CN104243365A - 一种噪声方差的估计方法 - Google Patents

Abstract

本申请公开了一种噪声方差的估计方法，包括：A、对具有两个或多个相近导频序列的信道进行信道估计，将相同子载波索引的信道估计值相减，得到信道估计值之差；B、根据信道估计值之差与所要估计的噪声方差之间的关系，换算出所要估计的噪声方差。对于存在有定时偏差的情况下，本申请方案的噪声方差的估计准确度相对于现有技术更高。

Description

一种噪声方差的估计方法

技术领域

本申请涉及移动通信技术领域，尤其涉及一种噪声方差的估计方法。

背景技术

在电力网系统中，物理上行控制信道(PUCCH，Physical Uplink control channel)的ACK信息采用扩频方式承载。以电力网系统为例PUCCH的资源映射图，如图1所示。PUCCH的导频符号在频域上占10个子载波，位于符号1和符号2。导频序列为长度为10的序列，表示为：r^α(l)(l,k)，l＝1,2;k＝0,1,...,Nseq-1，其中，l表示符号在时域上的位置，k表示子载波号，Nseq表示子载波总数。α(l)不同序列正交。

现有的噪声方差估计算法是利用PUCCH中没有分配的码分资源与接收的信号做相关，然后共轭相乘，将多个这样的共轭相乘项求平均，得到噪声方差的估计。具体算法原理如下：

假定基站（eNB）接收到的用户u在导频符号l=1，2和每个子载波k上的频域信号表示为:

Y_u(l,k)＝H_u(l,k)·S_u(l,k)+N_u(l,k) （1）

其中，u为用户的序号，u∈Ω，Ω为所有可用的正交资源；

S_u(l,k)为在符号l，子载波k上的导频序列值；

H_u(l,k)为符号l，子载波k上信道频响；

N_u(l,k)为在符号l，子载波k上的噪声。

接收导频符号用下式表示

$Y=\underset{u\∈\mathrm{\Ω}}{\mathrm{\Σ}}{\left(\mathrm{HS}\right)}_u+N---\left(2\right)$

$Y=\left[\begin{array}{c}Y(l,0)\\ Y(l,1)\\ ...\\ Y(l,\mathrm{Nseq}-1)\end{array}\right],$ $H=\left[\begin{array}{c}H(l,0)\\ H(l,1)\\ ...\\ H(l,\mathrm{Nseq}-1)\end{array}\right],$ S＝[S(l,0)S(l,1)S(l,Nseq-1)]， $N=\left[\begin{array}{c}N(l,0)\\ N(l,1)\\ ...\\ N(l,\mathrm{Nseq}-1)\end{array}\right]$

接收到的信号Y与本地产生的序列S_v相关，v∈Ω

$R_{\mathrm{ys}}\left(0\right)={{Y\left(S\right)}_v}^H={\mathrm{HS}}_u{\left(S\right)}_v^H+{N\left(S\right)}_v^H---\left(3\right)$

$=H_u{\left(S\right)}_u{\left(S\right)}_v^H+{N\left(S\right)}_v^H$

v≠u时，(S)_u与(S)_v正交，则 $H_u{\left(S\right)}_u{\left(S\right)}_v^H=0,$ 进而 $R_{\mathrm{ys}}\left(0\right)={N\left(S\right)}_v^H$

噪声服从均值为0方差为σ²的复高斯分布，表示为N→CN(0,σ²)，是模值为1的复数序列，则R_ys(0)→CN(0,Mσ²)，M是相关序列的长度，在此处M＝Nseq。故噪声方差可用下式估计：

σ²≈R_ys(0)·R^* _ys(0)/M （4）

在有定时偏差的情况下，由于序列的正交性被破坏，噪声方差估计不准，从而导致信噪比（SNR）估计不准，继而影响解调性能和功控，对整个系统性能产生不良影响。

为简单说明问题，下面对有定时偏差的场景推导对噪声方差估计的影响。假定时域的接收信号r相对于发射信号s，有m个采样点（Ts）的定时偏差，r＝s(n-m)，将时域发射信号通过快速傅立叶变换（FFT）变换到频域则频域接收信号为： $R\left(k\right)=S\left(k\right)\·e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\·k\·m}.$

假定eNB接收到的用户u在导频符号l=1，2和每个子载波k上的频域信号表示为:

$Y_u(l,k)=H_u(l,k)\·S_u(l,k)\·e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\·k\·m_u}+N_u(l,k)---\left(5\right)$

其中，各符号的含义参见公式（1）的符号说明。

令 $S_u^{\′}={\left[\begin{array}{c}S(l,0)\·e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\·0\·m_u}\\ S(l,1)\·e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\·1\·m_u}\\ ...\\ S(l,\mathrm{Nseq}-1)\·e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\·(\mathrm{Nseq}-1)\·m_u}\end{array}\right]}_u$

接收到的导频符号用矩阵形式表示为

Y＝(HS′)_u+N （6）

Y与本地导频序列(S)_v相关，v∈Ω

$R_{\mathrm{ys}}\left(0\right)={{Y\left(S\right)}_v}^H={\left({\mathrm{HS}}^{\′}\right)}_u{\left(S\right)}_v^H+{N\left(S\right)}_v^H---\left(7\right)$

由于PUCCH占10个子载波，远小于相干带宽，信道变化很小，可近似认为10个子载波的H_u(l,k)相等。v≠u时，本地导频序列(S)_v与发送的导频序列(S′)_u，则不再正交， $R_{\mathrm{ys}}\left(0\right)\≠{\mathrm{NS}}_v^H.$

v≠u时，本地导频序列(S)_v与发送的导频序列(S′)_u，则不再正交，

用式子σ²≈R_ys(0)·R^* _ys(0)/M估计噪声方差存在着误差，M是相关序列的长度，在此处M＝Nseq。

在链路级仿真中，显示出在有定时偏差的场景下，定时偏差越大。噪声方差估计误差越大。

发明内容

本申请提供了一种噪声方差的估计方法。对于存在有定时偏差的情况下，噪声方差的估计准确度相对于现有技术更高。

本申请实施例提供的一种噪声方差的估计方法，包括：

A、对具有两个或多个相近导频序列的信道进行信道估计，将相同子载波索引的信道估计值相减，得到信道估计值之差；

B、根据信道估计值之差与所要估计的噪声方差之间的关系，换算出所要估计的噪声方差。

步骤B之后进一步包括：根据以上步骤计算多组噪声方差，并对多组噪声功率项求平均。

从以上技术方案可以看出，当信道PUCCH所占信道带宽远小于相干带宽，相近的两个或多个导频符号的时间间隔远小于信道时间的条件下，利用信道近似不变的特性，将两个或多个导频符号的信道估计相减，从而剩下噪声项，再对噪声项作共轭相乘，并对多组这样的噪声功率项求平均，以获得更接近统计特性的噪声方差估计值。本申请方案在有定时偏差的情况下，噪声方差的估计准确度高；并且由于不用找空闲资源，最大调度用户数为所有可用的正交序列个数，而不用预留正交资源，因此空口资源利用效率更高。

附图说明

图1为LTE系统PUCCH的资源映射示意图；

图2为本申请实施例提供的噪声方差估计的方法流程图；

图3为本申请实施例提供的噪声方差估计方法与现有技术的仿真结果示意图。

具体实施方式

本申请提供的噪声方差估计的方法，当信道所占信道带宽远小于相干带宽，相近的两个或多个导频符号的时间间隔远小于信道时间的条件下，利用信道近似不变的特性，将两个或多个导频符号的信道估计相减，从而剩下噪声项，再对噪声项作共轭相乘。较佳地，可以对多组这样的噪声功率项求平均，以获得更接近统计特性的噪声方差估计值。

为使本申请技术方案的技术原理、特点以及技术效果更加清楚，以下结合具体实施例对本申请技术方案进行详细阐述。

本申请实施例提供的噪声方差估计的方法流程如图2所示，包括如下步骤：

步骤201：对具有两个或多个相近导频序列的信道进行信道估计，将相同子载波索引的信道估计值相减，得到信道估计值之差。所述信道估计值之差是具有噪声方差分布信息的随机序列。

步骤202：根据信道估计值之差与所要估计的噪声方差之间的关系，换算出所要估计的噪声方差。

步骤203：根据以上步骤计算多组噪声方差，并对多组噪声功率项求平均。该步骤为可选步骤。

本申请实施例中，所述信道为PUCCH信道，特别指电力网系统中的PUCCH。

根据公式（5）可知，在定时偏差为m_u的情况下，最小二乘的信道估计可表示为：

${\tilde{H}}_u(l,k)=H_u(l,k)\·e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\·k\·m_u}+N_u(l,k)\·S_u(l,k)---\left(9\right)$

则分别对两个导频符号做信道估计，然后相减

${\tilde{H}}_u(l_1,k)-{\tilde{H}}_u(l_2,k)=H_u(l_1,k)\·e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\·k\·m_u}+N(l_1,k)\·S_u^{*}(l_1,k)-H_u(l_2,k)\·e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\·k\·m_u}-N(l_2,k)\·S_u^{*}(l_2,k);$

在一个时隙内，可近似认为信道不变，即

H_u(l₁,k)≈H_u(l₂,k)

则

${\tilde{H}}_u(l_1,k)-{\tilde{H}}_u(l_2,k)=N(l_1,k)\·S_u^{*}(l_1,k)-N(l_2,k)\·S_u^{*}(l_2,k)$

因为： $N(l,k)\·S_u^{*}(l,k)\→\mathrm{CN}(0,{\mathrm{\σ}}^2)$

将个子载波上的信道估计差求平方，再求平均，

$\frac{1}{\mathrm{Nseq}}\underset{k=0}{\overset{\mathrm{Nseq}-1}{\mathrm{\Σ}}}\left|\right|{{\tilde{H}}_u(l_1,k)-{\tilde{H}}_u(l_2,k)\left|\right|}^2$

所以： ${\mathrm{\σ}}^2=\frac{\underset{k=0}{\overset{\mathrm{Nseq}-1}{\mathrm{\Σ}}}\left|\right|{{\tilde{H}}_u(l_1,k)-{\tilde{H}}_u(l_2,k)\left|\right|}^2}{2\·\mathrm{Nseq}}$

为了便于对比，以下对本申请方法与现有技术中的噪声估计方法在相同条件下进行仿真。

TAm48_Newmethod_NoiseVar_Esti：定时偏差48个样点，新方法估计的噪声方差；

TAm48_Oldmethod_NoiseVar_Esti：定时偏差48个样点，旧方法估计的噪声方差；

TAm48_Newmethod_SNR_Esti：定时偏差48个样点，新方法估计的SNR；

TAm48_Oldmethod_SNR_Esti：定时偏差48个样点，旧方法估计的SNR。

表1中给出了仿真实验的各项参数：

仿真条件	设置参数
		信道类型	AWGN
收发天线	1x1
		用户数	1
定时偏差	定时偏差48Ts
		预设的发送SNR	5dB
预设噪声方差的值	1

表1

表2中给出了仿真实验的噪声方差估计的均值（NoiseVarMean），噪声方差估计的标准差（NoiseVarStd）。统计子帧个数为1000帧。

仿真条件	Mean	Std	预设值
				TAm48_Oldmethod_NoiseVar_Esti	3.3	2.3695	1
TAm48_Newmethod_NoiseVar_Esti	1.01	0.361	1
				TAm48_Oldmethod_SNR_Esti	1.58	2.62	5dB
TAm48_Newmethod_SNR_Esti	4.126	1.69	5dB

表2

仿真结果如图3所示。图中old Method，表示利用空闲资源估计的噪声方差，newmethod表示的是本申请提出的利用正交掩码中的未使用的序列生成本地序列做噪声方差估计的方法。从仿真结果看，本申请提供的噪声方差估计方法的估计误差更小，并且估计的信噪比（SNR）更准确，因此具有较佳的性能。

以上所述仅为本申请的较佳实施例而已，并不用以限制本申请的保护范围，凡在本申请技术方案的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请保护的范围之内。

Claims (4)

1.一种噪声方差的估计方法，其特征在于，包括：

A、对具有两个或多个相近导频序列的信道进行信道估计，将相同子载波索引的信道估计值相减，得到信道估计值之差；

B、根据信道估计值之差与所要估计的噪声方差之间的关系，换算出所要估计的噪声方差。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤B之后进一步包括：根据以上步骤计算多组噪声方差，并对多组噪声功率项求平均。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述信道为物理上行控制信道PUCCH。

4.根据权利要求1至3任一项所述的方法，其特征在于，所述PUCCH为电力网系统中的PUCCH。