、第二比较器、放大器、放大晶体管和电容；
所述电源通过串联的所述两分压电阻接地，所述两分压电阻连接端分别与所述第二比较器和所述放大器的正输入端连接，所述第二比较器的输出端与所述放大器的控制端连接，所述放大器的输出端与所述放大晶体管的控制端连接，所述放大晶体管的漏端分别与所述放大器器的负相输入端和所述电阻的一端连接，所述电阻的另一端与所述第二比较器的负相输入端连接，所述放大晶体管的源端通过所述电容接地。
上述的电流环控制电路，其中，所述斜率补偿电路还包括锯齿波产生电路和V-I转换电路；
自适应电流产生电路通过所述锯齿波产生电路与所述V-I转换电路连接；
其中，所述锯齿波产生电路与所述放大晶体管的源端连接。
上述的电流环控制电路，其中，所述V-I转换电路包括一晶体管，所述晶体管的控制端与所述偏置电流源连接，所述晶体管的漏端与所述检测信号输出端连接。
上述的电流环控制电路，其中，所述电流环控制电路还包括：
电压基准源、误差放大器、脉冲宽度调制比较器、开关逻辑控制模块、反馈电路和电感；
所述电压基准源产生基准电压至所述误差放大器的正相输入端，所述误差放大器的输出端与所述脉冲宽度调制比较器的正相输入端连接，所述脉冲宽度调制比较器的输出端通过所述开关逻辑控制模块分别与所述开关管和整流管的控制端连接，所述电流检测电路中的所述检测信号输出端与所述脉冲宽度调制比较器的负相输入端连接，所述误差放大器的负相输入端依次通过所述反馈电路和所述电感与所述电流输出端连接；
其中，所述电感与所述反馈电路连接的一端作为整个电路的输出端。
综上所述，由于采用了上述技术方案，本发明提出了一种电流检测电路及包括该电流检测电路的电流环控制电路，通过设置并联的MOS管电流检测电路和串联电阻电流检测电路，在提高电流检测的精度的同时，降低了电路功耗，且利用自适应斜率补偿电路，还能进一步的避免过补偿问题，且本电路中的检测信号和补偿信号可直接相加，便于电流模DC-DC电路的设计。
附图说明
通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明及其特征、外形和优点将会变得更明显。在全部附图中相同的标记指示相同的部分。并未刻意按照比例绘制附图，重点在于示出本发明的主旨。
图1是传统的并联MOS管法实现电流检测的电路结构示意图；
图2是本发明一种电流检测电路中一实施例的电路结构示意图；
图3是本发明一种电流环控制电路一实施例中斜率补偿电路的流程结构示意图；
图4是本发明一种电流环控制电路中一实施例的原理框图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步的说明：
图2是本发明一种电流检测电路中一实施例的电路结构示意图；如图2所示，一种电流检测电路，包括一电源VDD，该电源VDD分别与开关管(NMOS管)MP、第一电流检测管(NMOS管)MS1、第六晶体管(NMOS管)M6和第七晶体管(NMOS管)M7的源端(源极)连接，开关控制端Vp分别与开关管MP、第一电流检测管MS1和第二电流检测管MS2的控制端(栅极)连接，电流输出端SW分别与开关管MP、整流管(PMOS管)MN、第二电流检测管MS2和第三晶体管(PMOS管)M3的漏端(漏极)连接，且该整流管MN的控制端与一整流控制端Vn连接，该整流管MN的源端接地(GND)，第一电流检测管MS1的漏端与第四晶体管M4的漏端连接。
其中，上述的整流控制端Vn、开关控制端Vp、开关管MP、整流管MN和电流输出端SW共同构成一开关管电路(即控制开关电路)。
进一步的，如图2所示，一偏置电流源Ibias分别与第十一晶体管(PMOS管)M11、第十二晶体管(PMOS管)M12、第十三晶体管(PMOS管)M13、第十四晶体管(PMOS管)M14和第十五晶体管(PMOS管)M15的控制端连接，且该偏置电流源Ibias还与第十一晶体管(PMOS管)M11的漏端连接，上述的第十一晶体管(PMOS管)M11、第十二晶体管(PMOS管)M12、第十三晶体管(PMOS管)M13、第十四晶体管(PMOS管)M14和第十五晶体管(PMOS管)M15的源端均接地；其中，偏置电流源Ibias输出端还设置一VB端口。
进一步的，上述的第三晶体管M3的控制端分别与第四晶体管(PMOS管)M4、第五晶体管(PMOS管)M5、第六晶体管M6、第七晶体管M7和第八晶体管(NMOS管)M8的控制端连接，且该第三晶体管M3的控制端还与第一比较器COMP1的输出端连接(即图中所示的三个Q点相互连接)；同时，该第三晶体管M3的源端还与第一晶体管(NMOS管)M1的源极连接，该第一晶体管M1的控制端分别与第二晶体管(NMOS管)M2和第十三晶体管M13的漏端连接，且上述的第一晶体管M1的控制端还与第二晶体管M2的控制端连接；第一晶体管M1的漏端分别与第九晶体管(NMOS管)M9、第十二晶体管M12和第十四晶体管M14的漏端连接，且该第一晶体管M1的漏端还与第十六晶体管(NMOS管)M16的控制端连接9。
进一步的，如图2所示，上述第十六晶体管M16的漏端通过第一电阻R1分别与第二电流检测管MS2的源端和第二电阻R2的一端部连接，且该第二电阻R2的另一端与第九晶体管M9的源端连接；第五晶体管M5的源端分别与第二晶体管M2和第四晶体管M4的源端连接，且第五晶体管M5的漏端分别与第十六晶体管M16和第八晶体管M8的漏端连接，第七晶体管M7的漏端通过电阻R3分别与第八晶体管M8和第十晶体管(NMOS管)M10的源端连接，该第十晶体管M10的漏端分别与第九晶体管M9和第十晶体管M10的控制端连接，且该第十晶体管M10的漏端还与第十五晶体管M15的漏端连接；其中，第二电流检测管MS2的源端设置一Vx端口。
进一步的，如图2所示，上述的第十六晶体管M16的漏端分别第一比较器COMP1的正相输入端和第四电阻R4的一端连接，且该第四电阻R4的另一端接地；第一比较器COMP1的负相输入端与一基准电压源Ref连接；其中，该第十六晶体管M16的漏端设置有检测信号输入端口VSEN和端口net0。
优选的，上述的第一电流检测管MS1、第一晶体管M1、第二晶体管M2(第一晶体管M1和第二晶体管M2为镜像晶体管)、第十二晶体管M12和第十三晶体管M13共同构成第一电流检测电路(即检测电路1)，第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第二电流检测管MS2、第九晶体管M9、第十晶体管M10(第九晶体管M9和第十晶体管M10为镜像晶体管)、第十四晶体管M14和第十五晶体管M15则共同构成第二电流检测电路(即检测电路2)，该第一电流检测电路和第二电流检测电路并联，且上第十四晶体管M14和第十五晶体管M15中的电流均为Ibias，以用于精确地检测上述开关管MP中的电流IL。
另外，第十六晶体管(即负载晶体管)M16和第四电阻(即负载电阻)R4则共同构成I-V转换电路，以将上述的检测电路(第一电流检测电路或第二电流检测电路)检测到的电流信号转化为电压信号，而第一比较器COMP1则用于将上述的电压信号与一特定的基准电压(即基准电压源产生的基准电压)进行比较，而该比较的结果则用于控制由第三晶体M3、第四晶体M4和第五晶体M5构成的第一模拟开关组，及由第六晶体M6、第七晶体M7和第八晶体M8构成第二模拟开关组的开启或闭合。
具体的，在电路工作过程中，当DC-DC负载电流即流过开关管MP的电流较小时，即第一比较器COMP1的正相输入端电压小于参考电压Vref，则该第一比较器COMP1的输出为低，相应的第一检测电路关闭，而第二检测电路工作；此时，预设流过开关管MP的电流为IL，而开关管MP的导通电阻为Ron1，第二电流检测管MS2的导通电阻为Ron2，流过第二电流检测管MS2的电流为I2，第一电阻R1的电阻为R1，则由于开关管MP的漏端与第二电流检测管MS2的漏端连接，所以可得公式③：
IL×Ron1＝I2×Ron2+(I2+Ibias)×R1
同时，由于流过第九晶体管M9和第十晶体管M10的电流相等，相应的第九晶体管M9和第十晶体管M10的源端电压相等，即可得公式④：
VDD-VX＝IS×R2
其中，VDD为电源电压，VX为端口Vx处的电压，IS为流经第十六晶体管M16的电流，R2为第二电阻R2的电阻。
设定第二电阻R2的电阻R2和第三电阻R3的电阻R3的阻值相等，即R2＝R3，则可得公式⑤：
VDD-VX＝(I2+Ibias)×R1
将上述的公式③、公式④和公式⑤联立，可得公式⑥：
所以，可得此时检测电路检测到的电流IS与负载电流IL成线性关系。
当DC-DC的负载电流较大时，第一比较器COMP1的正相输入端的电压大于参考电压Vref时，则该第一比较器COMP1的输出为高电平，相应的第一检测电路工作，而第二检测电路关闭，即能够有效的避免第二检测电路工作时，采样电流流经第三电阻R3产生的较大功率损耗。
此时，电路检测到的电流的公式⑦为：
其中，N为开关管MP与第一电流检测管MS1的尺寸比。由此可见，本实施例中的电流检测电路检测到的电流与负载电流始终成线性关系，进而可完美的达到检测的目的。
另外，由于在实际的电路设计中，很少出现第一比较器COMP1的正相输入端的电压与参考电压Vref相等的情况，这是因为比较器同相输入端电压VSEN是检测电路得到的电压与锯齿波电压之和，是在一个范围内时刻变化的量，所以不会出现长期两者相等的情况，即使出现出现长期两者相等的情况，也可通过对电路参数的适应性调整来避免上述情况的出现，该电路参数的调整可通过本领域公知的手段进行调整。
图3是本发明一种电流环控制电路一实施例中斜率补偿电路的流程结构示意图，如图3所示，一种应用于电流环控制电路中的斜率补偿电路，基于上述电流检测电路实施例的基础上，该斜率补偿电路包括：
电源VDD(图2～4中的电源VDD均指代同一电源)通过串联的第六电阻R6和第七电阻R7(该第六电阻R6、第七电阻R7为分压电阻)接地(GND)，且上述的第六电阻R6与第七电阻R7的连接端还分别与第二比较器COMP2和放大器AMP的正相输入端连接，该第二比较器COMP2的输出端与该放大器AMP的控制端连接，且该放大器AMP的输出端与第十七晶体管(PMOS管)M17(即放大晶体管)的控制端连接，该放大器AMP的负相输入端还分别与第十七晶体管M17的漏端和第八电阻R8的一端连接，该第八电阻R8的另一端与第二比较器COMP2的负相输入端连接；其中，于第二比较器COMP2的负相输入端还设置有一电压输出端口OUT。
进一步的，如图3所示，第十七晶体管M17的源端分别与第十八晶体管(PMOS管)M18和第十九晶体管(PMOS管)M19的源端及第二十晶体管(PMOS管)M20的漏端连接，且该第十七晶体管M17的源端还通过电容C接地；其中，第十八晶体管M18的控制端与时钟信号端OSCB连接，且该第十八晶体管M18的漏端则分别与第十九晶体管M19和第二十一晶体管(PMOS管)M21的漏端及第二十二晶体管(PMOS管)M22的控制端连接，且于该第二十二晶体管M22的控制端还设置一端口Vslop，而第十九晶体管M19、第二十晶体管M20和第二十一晶体管M21的控制端均与另一时钟信号端OSC连接，且该时钟信号端OSC与时钟信号端OSCB产生互补的时钟信号，第二十晶体管M20和第二十一晶体管M21的源端接地。
进一步的，如图3所示，第二十二晶体管M22的源端通过第九电阻R9接地，且该第二十二晶体管M22的漏端则分别与第二十三晶体管(NMOS管)M23和第二十四晶体管(NMOS管)M24的控制端、及第二十三晶体管M23漏端连接，而第二十三晶体管M23和第二十四晶体管M24的源端均与电源VDD连接；第二十四晶体管M24的漏端与第二十五晶体管(PMOS管)M25的漏端连接，该第二十五晶体管M25的源端接地，且该第二十五晶体管M25的控制端设置有一端口VB、漏端设置有一端口net0，即该图3中的端口VB与图2中的端口VB连接，图3中的端口net0与图2中的端口net0连接。
上述的第二比较器COMP2、放大器AMP、第六电阻R6、第七电阻R7、第八电阻R8、第十七晶体管M17和电容C共同构成自适应电流产生电路，而电容C、第十八晶体管M18、第十九晶体管M19、第二十晶体管M20和第二十一晶体管M21及两个互补的时钟信号端OSC、OSCB则共同构成锯齿波产生电路，第二十二晶体管M22、第二十三晶体管M23、第二十四晶体管M24和第二十五晶体管M25及第九电阻R9则共同构成V-I转换电路。
具体的，对于传统的电流模DC-DC的电流环控制电路，由于当占空比大于50％时会存在不稳定性，故无法在占空比大于大于50％时正常工作，而本实施例中的电流环控制电路中，当输出电压小于1/2VDD时(即占空比小于50％)，电路正常工作，第二比较器COMP2输出使运放(放大器AMP)使能，补偿电路不工作；而当输出电压大于1/2VDD时(即占空比大于50％)时，第二比较器COMP2输出使运放(放大器AMP)处于工作状态，此时流过第十七晶体管M17的电流对电容C进行充放电，进而产生用于斜率补偿的三角波信号，且该三角波信号经传输开关处理后被V-I转换电路转化为电流信号传送到端口net0，以与上述的电流检测电路采样到的信号作和输出，然后便即可用于DC-DC中脉冲宽度调制比较器的比较。
由图3可得电容C的充电电流公式⑧：
所以可得补偿电压的斜率k公式⑨为：
其中，上述公式中的IC为电容C的充电电流，VOUT为OUT端口的输出电压，VDD为电源VDD的电压，R8为第八电阻R8的电阻值，C为电容C的电容值。
即该补偿电压的斜率能跟随输出电压的变化，从而避免了传统补偿方法出现过补偿的现象。
最后，电流检测电路和斜率补偿电路产生的信号在第四电阻进行R4上叠加后，可直接连接DC-DC中脉宽调制比较器的输入端。
图4是本发明一种电流环控制电路中一实施例的原理框图，如图4所示，上述的电流环控制电路还包括：
电压基准源BG产生的基准电压VREF通过导线传送至误差放大器EA的正相输入端，而该误差放大器EA的输出端则与脉冲宽度调制比较器PWM的正相输入端连接，脉冲宽度调制比较器PWM的负相输入端则分别与电流检测电路CA和电流检测电路OSC的输出端连接(即该脉冲宽度调制比较器PWM的负相输入端与上述图2中的端口VSEN连接)，电流源VDD分别与电流检测电路CA的正相输入端和第十电阻R10的一端连接，该第十电阻R10的另一端分别与开光管MP(即图2中所示的开关管)的源端和电流检测电路CA的负相输入端连接；脉冲宽度调制比较器PWM的输出端与开关逻辑控制模块(即图4中所示的开关逻辑控制)的一输入端，而该开关逻辑控制模块的一方波输出端输出方波信号至斜率补偿电路的输入端(即图3中所示的端口OSCB、OSC)输入端连接，且该开关逻辑控制模块的开关控制信号输出端SP与图2中的开关控制端Vp连接(即图4中所示的该开关控制信号输出端SP与开关管MP的控制端连接)，该开关逻辑控制模块的整流控制信号输出端SN与图2中的整流控制端Vn连接(即图4中所示的该整流控制信号输出端SN与整流管MP的控制端连接)。
进一步的，如图4所示，设置在开关管MP漏端(即图2中所示的开关管MP)的端口SW(即图2中所示的电流输出端口SW)通过第一电感L1分别与输出端VOUT(整个电流环控制电路的输出端)、第十一电阻R11的一端和第一电容C0的一端连接，且该第一电容C0的另一端接地，该第十一电阻R11的另一端分别通过第十二电阻R12接地，且与误差放大器EA的负相输入端连接，以将反馈电压VFB传送至该误差放大器EA中；另外，该开关管MP漏端还与整流管MN(即图2中所示的整流管MN)连接，且该整流管MN的源端接地。
进一步的，本实施例一种电流环控制电路，于Analog/Power等技术平台上，可应用于65/55nm及其以下的技术节点的工艺中。
综上所述，由于采用了上述技术方案，本发明提出一种电流检测电路及包括该电流检测电路的电流环控制电路，通过设置并联的MOS管电流检测电路和串联电阻电流检测电路，在提高电流检测的精度的同时，降低了电路功耗，且利用自适应斜率补偿电路，还能进一步的避免过补偿问题，且本电路中的检测信号和补偿信号可直接相加，便于电流模DC-DC电路的设计。
通过说明和附图，给出了具体实施方式的特定结构的典型实施例，基于本发明精神，还可作其他的转换。尽管上述发明提出了现有的较佳实施例，然而，这些内容并不作为局限。
以上对本发明的较佳实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，其中未尽详细描述的设备和结构应该理解为用本领域中的普通方式予以实施；任何熟悉本领域的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围情况下，都可利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案作出许多可能的变动和修饰，或修改为等同变化的等效实施例，这并不影响本发明的实质内容。因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均仍属于本发明技术方案保护的范围内。

Claims (9)

1.一种电流环控制电路，其特征在于，所述电流环控制电路包括电流检测电路和斜率补偿电路，
其中，所述电流检测电路包括：控制开关电路，包括开关管和整流管；
并联的至少两组电流检测电路，每组所述电流检测电路均设置有电流检测管，该电流检测管检测所述开关管的电流信号；
I-V转换电路，包括负载晶体管和负载电阻，以将所述电流检测管检测到的电流信号转换为电压信号；
第一比较器，所述第一比较器将所述电压信号与一基准电压信号进行比较；
模拟开关组，根据所述第一比较器的比较结果选择所述并联的至少两组电流检测电路中的一组电流检测电路对所述开关管进行电流信号检测；
电源，所述开关管、所述电流检测管和所述负载晶体管均为NMOS管，且所述开关管、所述电流检测管和所述负载晶体管的源极均与所述电源连接；
其中，所述基准电压信号根据工艺需求进行设定；
所述电流环控制电路还包括：
电压基准源、误差放大器、脉冲宽度调制比较器、开关逻辑控制模块、反馈电路和电感；
所述电压基准源产生基准电压至所述误差放大器的正相输入端，所述误差放大器的输出端与所述脉冲宽度调制比较器的正相输入端连接，所述脉冲宽度调制比较器的输出端通过所述开关逻辑控制模块分别与所述开关管和整流管的控制端连接，所述电流检测电路中的所述检测信号输出端与所述脉冲宽度调制比较器的负相输入端连接，所述误差放大器的负相输入端依次通过所述反馈电路和所述电感与所述电流输出端连接；
其中，所述电感与所述反馈电路连接的一端作为整个电路的输出端。
2.根据权利要求1所述的电流环控制电路，其特征在于，每组所述电流检测电路还均包括若干镜像晶体管和若干晶体管，所述电流检测管依次通过所述镜像晶体管和所述晶体管接地。
3.根据权利要求2所述的电流环控制电路，其特征在于，电流检测电路还包括一偏置电流源，该偏置电流源提供偏置电流至所述若干晶体管的控制端。
4.根据权利要求3所述的电流环控制电路，其特征在于，所述控制开关电路还包括开关控制端和整流控制端；
所述开关控制端分别与所述开关管和每个所述电流检测管的控制端连接；
所述整流控制端与所述整流管的控制端连接。
5.根据权利要求4所述的电流环控制电路，其特征在于，所述开关管通过所述整流管接地，且所述开关管与所述整流管连接的端部为电流输出端。
6.根据权利要求5所述的电流环控制电路，其特征在于，所述负载晶体管与所述负载电阻连接的端部还设置有检测信号输出端。
7.根据权利要求1所述的电流环控制电路，其特征在于，所述斜率补偿电路包括一自适应电流产生电路，所述自适应电流产生电路包括两分压电阻、第二比较器、放大器、放大晶体管和电容；
所述电源通过串联的所述两分压电阻接地，所述两分压电阻连接端分别与所述第二比较器和所述放大器的正输入端连接，所述第二比较器的输出端与所述放大器的控制端连接，所述放大器的输出端与所述放大晶体管的控制端连接，所述放大晶体管的漏端分别与所述放大器的负相输入端和一电阻的一端连接，所述电阻的另一端与所述第二比较器的负相输入端连接，所述放大晶体管的源端通过所述电容接地。
8.根据权利要求7所述的电流环控制电路，其特征在于，所述斜率补偿电路还包括锯齿波产生电路和V-I转换电路；
自适应电流产生电路通过所述锯齿波产生电路与所述V-I转换电路连接；
其中，所述锯齿波产生电路与所述放大晶体管的源端连接。
9.根据权利要求8所述的电流环控制电路，其特征在于，所述V-I转换电路包括一晶体管，所述晶体管的控制端与偏置电流源连接，所述晶体管的漏端与所述检测信号输出端连接。
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