CN104283448B - 电力变换装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供电力变换装置。在具有半导体开关元件的电力变换装置中，迅速地实现谐振振动的收敛，降低成为其辐射噪声的谐波的功率电平。电力变换装置构成为：与直流电源并联地连接平滑电容器电路、基于开关元件的第1串联电路、以及基于缓冲电路的第2串联电路，并且对第1串联电路的开关元件的连接点与第2串联电路的缓冲电路的连接点之间进行连接，该电力变换装置中，与直流电源并联地连接补偿阻抗电路，该补偿阻抗电路是与由第1电容器和电抗组成的并联电路串联地连接第2电容器而构成的。

Description

电力变换装置
技术领域
本发明涉及电力变换装置，特别涉及具有半导体开关元件的电力变换装置。
背景技术
作为能抑制开关浪涌的现有的电力变换装置，已知专利文献1所示的构成。该电力变换装置具备：直流电源线、直流中间电容器、以及逆变器。
这其中，直流电源线与将直流电压进行输出的转换器的输出端子连接。直流中间电容器是使转换器所输出的直流电压平滑化从而稳定化的元件。直流中间电容器与直流电源线连接。逆变器是将由直流中间电容器平滑化后的直流电源电压变换为3相交流电压的电路。逆变器与直流电源线连接。
进而，该电力变换装置具备与直流电源线并联连接的电容器。由该电容器和直流电源线的电感构成LC谐振电路。通过该LC谐振电路，能抑制伴随逆变器的开关而产生的开关浪涌。
专利文献
专利文献1：JP特开2010-41790号公报
在专利文献1的电力变换装置中，为了抑制开关浪涌，除了直流中间电容器以外，需要另外准备电容器。而且，该电容器为了吸收在浪涌现象中产生的电荷而需要大电容。
另外，在专利文献1的图8，作为等效电路明示了布线电感Ls1以及Ls2，实际的电力变换电路的布线电感不仅分布地产生，还受到在附近的其它布线流过的电流的影响，从而难以掌握其有效的电感。因此，如专利文献1记载那样，难以明确掌握布线电感并使用另外置办的电容器来构成所期望的并联谐振电路。
进而，在进行陡峭的开关(在高dV/dt以及di/dt下的开关)的情况下，由于在现有的低di/dt下能忽略的小的寄生电感的影响变得显著，因此在大电容的体形大的电容器中，在其引导布线或端子等产生的寄生电感的影响变得不能忽略，成为作为新的浪涌现象的原因的恶性循环。
因此，为了抑制开关浪涌，如专利文献1的图9所记载那样，与由缓冲二极管(snubber diode)Ds和缓冲电阻Rs构成的并联电路串联地连接电容器Cs来使缓冲电路与开关元件并联连接，一般采用这样的对策方法。
但是，在前述的电容器Cs中也会产生其布线电感，在开关元件的端子间电压(例如漏极一源极间)产生浪涌电压和与该浪涌电压连续的电压谐振振动。
这样的谐振现象的主要原因是为了抑制开关浪涌而追加的缓冲电路、容纳开关元件的功率模块的寄生电感、开关元件的寄生电容等。为了抑制因该谐振产生的辐射噪声和传导噪声，需要另谋对策。
在电力变换器的开关动作时中的特别是切断时产生浪涌峰值电压，之后，有电流变化的路径的谐振阻抗引起的浪涌电压振动继续。以往，是用缓冲电路来进行了抑制，但在开关陡峭的情况下，因缓冲电路内的寄生L或模块的寄生电容等而产生数十MHz以上的高频谐振。
发明内容
本发明为了解决上述的问题而提出，其目的在于，在具有半导体开关元件的电力变换装置中，迅速地实现谐振振动的收敛，降低成为其辐射噪声的谐波的功率电平。
为此，本发明的电力变换装置与直流电源并联地连接平滑电容器电路、基于开关元件的第1串联电路、基于缓冲电路的第2串联电路，并对所述第1串联电路的所述开关元件的连接点与所述第2串联电路的所述缓冲电路的连接点之间进行连接而构成，其中，与所述直流电源并联地连接补偿阻抗电路，该补偿阻抗电路是与由第1电容器和电抗组成的并联电路串联地连接第2电容器而构成的。
发明效果
根据本发明，能提供能抑制伴随开关而产生的浪涌电压振动的电力变换电路。
附图说明
图1是表示实施例1所涉及的电力变换装置的构成例的图。
图2是表示能在实施例1运用的补偿阻抗电路8的实际安装构成的图。
图3是表示电力变换装置内的阻抗的频率依赖性的图。
图4是表示不使用补偿阻抗的现有方式下的过渡响应波形的图。
图5是表示使用补偿阻抗的本发明方式下的过渡响应波形的图。
图6是表示图4、图5的漏极-源极间电压VDS的FFT解析结果的图。
图7是表示实施例2所涉及的电力变换装置的构成例的图。
图8是表示实施例3所涉及的电力变换装置的构成例的图。
标号说明
1 直流电源
2 平滑电容器
3a 正电源布线
3b 负电源布线
4 功率半导体模块
5 栅极驱动控制电路
6 感应性负载
7 缓冲电路
8 补偿阻抗电路
11 布线
41、42 开关元件
43、44 续流二极管
47 正电源端子
48 负电源端子
49 中间端子
81 第2电容器
82 第1电容器
83 电抗
84a、84b、84c 通孔
85 绝缘基板
86a、86b、86c 导体
100 电力变换电路
具体实施方式
在本发明中，考虑在谐振频率下增加的阻抗的频率特性，提供使阻抗的值降低、且使多个频率分散的手段、以及抑制浪涌电压振动的手段。
以下举出解决上述课题的多个本发明中的一例。即，本发明的电力变换装置与直流电源并联地连接平滑电容器电路、基于开关元件的第1串联电路、以及基于缓冲电路的第2串联电路，并且对所述第1串联电路的所述开关元件的连接点与所述第2串联电路的所述缓冲电路的连接点之间进行连接而构成，其中，与所述直流电源并联地连接补偿阻抗电路，该补偿阻抗电路是与由第1电容器和电抗组成的并联电路串联地连接第2电容器而构成的。
在此，例如也可以构成为，所述补偿阻抗电路的输入输出间的阻抗的频率特性至少具有1个以上的极点频率和1个以上的零点频率。
进而，例如也可以构成为，所述补偿阻抗电路的所述极点频率以及所述零点频率相对于包含在伴随所述电力变换装置的开关而产生的浪涌电压振动中的谐振频率，所述零点频率的1个配置在低频侧，所述极点频率的1个配置在高频侧。
在这些各构成中，也可以进一步构成为，基于所述开关元件的所述第1串联电路构成模块，在所述模块的正电源端子与负电源端子之间连接所述补偿阻抗电路。
另外，在相同的上述的各构成中，也可以进一步构成为，基于所述开关元件的所述第1串联电路构成具备正电源端子和负电源端子的模块，且在构成上侧臂的所述开关元件的漏极附近、与构成下侧臂的所述开关元件的源极附近之间连接所述补偿阻抗电路。
本发明的电力变换装置的更具体的1个构成例如具备：直流电源；经由布线与直流电源连接的平滑电容器；经由正电源布线以及负电源布线与平滑电容器连接的功率半导体模块；与功率半导体模块连接的栅极驱动控制电路；与功率半导体模块的中间输出端子连接的感应性负载；连接在功率半导体模块的正电源端子与中间输出端子之间、以及负电源端子与中间输出端子之间的缓冲电路；以及与功率半导体模块的正电源端子和负电源端子连接的补偿阻抗电路，补偿阻抗电路具有输入输出的2个端子，输入输出间的阻抗的频率特性至少具有1个以上的极点频率和1个以上的零点频率，相对于包含在伴随电力变换装置的开关而产生的浪涌电压振动中的频率分量当中的想要抑制的频率，零点频率的1个配置在低频侧，极点频率的1个配置在高频侧，对电力变换装置的浪涌电压振动的振幅进行抑制。
在此，也可以构成为，所述补偿阻抗电路将第1电容器的一方的端子和第2电容器的一方的端子串联连接，将电感并联连接于所述第2电容器的2个端子间，将所述第1电容器的另一方的端子和所述第2电容器的另一方的端子这2个端子设为所述补偿阻抗电路的输入输出端子，由此构成，所述补偿阻抗电路的阻抗的频率依赖性通过调整所述第1电容器的电容、所述第2电容器的电容、以及所述电感的至少任意1个来进行调整，以将所述零点频率的1个配置在低频侧，将所述极点频率的1个配置在高频侧。
进一步地，也可以构成为，所述补偿阻抗电路由夹着绝缘基板的多个导体构成，在所述多个导体中的第1导体与第2导体之间构成所述第1电容器，在所述多个导体中的所述第1导体与第3导体之间构成所述第2电容器，由所述第3导体构成所述电感，分别与所述第2导体以及所述第3导体连接的2个连接端子与所述功率半导体模块的所述正电源端子和所述负电源端子连接。
另外，进一步地，也可以构成为，所述补偿阻抗电路是能通过切去所述第2导体以及所述第3导体的至少任意一者的导体图案的一部分来变更所述第1电容器的电容以及所述第2电容器的电容的至少任意一者的构成，进行所述第1电容器的电容以及所述第2电容器的电容的至少任意一者的变更，来使所述电力变换装置的浪涌电压振动的振幅的抑制为最大。
本发明的电力变换装置的更具体的其它1个构成例如具备：直流电源；经由布线与所述直流电源连接的平滑电容器；经由正电源布线以及负电源布线与所述平滑电容器连接的功率半导体模块；与该功率半导体模块连接的栅极驱动控制电路；与所述功率半导体模块的中间输出端子连接的感应性负载；与所述功率半导体模块的正电源端子与所述中间输出端子之间、以及负电源端子与所述中间输出端子之间连接的缓冲电路；以及内置于所述功率半导体模块中的补偿阻抗电路，所述补偿阻抗电路具有输入输出的2个端子，输入输出间的阻抗的频率特性至少具有1个以上的极点频率和1个以上的零点频率，相对于包含在相对于伴随所述电力变换装置的开关而产生的浪涌电压振动中的频率分量当中的想要抑制的频率，所述零点频率的1个配置在低频侧，所述极点频率的1个配置在高频侧，对所述电力变换装置的浪涌电压振动的振幅进行抑制。
在此，也可以构成为，所述功率半导体模块具有：正电源侧的主端子；负电源侧的主端子；中间输出端子；以及连接所述主端子群的第1绝缘基板，所述补偿阻抗电路与所述第1绝缘基板连接。
在这些各构成中，也可以进一步构成为，所述功率半导体模块由夹着绝缘基板的多个导体构成，所述补偿阻抗电路如下地构成：所述多个导体中的第1导体在与所述多个导体中的第2导体之间构成将绝缘基板算作电介质的第1平行平板电容，所述多个导体中的第3导体在与所述第2导体之间构成将绝缘基板算作电介质的第2平行平板电容，在所述第3导体的一部分形成产生电感的蜿蜒状图案，进而用第1通孔群将所述蜿蜒状图案的一端与所述第2导体连接，将所述第1导体和所述第3导体分别设为输入端子和输出端子，所述第1导体与所述多个导体中的第4导体连接，所述第3导体与所述多个导体中的第5导体连接，所述第4导体以及所述第5导体分别与正电源端子用主端子以及负电源端子用主端子连接从而分别与所述功率半导体模块的所述正电源端子以及所述负电源端子连接，所述第4导体与第1开关元件芯片的漏极以及续流二极管芯片的阴极连接，所述多个导体中的第6导体经由键合线与所述第1开关元件芯片的栅极端子连接，所述多个导体中的第7导体经由键合线与所述第1开关元件芯片的源极以及所述续流二极管芯片的阳极连接，并与第2开关元件芯片的漏极以及续流二极管芯片的阴极连接，且与所述功率半导体模块的中间端子的主端子连接，所述多个导体中的第8导体经由键合线与所述第2开关元件芯片的栅极端子连接，所述多个导体中的第9导体经由键合线与所述第2开关元件芯片的源极以及所述续流二极管芯片的阳极连接，且经由第2通孔群与所述多个导体中的背面侧导体即第10导体连接，所述第10导体经由第3通孔群与所述第5导体连接，所述补偿阻抗电路形成在与所述功率半导体模块公共的混载基板上。
另外，在这些各构成中，也可以进一步构成为，所述补偿阻抗电路的输入输出端子间的绝缘耐压是所述电力变换装置的所述直流电源电压的2倍以上的绝缘耐压。
以下使用附图来说明本发明的实施例。
实施例1
在实施例1中，说明抑制浪涌电压的振动的电力变换装置100的示例。
图1示出实施例1所涉及的电力变换装置100的构成图。在图1中，电力变换装置100由直流电源1、平滑电容器2、正电源布线3a、负电源布线3b、功率半导体模块4、栅极驱动控制电路5、感应性负载6、缓冲电路7、补偿阻抗电路8构成。
这当中，直流电源1经由包含寄生电阻和寄生电感的布线11a以及11b而与平滑电容器2的两端连接。另外，在之后的说明中，对于与布线相伴的寄生电阻，只要没有特别的需要就省略说明。这是因为，虽然在布线中产生寄生电阻和寄生电感，但关于本发明寄生电阻的值并非主要。
平滑电容器2由主电容器21、以及因串联而产生的寄生电感22构成。
正电源布线3a以及负电源布线3b将平滑电容器2的两端与功率半导体模块4的正电源端子47和负电源端子48连接，但该部分的布线主要作为电感(寄生电感)发挥功能。
功率半导体模块4采用在上臂将开关元件41和续流二极管43逆并联连接、在下臂将开关元件42和续流二极管44逆并联连接的构成。上下臂的连接点是中间端子49。开关元件41的栅极驱动端子4G1和源极驱动端子4S1与栅极驱动电路5a连接，另外开关元件42的栅极驱动端子4G2和源极驱动端子4S2与栅极驱动电路5b连接。另外，在图1中，标记了在构成功率半导体模块4的主端子和绝缘基板产生寄生电感45a～45e，但这并不表征在实际电路上直接布线连接了电感元件，这一点不言自明。
栅极驱动控制电路5用于驱动功率半导体模块4的开关元件41、42，其栅极驱动信号在栅极驱动控制电路5的内部生成。
感应性负载6作为功率半导体模块4的输出负载而连接，例如是用于与电动机或电力系统网等连接的滤波电抗器。在本实施例中，由于与发明的效果的说明无关，因此省略对负载的类别的提及。
缓冲电路7(7a、7b)作为示例使用放电阻止型RCD缓冲电路来示出。缓冲电路7a连接在功率半导体模块4的正电源端子47与中间端子49间，缓冲电路7b连接在功率半导体模块4的中间端子49与负电源端子48间。缓冲电路7(7a、7b)由缓冲电容器71、二极管72、电阻73构成。另外，在图示中，将缓冲电路7(7a、7b)内的寄生电感标记为74，但这也并不表征在实际电路上直接布线连接了电感元件。
在相关的构成的缓冲电路7(7a、7b)中，在开关元件41、42切断时的开关浪涌产生时，为了将在寄生电感74积蓄的能量引入到电容器71而需要较大的电容器71的电容。特别在陡峭的开关的情况下，该串联寄生电感74产生影响从而产生缓冲电路7的元件的寄生电感74引起的开关浪涌。
实施例1的电力变换装置100在补偿阻抗电路8上下功夫。该补偿阻抗电路8连接在功率半导体模块4的正负的电源端子47、48间，由串联连接的2个电容器81以及82、和与电容器82并联连接的电感器83构成。另外电感器83不是寄生电感，而是在实际电路上直接布线电感元件的构成。
从抑制开关浪涌引起的浪涌电压振动的观点出发来确定构成该补偿阻抗电路8的电容器81、82、以及电感器83的各元件的电容。为此，其合成阻抗的频率依赖性至少具有1个以上的零点频率(fcz)和极点频率(fcp)，决定构成元件的值，以使得相对于决定浪涌振动频率的阻抗的峰值频率(fsp)成为零点频率fcz＜峰值频率fsp＜极点频率fcp。
接下来，参考图1至图5来说明实施例1的电力变换装置的动作。首先在图1的功率半导体模块4中，在开关元件41以及42进行开关时，与此相伴而产生浪涌电压。例如，在功率半导体模块4的开关元件42从导通向断开进行切断的情况下，在开关元件42的漏极-源极间除了电源1所提供的直流电压E以外还产生浪涌峰值电压ΔV(＝L·di/dt)。在此，L是从开关元件42的漏极-源极观察电力变换器的情况下的电感的总和值。di/dt是从开关元件42的导通到断开的过渡电流的时间变化率。
在浪涌峰值的产生后，在开关元件42的漏极-源极间产生浪涌电压振动。其振动周期由电力变换装置100内的寄生电感Lsp和寄生电容器电容Csp决定。在此，寄生电感Lsp和寄生电容器电容Csp不是单一的寄生电感、单一的寄生电容器电容。
例如，若对寄生电感Lsp进行表示，则是缓冲电路7内的寄生电感、和功率半导体模块4内部的寄生电感等的总和。若对寄生电容器电容Csp进行表示，则是构成功率半导体模块4的开关元件41、42、和续流二极管43、44的寄生电容的总和。其中，构成寄生电感Lsp和寄生电容器电容Csp的寄生元件是位于在进行开关时产生电流变动的路径上的寄生元件。
作为示例在图4中示出切断时的开关元件的漏极-源极间的电压和电流的现有的过渡响应。图4是不使用补偿阻抗8的现有方式的过渡响应波形。该波形在图1的电力变换装置100的电路例中通过删除了补偿阻抗8的情况下的计算机解析来算出。
在图4中，横轴表示开关元件的切断前后的时间。另外，在图4的纵轴显示了开关元件的漏极-源极间的电压VDS和漏极电流ID。
图的上侧的波形是漏极-源极间的电压VDS，在切断前是0(V)，但因切断而急速增加而达到最大697(V)，之后一边衰减振动一边稳定在600(V)。但是，需要过渡性地在振动周期频率41(MHz)下振动，直到振动电压成为600±10(V)为止需要415(ns)。在如此进行切断且漏极-源极间的电压VDS向600(V)的直流电压变化的过程中，产生约100(V)的浪涌峰值电压ΔV，之后产生周期约41(MHz)的振动。
开关元件的电流波形也同样产生振动。图的下侧的波形是漏极电流ID，在切断前为40(A)，因切断而急速减少，之后一边衰减振动一边在0(A)稳定。但是，在振动周期频率41(MHz)下产生振动。
图4的电压振动的周期与如上述那样寄生电感Lsp和寄生电容器电容Csp的谐振频率相等。在图3示出在图1中不使用补偿阻抗电路8的情况下从开关元件42的漏极-源极观察电力变换器的情况下的阻抗的特性例。图3中，横轴表示频率，纵轴表示阻抗，图3上方的特性表示频率从105到109的宽范围的整体特性，图3下方的特性放大表示其一部分区域(107到108)。在该图中，实线所示的特性L1是没有补偿阻抗的情况下的阻抗的频率依赖性。
在图3中，L1是如下特性：在频率为107以下的区域，伴随频率增加而阻抗减少，直到频率为108附近为止阻抗增加而达到100(Ω)程度，之后降低到10(Ω)程度。在如此不使用补偿阻抗电路8的情况下，从开关元件42的漏极-源极观察电力变换器时的阻抗的频率依赖特性包含阻抗成为最大的点和成为最小的点。
进而，在放大图中验证成为最大的点(并联谐振点)时，在该图3的示例中，在频率fsp＝53.7(MHz)产生并联谐振，其峰值阻抗的绝对值为143.2(Ω)。因该峰值阻抗而产生开关的情况下产生宽带的过渡电流，这当中的阻抗的绝对值大的频率、在此为上述的并联谐振频率(53.7(MHz))的阻抗变得显著，从而在浪涌峰值电压产生后的电压振动特性中变成支配性地位。
因此，为了抑制浪涌电压振动，降低因谐振产生的峰值阻抗(fsp)的绝对值即可。于是，能使用补偿阻抗8来降低上述的峰值阻抗。
补偿阻抗8采用上述的电路构成。即，采用在图1所示那样并联连接第1电容器82与电抗83的电路上进一步串联配置第2电容器81的电路构成。补偿阻抗8的端子间的阻抗的频率的依赖性是图3的点线所示的特性L2。如图3上方的特性所示那样，特性L2表示如下特性：随着频率的上升而阻抗降低，之后随着频率的上升而阻抗增加，之后随着频率的上升而阻抗降低。该特性包含阻抗成为最大的点和成为最小的点。
进而，在放大图中验证成为最大、最小的点时，在该图3的示例中，阻抗成为最大的点的频率是fcp，成为最小的点的频率是fcz。在图1的实施例1的补偿阻抗8的构成中，将补偿阻抗8的各构成元件的常数例如分别选定为第2电容器81＝850(pF)、第1电容器82＝210(pF)、并联电抗83＝15(nH)。
此时有阻抗成为最小的点(零点频率(fcz))、以及阻抗成为最大的点(极点频率(fcp))，分别取零点频率fcz为39.8(MHz)且阻抗为1.5(Ω)的零点频率阻抗、极点频率fcp为89.1(MHz)且阻抗为71.5(Ω)的极点频率阻抗。
在本发明中，每当决定补偿阻抗8的各构成元件的常数时，进行选定，以使得在其结果得到的零点频率fcz和极点频率fcp与前述的并联谐振频率fsp的关系中，具有零点频率fcz＜并联谐振频率fsp＜极点频率fcp的频率的关系。
将如此决定的补偿阻抗8连接在功率半导体模块4的正与负的电源端子47、48间。本来连接在所着眼的开关元件的漏极-源极间最有效果，但为了在开关元件41以及42的任一者都能得到补偿阻抗的效果，连接在功率半导体模块的正与负的电源端子47、48间。
在使用了如此决定的补偿阻抗电路8的情况下，从开关元件42的漏极-源极观察电力变换器的情况下的阻抗的频率依赖性在图3的实线成为圆圈记号的特性L3。补偿后的特性L3成为如下特性：在高频域(107以上的区域)将特性L1整体向右侧(高频侧)移位且产生2个最大值，进一步降低特性L1的最大值。
在本发明的情况下，降低特性L1的最大值，产生2个最大值，在这当中有技术性的价值。图3下方的图中仔细呈现了补偿前后的特性的变化的样子。在图3下方的放大图中，在不使用补偿阻抗的情况下的特性L1、以及补偿阻抗自身的特性L2中，其并联合成阻抗大致相等。
通过本发明的补偿，其频率依赖性变得具有2个最大值。这当中，出现在低频侧的最大值在低于补偿前的并联谐振频率fsp的频率fsp1产生，这时在频率为25.7(MHZ)、阻抗为20.9(Ω)点成为谐振。另外，出现在高频侧的最大值在高于补偿前的并联谐振频率fsp的频率fsp2产生，这时在频率为69.1(MHZ)、阻抗为75.5(Ω)的点能得到谐振。这2个峰值点的阻抗小于在补偿前的峰值点的阻抗。
如此在本发明中，将现有的单一峰值阻抗特性L1分散为2个峰值阻抗频率，还能降低其峰值阻抗值。另外，不仅峰值频率，作为连接补偿阻抗电路8的效果，在频率约15(MHz)之后的高频的阻抗与不使用补偿阻抗的情况下的特性相比，也能降低。特别是在fsp2之后的高频，通过设置fcp的效果，补偿阻抗电路的阻抗的绝对值与频率一起降低。由此，通过在fsp2之后的高频也使用补偿阻抗，能降低从开关元件42的漏极-源极观察电力变换器的情况下的阻抗，能抑制开关引起的谐波电力的产生。
若用数式来简洁表示上述的效果，则成为以下那样。首先，用(1)式来表示从开关元件42的漏极-源极观察电力变换器的情况下的阻抗的谐振阻抗的频率fsp。fsp是电力变换装置100内的寄生电感Lsp与寄生电容器电容Csp的并联谐振电路的谐振频率。是表示图3的特性L1的最大值的频率。
[数式1]
接下来，用(2)式表示补偿阻抗的端子间的阻抗的零点频率fcz和极点频率fcp。它们是表示图3的特性L2的最小值和最大值的频率。另外，(1)式以寄生分量Lsp、Csp来表现，但(2)式以实际作为补偿阻抗电路8而装备的电路元件的值来表现。在该数式中，C81是第1电容器81的电容，C82是第2电容器82的电容，L83是电抗83的电容。因此，这些都是能任意选择的值。
[数式2]
用(3)式表示连接补偿阻抗后的从开关元件42的漏极-源极观察电力变换器的情况下的阻抗的2个峰值频率fsp1和fsp2。
[数式3]
在该(3)式中，Lsp1、Csp1以及Lsp2、Csp2包含补偿阻抗电路8的元件值，另外，是由开关时的过渡电流所流动的路径的电感和电容决定的值。这些频率是表示图3的特性L3的2个最大值的频率。
进一步地，用(4)式来表示未连接补偿阻抗的情况下的从开关元件42的漏极-源极观察电力变换器的情况下的阻抗ZDS1。另外，Z0(f)表示与本发明的效果的说明无关的阻抗。频率依赖性虽然有，但与本发明的效果无关。
[数式4]
(5)式表示图1所示的补偿阻抗自身的阻抗特性ZDS2。
[数式5]
(6)式表示附加补偿阻抗电路的情况下从开关元件42的漏极-源极观察电力变换器的情况下的阻抗ZDS3。能通过ZDS1和ZDS2的并联连接而算出，分母的Lsp1、Csp1以及Lsp2、Csp2表示在ZDS3产生的2个极点频率的角频率，其详细的代数表现由于成为多项，因此在此省略。
[数式6]
通过(4)式和(6)式能明确理解：根据Lsp和Csp决定的谐振极点频率((4)式)分散到Lsp1和Csp1、以及Lsp2和Csp2这2个谐振极点频率((6)式)。另外，关于在该谐振频率的阻抗的大小，如图3的示例所示，还明确了通过补偿阻抗电路的附加来降低这一情况。
如上述那样，能明确：通过将补偿阻抗电路8连接在功率半导体模块4的正与负的电源端子47、48间，能将作为浪涌电压振动的主要原因的阻抗的谐振频率分散到多个频率，同时能降低其阻抗值。
接下来说明实施例1中的效果。图5是使用了补偿阻抗的情况下的过渡响应波形。若将该波形与图4的补偿前的过渡响应波形进行比较，则本发明的效果会变得明确。该过渡响应波形在图1的电力变换装置的电路例中通过运用了补偿阻抗的情况下的计算机解析而算出。
在图5中，在进行切断且漏极-源极间的电压VDS向600(V)的直流电压变化的过程中，产生约100(V)的浪涌峰值电压ΔV。到此为止的响应与图4相比没有大的差别。相异点在于，由于之后的浪涌谐振振动成为2个不同的频率混合的信号电压因而振动波形相异这一点，还有其振幅的衰减与不使用图4的补偿阻抗的情况相比更快这一点。特别是后者的益处较大，例如收敛在以600(V)为中心的±10(V)的范围的时间为开关开始后325(ns)，与图4的415(ns)相比能降低到78(％)。
另外，在图6示出进行了该波形的频率解析的结果。图6是对图4以及图5的漏极-源极间的电压VDS的电压波形进行FFT解析的结果予以分贝显示的图。用实线表示不使用补偿阻抗电路8的情况下(图4)的波形的FFT解析结果，用虚线表示运用了补偿阻抗电路8的情况下(图5)的波形的FFT解析结果。在不使用补偿阻抗电路8的情况下在42(MHz)产生大的谐波，但在运用了补偿阻抗电路8的情况下，谐波分散到24(MHz)和50(MHz)，其峰值也降低，降低量分别为3.4(dB)和10.1(dB)。
如此，在实施例1的构成中，明确了与不使用补偿阻抗电路8的情况相比，得到能降低过渡波形的谐波分量、降低逆变器的不需要的电磁辐射的水平的效果。
实施例2
图2表示能运用在实施例1中的补偿阻抗电路8的实际安装构成。如图1所示那样，在功率半导体模块4的附近成为密集配置正电源布线3a、负电源布线3b、缓冲电路7a、7b的构成。图2的构成是在能以该配置在维持电力变换装置的形状、体积的同时进行实际安装的补偿阻抗电路8的实施例之一。
在图2中，在其上段示出俯视图，在中段示出截面图，且在下段图示以该构成实现的电路构成。
如图2中段的截面图特征良好地呈现的那样，补偿阻抗电路8由夹着绝缘基板85的导体86a、86b、86c构成。在绝缘基板85的下表面整体配置导体86c，在绝缘基板85的上表面分区域来配置导体86a和86b。这些导体相互绝缘。导体86a在与导体86c间构成将绝缘基板85算作电介质的平行平板电容，导体86b也在与导体86c间构成将绝缘基板85算作电介质的平行平板电容。这些平行平板电容能分别构成图1所示的实施例1的电路中示出的电容81和82。
图2上段的俯视图表示在绝缘基板85的上表面分区域而配置的导体86a和86b的区域。在导体86a的区域形成电容81，在导体86b的区域形成电容82。另外，导体86b的一部分如图2上段所示那样，构成易于产生电感的蜿蜒状的图案，进而将其一端通过通孔群84与导体86b连接，由此能构成为与电容82并联连接的电抗83。
进而，为了将导体86a和导体86b与功率半导体模块4的正和负的电源端子47、48连接，将连接端子80a和80b分别连接到导体86a和导体86b。连接端子80a和80b的开孔部在向功率半导体模块4的螺旋固定时利用。
另外，图2中作为实施例示出的补偿阻抗电路8在决定了该电容81、82、电抗83的常数后作成，但因电力变换装置的构成部件的变更等而有时会需要变更其电路常数。在这样的情况下，在图2的实施例中，关于导体86a和导体86b，通过如导体切断线(81a-81a′)、(81b-81b′)、(82a-82a′)、(82b-82b′)那样切断，能使平行平板电容的平板面积减少，变更电容81以及82的值，能变更在补偿阻抗电路8的两端子间产生的阻抗的频率依赖性。
实施例3
图7是表示实施例2所涉及的电力变换装置100的构成例的图。在图7中，电力变换装置100由直流电源1、平滑电容器2、正电源布线3a、负电源布线3b、功率半导体模块4′、栅极驱动控制电路5、感应性负载6、缓冲电路7、补偿阻抗电路8构成。
与图1的电力变换装置100的相异点在于在功率半导体模块4′内含补偿阻抗电路8。其它构成由于与已经说明的图1所示的赋予相同标号的构成具有相同功能，因此省略这些的说明。
功率半导体模块4′在模块内包含补偿阻抗电路8，采取将补偿阻抗电路8的一端与开关元件41的漏极附近连接、且将另一端与开关元件42的源极附近连接的构成。寄生电感45a和寄生电感45e模拟构成功率半导体模块的被称作主端子的金属布线部(未图示)。
将功率半导体模块的正电源端子侧作为正电源主端子，将其设为寄生电感45a，同样地，将功率半导体模块的负电源端子侧作为负电源主端子，将其设为寄生电感45e。在功率半导体模块4′中，由于补偿阻抗电路8能比寄生电感45a和45e更靠近开关元件41、42接线，因此能更有效果地抑制施加在开关元件的漏极-源极间电压的浪涌电压振动。
这是因为，在图1的构成中，因寄生电感45a和45e而产生的ΔV无条件地施加给开关元件41、42的漏极-源极间电压，与此相对，在图6的构成中，补偿阻抗电路对还包含寄生电感45a和45e的阻抗发挥功能。因此，在图6的构成中，浪涌电压振动的振幅能比图1的构成抑制得更小。
实施例4
图8是表示功率半导体模块4的一部分和补偿阻抗电路8的构成的第3实施例。在此，将功率半导体模块4的一部分和补偿阻抗电路8形成在同一基板上。
在第3实施例中，作为夹着绝缘基板85的导体，除了构成图1的补偿阻抗电路8的导体86a、86b、86c以外，还新追加配置了导体4P、4N、4D2、4S2、4RTN、以及半导体芯片(从41到44)，构成为用键合线4w来连接半导体芯片与导体之间。
首先来看补偿阻抗电路8的部分，其构成与图2中说明的构成基本相同。在此，导体86a在与导体86c间构成将绝缘基板85算作电介质的平行平板电容，导体86b也在与导体86c间构成将绝缘基板85算作电介质的平行平板电容。它们能分别构成图7所示的第2实施例的电路中示出的电容C81和C82。另外，导体86b的一部分如图2所示那样构成易于产生电感的蜿蜒状的图案，进而将其一端通过通孔群84a与导体86b连接，由此作为与C82并联连接的L83进行动作。
在如上述那样形成补偿阻抗电路8的基础上，进一步将导体86a与导体4P连接，将导体86b与导体4N连接。将导体4P和导体4N分别与未图示的主端子连接来连接到功率半导体模块4′的正电源端子47和负电源端子48。
另外，导体图案4P连接开关元件41的漏极和续流二极管43的阴极。导体图案4G1经由键合线4w与开关元件41的栅极端子连接。导体图案4D2经由键合线连接开关元件41的源极和续流二极管43的阳极，并连接开关元件42的漏极和续流二极管44的阴极。进而还是对功率半导体模块4的中间端子49的主端子进行连接的导体。
另外，导体图案4G2经由键合线4w与开关元件42的栅极端子连接。导体图案4D2经由键合线连接开关元件42的源极和续流二极管44的阳极。进而经由通孔84b与背面侧导体的导体4RTN连接，进而经由通孔84c与导体4N连接。
如上述那样，在图8所示的实施例中，能在同一基板上实现功率半导体模块4的一部分和补偿阻抗电路8。针对图1以及图2所示的实施例的优点，除了如图7的实施例所说明的那样能将浪涌电压振动的振幅抑制得比图1以及图2的构成更小以外，虽然需要增加若干的面积，但能利用原来的绝缘基板和导体从而低成本地实现补偿阻抗电路。
另外，本发明并不限定于上述的实施例，还包含各种变形例。例如，上述的实施例是为了易于理解本发明而进行的详细的说明，并不一定非要限定于具备所说明的全部构成。另外，能将某实施例的构成的一部分置换成其他实施例的构成，另外，还能在某实施例的构成中加入其他实施例的构成。另外，对于各实施例的构成的一部分，能进行其它构成的追加、删除、置换。
例如，即使在将开关元件置换为MOS-FET(MOS型电场效应晶体管)、J-FET(结型电场效应晶体管)的单极器件、还有IGBT(绝缘栅双极型晶体管)这样的双极器件的任意的器件，进一步将端子的功能中的例如漏极置换为集电极，将源极置换为发射极，将栅极置换为基极的情况下，也不会改变本发明的效果，另外，关于续流二极管，同样显而易见地，使用PN结二极管和SB(肖特基结)二极管的任一者都不会改变本发明的效果。

Claims (11)

1.一种电力变换装置，其特征在于，构成为：
与直流电源并联地连接平滑电容器电路、基于开关元件的第1串联电路、以及基于缓冲电路的第2串联电路，并且还对所述第1串联电路的所述开关元件的连接点与所述第2串联电路的所述缓冲电路的连接点之间进行连接，
所述电力变换装置中，
与所述直流电源并联地连接补偿阻抗电路，该补偿阻抗电路是与由第1电容器和电抗组成的并联电路串联地连接第2电容器而构成的，
所述补偿阻抗电路的输入输出间的阻抗的频率特性具有1个以上的极点频率和1个以上的零点频率，
所述补偿阻抗电路的所述极点频率以及所述零点频率相对于包含在伴随所述电力变换装置的开关而产生的浪涌电压振动中的谐振频率，所述零点频率的1个配置在低频侧，所述极点频率的1个配置在高频侧。
2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
基于所述开关元件的所述第1串联电路构成模块，在所述模块的正电源端子与负电源端子之间连接所述补偿阻抗电路。
3.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
基于所述开关元件的所述第1串联电路构成具备正电源端子和负电源端子的模块，且在构成上侧臂的所述开关元件的漏极附近、与构成下侧臂的所述开关元件的源极附近之间连接所述补偿阻抗电路。
4.一种电力变换装置，其特征在于，具备：
直流电源；
经由布线与所述直流电源连接的平滑电容器；
经由正电源布线以及负电源布线与所述平滑电容器连接的功率半导体模块；
与所述功率半导体模块连接的栅极驱动控制电路；
与所述功率半导体模块的中间输出端子连接的感应性负载；
连接在所述功率半导体模块的正电源端子与所述中间输出端子之间、以及负电源端子与所述中间输出端子之间的缓冲电路；和
与所述功率半导体模块的所述正电源端子和所述负电源端子连接的补偿阻抗电路，
所述补偿阻抗电路具有输入输出的2个端子，输入输出间的阻抗的频率特性具有1个以上的极点频率和1个以上的零点频率，相对于包含在伴随所述电力变换装置的开关而产生的浪涌电压振动中的频率分量当中的要抑制的频率，所述零点频率的1个配置在低频侧，所述极点频率的1个配置在高频侧，对所述电力变换装置的浪涌电压振动的振幅进行抑制。
5.根据权利要求4所述的电力变换装置，其特征在于，
所述补偿阻抗电路通过如下而构成，即，将第1电容器的一方的端子和第2电容器的一方的端子串联连接，在所述第2电容器的2个端子间并联连接电感，将所述第1电容器的另一方的端子和所述第2电容器的另一方的端子这2个端子设为所述补偿阻抗电路的输入输出端子，
所述补偿阻抗电路的阻抗的频率依赖性通过调整所述第1电容器的电容、所述第2电容器的电容、以及所述电感的至少任意1个来进行调整，以将所述零点频率的1个配置在低频侧，将所述极点频率的1个配置在高频侧。
6.根据权利要求5所述的电力变换装置，其特征在于，
所述补偿阻抗电路由夹着绝缘基板的多个导体构成，
在所述多个导体中的第1导体与第2导体之间构成所述第1电容器，在所述多个导体中的所述第1导体与第3导体之间构成所述第2电容器，由所述第3导体构成所述电感，
分别与所述第2导体以及所述第3导体连接的2个连接端子与所述功率半导体模块的所述正电源端子和所述负电源端子连接。
7.根据权利要求6所述的电力变换装置，其特征在于，
所述补偿阻抗电路是能通过所述第2导体以及所述第3导体的至少任意一者的导体图案的一部分的切去来变更所述第1电容器的电容以及所述第2电容器的电容的至少任意一者的构成，
进行所述第1电容器的电容以及所述第2电容器的电容的至少任意一者的变更，以使得所述电力变换装置的浪涌电压振动的振幅的抑制为最大。
8.一种电力变换装置，其特征在于，具备：
直流电源；
经由布线与所述直流电源连接的平滑电容器；
经由正电源布线以及负电源布线与所述平滑电容器连接的功率半导体模块；
与该功率半导体模块连接的栅极驱动控制电路；
与所述功率半导体模块的中间输出端子连接的感应性负载；
连接在所述功率半导体模块的正电源端子与所述中间输出端子之间、以及负电源端子与所述中间输出端子之间的缓冲电路；和
内置在所述功率半导体模块中的补偿阻抗电路，
所述补偿阻抗电路具有输入输出的2个端子，输入输出间的阻抗的频率特性具有1个以上的极点频率和1个以上的零点频率，相对于包含在伴随所述电力变换装置的开关而产生的浪涌电压振动中的频率分量当中的要抑制的频率，所述零点频率的1个配置在低频侧，所述极点频率的1个配置在高频侧，对所述电力变换装置的浪涌电压振动的振幅进行抑制。
9.根据权利要求8所述的电力变换装置，其特征在于，
所述功率半导体模块具有：正电源侧的主端子、负电源侧的主端子、中间输出端子、以及连接所述主端子群的第1绝缘基板，
所述补偿阻抗电路与所述第1绝缘基板连接。
10.根据权利要求8或9所述的电力变换装置，其特征在于，
所述功率半导体模块由夹着绝缘基板的多个导体构成，
所述补偿阻抗电路如下地构成：所述多个导体中的第1导体在与所述多个导体中的第2导体之间构成将绝缘基板算作电介质的第1平行平板电容，所述多个导体中的第3导体在与所述第2导体之间构成将绝缘基板算作电介质的第2平行平板电容，在所述第3导体的一部分形成产生电感的蜿蜒状图案，进而用第1通孔群将所述蜿蜒状图案的一端与所述第2导体连接，将所述第1导体和所述第3导体分别设为输入端子和输出端子，
所述第1导体与所述多个导体中的第4导体连接，所述第3导体与所述多个导体中的第5导体连接，所述第4导体以及所述第5导体分别与正电源端子用主端子以及负电源端子用主端子连接从而分别与所述功率半导体模块的所述正电源端子以及所述负电源端子连接，
所述第4导体与第1开关元件芯片的漏极以及续流二极管芯片的阴极连接，所述多个导体中的第6导体经由键合线与所述第1开关元件芯片的栅极端子连接，
所述多个导体中的第7导体经由键合线与所述第1开关元件芯片的源极以及所述续流二极管芯片的阳极连接，并与第2开关元件芯片的漏极以及续流二极管芯片的阴极连接，且与所述功率半导体模块的中间端子的主端子连接，
所述多个导体中的第8导体经由键合线与所述第2开关元件芯片的栅极端子连接，
所述多个导体中的第9导体经由键合线与所述第2开关元件芯片的源极以及所述续流二极管芯片的阳极连接，且经由第2通孔群与所述多个导体中的背面侧导体即第10导体连接，
所述第10导体经由第3通孔群与所述第5导体连接，
所述补偿阻抗电路形成在与所述功率半导体模块公共的混载基板上。
11.根据权利要求8或9所述的电力变换装置，其特征在于，
所述补偿阻抗电路的输入输出端子间的绝缘耐压是所述电力变换装置的所述直流电源电压的2倍以上的绝缘耐压。
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