CN104216458A - 一种温度曲率互补基准源 - Google Patents

Abstract

本发明属于模拟集成电路技术领域，具体涉及一种温度曲率互补基准源。本发明的基准源，包括带隙正负温电流产生电路、非带隙负温电流产生电路和基准电压产生电路；其中，带隙正负温电流产生电路的第一输出端分别接非带隙负温电流产生电路的输入端和基准电压产生电路的第一输入端，带隙正负温电流产生电路的第二输出端接基准电压产生电路的第二输入端；非带隙负温电流产生电路的输出端接基准电压产生电路的第三输入端；基准电压产生电路的输出端输出基准电压。本发明通过利用工作在亚阈值区的MOS管的高阶项来补偿BJT带隙基准源的高阶温度项，进而消除高阶非线性温度特性，实现具有较小温度系数的基准电压小。本发明尤其适用于基准源。

Description

一种温度曲率互补基准源

技术领域

本发明属于模拟集成电路技术领域，具体涉及一种温度曲率互补基准源。

背景技术

高精度基准源在模数转换器和功率集成电路等应用中扮演了重要角色，其性能直接关系到系统的整体性能。对于DC-DC变换器而言，电压基准源的性能直接关系到变换器输出的精度和稳定性。因此，高性能电压基准源对于高性能变换器的设计而言尤为重要。

高性能电压基准源需要在不改变制造工艺的情况下，实现对温度和噪声的波动不敏感，此外，极低的静态电流和工作电压也是未来高性能电压基准源电路的设计目标。

为了减小基准源在宽温度范围内的电压漂移，目前已提出了多种曲率补偿技术；譬如分段线性方法，通过在一阶带隙基准源的输出集成一个非线性的器件来消除基极-发射极电压非线性温度特性；通过利用与工艺相关的不同类型的电阻来补偿高阶非线性温度特性；产生一个高阶温度特性电流来实现高阶修正等。但这些补偿方法的核心内容都是利用电路实现先进的数学函数，实现基准源高阶温度系数的消除。而这通常会增加电路的复杂程度，而且需要高精度的电路进行实现，因此往往存在抗扰动能力不强的缺陷。

发明内容

本发明的目的，就是为了减小基准源电路在宽温度范围内的电压漂移，提出一种温度曲率互补基准源。本发明利用温度互补方法，有效地避免了复杂函数的构建，降低了电路实现难度，无需高精度电路，提高了基准源电路的适用性，并实现了高阶温度曲率校正效果。

本发明的技术方案是，一种温度曲率互补基准源，包括带隙正负温电流产生电路、非带隙负温电流产生电路和基准电压产生电路；其中，带隙正负温电流产生电路的第一输出端分别接非带隙负温电流产生电路的输入端和基准电压产生电路的第一输入端，带隙正负温电流产生电路的第二输出端接基准电压产生电路的第二输入端；非带隙负温电流产生电路的输出端接基准电压产生电路的第三输入端；基准电压产生电路的输出端输出基准电压。

具体的，所述带隙正负温电流产生电路由PMOS管MPS1、MPS2、MP4、MP5、MP6、MP7、MP8，NMOS管MMN3、MN4、MN5、MN6，PNP管Q1、Q2、Q3，电阻R2、R3和电容CS1、C2构成；其中，MPS1的源极接电源电压，其栅极接地电位，其漏极通过电容CS1接地；MPS2的源极接电源电压，其栅极接MPS1的漏极，其漏极接MN3的栅极、C2的正向端、MN4的漏极、MP5的漏极；MP4的源极接电源电压，其栅极与漏极互连，其栅极与MP5的栅极、MP6的栅极和MP7的栅极连接作为带隙正负温电流产生电路的第一输出端输出第一偏置电压；MN3的漏极接MP4的漏极，其源极接Q3的发射极；Q3的基极与集电极均接地电位；C2的负向端接地电位；MP5的源极接电源电压；MN4的栅极接MN5的栅极，其源极接Q1的发射极；Q1的基极与集电极均接地电位；MP6的源极接电源电压，其漏极接MN5的漏极；MN5的栅极与漏极互连，其源极通过R2接Q2的发射极；Q2的基极与集电极均接地电位；MP7的源极接电源电压，其漏极与MN6的漏极、MP8的栅极连接作为带隙正负温电流产生电路的第二输出端输出第二偏置电压；MN6的栅极接MP6漏极与MN5漏极的互连点，其源极通过R3接地；MP8的源极接电源电压，其漏极接MN6的源极；

所述非带隙负温电流产生电路由PMOS管MP1、MP2、MP3，NMOS管MN1、MN2，电阻R1和电容C3构成；其中，MP1的源极接电源电压，其栅极接第一偏置电压，其漏极接MN1的漏极；MN1的栅极通过R1接地，其源极接地电位；MP2的源极接电源电压，其栅极与MP3的栅漏极、MN2的漏极连接作为非带隙负温电流产生电路的输出端输出第三偏置电压，其漏极接MN1的栅极；MP3的源极接电源电压；MN2的栅极接MP1漏极与MN1漏极的互连点、C3的正向端，其源极接地电位；C3的负向端接地电位；

所述基准电压产生电路由PMOS管MP9、MP10、MP11、MP12和电阻R4构成；其中，MP9的源极接电源电压，其栅极接第二偏置电压，其漏极与MP10的漏极、MP11的漏极、R4的一端连接作为基准电压产生电路的输出端输出基准电压；MP10的源极接电源电压，其栅极接第一偏置电压；MP11的源极接电源电压，其栅极接MP10的栅极；MP12的源极接电源电压，其栅极接第三偏置电压；R4的另一端接地电位。

本发明的有益效果为，本发明所述的温度曲率互补基准源，通过利用工作在亚阈值区的MOS管的高阶项来补偿BJT带隙基准源的高阶温度项，进而消除高阶非线性温度特性，实现具有较小温度系数的基准电压。

附图说明

图1为本发明的温度曲率互补基准源的逻辑结构示意图；

图2为本发明提出的带隙正负温电流产生电路示意图；

图3为本发明的非带隙负温电流产生电路示意图；

图4为本发明的基准电压产生电路示意图；

图5为发明的温度曲率补偿原理示意图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明进行详细的描述

本发明的温度曲率互补基准源的架构示意图如图1所示，包括带隙正负温电流产生电路、非带隙负温电流产生电路和基准电压产生电路；其中，带隙正负温电流产生电路的第一输出端V_B1分别接非带隙负温电流产生电路的输入端、基准电压产生电路的第一输入端，带隙正负温电流产生电路的第二输出端V_B2接基准电压产生电路的第二输入端；非带隙负温电流产生电路的输出端V_B3接基准电压产生电路的第三输入端；基准电压产生电路的输出端输出基准电压V_REF。

上述带隙正负温电流产生电路如图2所示，其由7个PMOS管：MPS1、MPS2、MP4、MP5、MP6、MP7、MP8，4个NMOS管：MMN3、MN4、MN5、MN6，3个PNP管：Q1、Q2、Q3，2个电阻：R2、R3，2个电容：CS1、C2组成。具体连接关系为：MPS1的源极接电源电压VIN，其栅极接地电位VSS，其漏极通过电容CS1接地；MPS2的源极接电源电压VIN，其栅极接MPS1的漏极，其漏极接MN3的栅极、C2的正向端、MN4的漏极、MP5的漏极；MP4的源极接电源电压VIN，其栅极与漏极互连，其栅极与MP5的栅极、MP6的栅极和MP7的栅极连接作为带隙正负温电流产生电路的第一输出端输出第一偏置电压V_B1；MN3的漏极接MP4的漏极，其源极接Q3的发射极；Q3的基极与集电极均接地电位VSS；C2的负向端接地电位VSS；MP5的源极接电源电压VIN；MN4的栅极接MN5的栅极，其源极接Q1的发射极；Q1的基极与集电极均接地电位VSS；MP6的源极接电源电压VIN，其漏极接MN5的漏极；MN5的栅极与漏极互连，其源极通过R2接Q2的发射极；Q2的基极与集电极均接地电位VSS；MP7的源极接电源电压VIN，其漏极与MN6的漏极、MP8的栅极连接作为带隙正负温电流产生电路的第二输出端输出第二偏置电压V_B2；MN6的栅极接MP6漏极与MN5漏极的互连点，其源极通过R3接地VSS；MP8的源极接电源电压VIN，其漏极接MN6的源极。

上述非带隙负温电流产生电路如图3所示，其由3个PMOS管：MP1、MP2、MP3，2个NMOS管：MN1、MN2，1个电阻：R1和1个电容：C3组成。具体连接关系为，MP1的源极接电源电压VIN，其栅极接外部第一偏置电压V_B1，其漏极接MN1的漏极；MN1的栅极通过R1接地VSS，其源极接地电位VSS；MP2的源极接电源电压VIN，其栅极与MP3的栅漏极、MN2的漏极连接作为非带隙负温电流产生电路的输出端输出第三偏置电压V_B3，其漏极接MN1的栅极；MP3的源极接电源电压VIN；MN2的栅极接MP1漏极与MN1漏极的互连点、C3的正向端，其源极接地电位VSS；C3的负向端接地电位VSS。

上述基准电压产生电路如图4所示，其由4个PMOS管：MP9、MP10、MP11、MP12和1个电阻：R4组成。具体连接关系为，MP9的源极接电源电压VIN，其栅极接外部第二偏置电压V_B2，其漏极与MP10的漏极、MP11的漏极、R4的一端连接作为基准电压产生电路的输出端输出基准电压V_REF；MP10的源极接电源电压VIN，其栅极接外部第一偏置电压V_B1；MP11的源极接电源电压VIN，其栅极接MP10的栅极；MP12的源极接电源电压VIN，其栅极接外部第三偏置电压V_B3；R4的另一端接地电位VSS。

本发明中的带隙正负温电流产生电路如图2所示，其中MPS1、MPS2、CS1构成启动电路，其余器件构成带隙正负温电流产生电路的核心电路。MP4、MN4和Q3所在支路的作用是将A点与B点钳在相同的电位，设置(W/L)_MP4＝(W/L)_MP5，使得MP5与MP6的漏极电流相等，即MN4、MN5的漏极电流相等。且MN4与MN5均工作在饱和区，根据饱和区的漏极电流公式可得V_GS__MN4＝V_GS__MN5。根据图中的连接关系可得正温电流I_PTAT(PTAT，Proportional To AbsoluteTemperature)如下：

$I_{\mathrm{PTAT}}=\frac{\mathrm{\Δ}{V}_{\mathrm{BE}}}{R2}=\frac{V_T\ln N}{R2}=\frac{(\mathrm{kT}/q)\ln N}{R2}---\left(1\right)$

其中，V_BE是基极-发射极电压，V_T是热电压，k为波尔兹曼常数，q是电子电荷，T是绝对温度，N为Q2与Q1的发射极面积之比。

设置(W/L)_MP7＝(W/L)_MP5，使得MP5与MP7的漏极电流相等，且MN6工作在饱和区，可得V_{GS_MN4}＝V_{GS_MN6}，从而得到R3上的电流为

$I_3=\frac{V_{\mathrm{BE}1}}{R3}---\left(2\right)$

进一步可得MP8的漏极电流如下

$I_{\mathrm{MP}8}=I_{R3}-I_{\mathrm{PTAT}}=\frac{V_{\mathrm{BE}1}}{R3}-\frac{V_T\ln N}{R2}---\left(3\right)$

I_MP8对温度T求导数，可得

$\frac{{\∂I}_{\mathrm{MP}8}}{\∂T}=\frac{1}{R3}\·\frac{{\∂V}_{\mathrm{BE}1}}{\∂T}-\frac{1}{R2}\·\frac{k\ln N}{q}---\left(4\right)$

上式中，所以从而I_MP8是一个负温电流。

本发明中的非带隙负温电流产生电路如图3所示，MP1镜像带隙正温电流，可得其漏极电流如下

$I_{\mathrm{MP}1}=\frac{S_{P1}}{S_{P7}}\·\frac{V_T\ln N}{R2}---\left(5\right)$

其中，S_P1、S_P7分别为MP1、MP7的宽长比。该模块电路中的MOS管均工作在亚阈值区，MN1的漏极电流公式如下

$I_{\mathrm{MN}1}={\mathrm{\μ}}_n{C}_{\mathrm{OX}}{V}_T^2{S}_{N1}\exp \left(\frac{V_{\mathrm{GS}\_\mathrm{MN}1}-V_{\mathrm{THN}}}{n{V}_T}\right)---\left(6\right)$

其中，μ_n是电子迁移率，C_OX是栅氧化物电位面积电容，V_T是热电压，S_N1是MN1管的宽长比，V_THN是NMOS管的阈值电压，n是亚阈值斜率因子。

由上式可得MN1管的栅源电压

$V_{\mathrm{GS}\_\mathrm{MN}1}=V_{\mathrm{THN}}+n{V}_T\ln \left(\frac{d}{{\mathrm{\μ}}_n{V}_T{R}_2}\right)---\left(7\right)$

其中， $d=\frac{S_{P1}}{S_{P7}{S}_{N1}}\·\frac{\ln N}{C_{\mathrm{OX}}}.$

进一步可得R1上的电流为

$I_{R1}=\frac{V_{\mathrm{GS}\_\mathrm{MN}1}}{R1}=\frac{V_{\mathrm{THN}}+n{V}_T\ln \left(\frac{d}{{\mathrm{\μ}}_n{V}_T{R}_2}\right)}{R1}---\left(8\right)$

本发明的基准电压产生电路如图4所示，MP9、MP10与MP11、MP12的栅极分别受外部偏置电压V_B2、V_B1、V_B3控制，镜像电流流入R4产生基准电压V_REF：

V_REF＝V_REF1+V_REF2

                     (9)

＝R4·(I_MP9+I_MP10)+R4·(I_MP11+I_MP12)

将(1)式、(3)式、(8)式代入(9)式，可得到输出电压V_REF：

$V_{\mathrm{REF}}=R4\·[(C\frac{V_{\mathrm{BE}1}}{R3}+D\frac{V_T\ln N}{R2})+(E\frac{V_T\ln N}{R2}+F\frac{V_{\mathrm{GS}\_\mathrm{MN}1}}{R1})]---\left(10\right)$

其中，S_P9、S_P8分别为MP9、MP8的宽长比；S_P10为MP10的宽长比；S_P11为MP11的宽长比；S_P12、S_P2分别为MP12、MP2的宽长比。

由上式可知，C与D均为与温度无关的常量，V_BE1具有负的温度系数，V_T具有正的温度系数。带隙基准电压的非线性因素主要来源于V_BE1的一阶表现，因此V_REF1的温度特性曲线如图5(a)所示。通过合理设置R4、R3、R2、Q2与Q1的发射极面积之比、MP7、MP9、MP8与MP10的宽长比，可最终使因此得到与温度变化无关的带隙基准电压V_REF1。

同理， $V_{\mathrm{REF}2}=\frac{R4}{R2}\·\{{\mathrm{EV}}_T\ln N+F\frac{R2}{R1}[V_{\mathrm{THN}}+n{V}_T\ln \left(\frac{d}{{\mathrm{\μ}}_n{V}_T{R}_2}\right)\left]\right\},$ E与F均为与温度无关的常量，V_T具有正的温度系数，V_THN具有负的温度系数，n具有正的高阶温度特性，故V_REF2的温度特性曲线开口向上，如图5(b)所示。通过合理设置R4、R2、R1、Q2与Q1的发射极面积之比、MP2、MP7、MP11与MP12的宽长比，可最终使因此得到与温度变化无关的基准电压V_REF2。

本发明的温度曲率互补基准源中，V_REF1与V_REF2具有相反的高阶温度特性，将其通过一定的比例叠加可消除高阶非线性温度特性，实现温度的相互补偿，如图5(c)所示，从而获得优良的温度系数。

Claims (2)

1.一种温度曲率互补基准源，包括带隙正负温电流产生电路、非带隙负温电流产生电路和基准电压产生电路；其中，带隙正负温电流产生电路的第一输出端分别接非带隙负温电流产生电路的输入端和基准电压产生电路的第一输入端，带隙正负温电流产生电路的第二输出端接基准电压产生电路的第二输入端；非带隙负温电流产生电路的输出端接基准电压产生电路的第三输入端；基准电压产生电路的输出端输出基准电压。

2.根据权利要求1所述的一种温度曲率互补基准源，其特征在于，所述带隙正负温电流产生电路由PMOS管MPS1、MPS2、MP4、MP5、MP6、MP7、MP8，NMOS管MMN3、MN4、MN5、MN6，PNP管Q1、Q2、Q3，电阻R2、R3和电容CS1、C2构成；其中，MPS1的源极接电源电压，其栅极接地电位，其漏极通过电容CS1接地；MPS2的源极接电源电压，其栅极接MPS1的漏极，其漏极接MN3的栅极、C2的正向端、MN4的漏极、MP5的漏极；MP4的源极接电源电压，其栅极与漏极互连，其栅极与MP5的栅极、MP6的栅极和MP7的栅极连接作为带隙正负温电流产生电路的第一输出端输出第一偏置电压；MN3的漏极接MP4的漏极，其源极接Q3的发射极；Q3的基极与集电极均接地电位；C2的负向端接地电位；MP5的源极接电源电压；MN4的栅极接MN5的栅极，其源极接Q1的发射极；Q1的基极与集电极均接地电位；MP6的源极接电源电压，其漏极接MN5的漏极；MN5的栅极与漏极互连，其源极通过R2接Q2的发射极；Q2的基极与集电极均接地电位；MP7的源极接电源电压，其漏极与MN6的漏极、MP8的栅极连接作为带隙正负温电流产生电路的第二输出端输出第二偏置电压；MN6的栅极接MP6漏极与MN5漏极的互连点，其源极通过R3接地；MP8的源极接电源电压，其漏极接MN6的源极；

所述非带隙负温电流产生电路由PMOS管MP1、MP2、MP3，NMOS管MN1、MN2，电阻R1和电容C3构成；其中，MP1的源极接电源电压，其栅极接第一偏置电压，其漏极接MN1的漏极；MN1的栅极通过R1接地，其源极接地电位；MP2的源极接电源电压，其栅极与MP3的栅漏极、MN2的漏极连接作为非带隙负温电流产生电路的输出端输出第三偏置电压，其漏极接MN1的栅极；MP3的源极接电源电压；MN2的栅极接MP1漏极与MN1漏极的互连点、C3的正向端，其源极接地电位；C3的负向端接地电位；

所述基准电压产生电路由PMOS管MP9、MP10、MP11、MP12和电阻R4构成；其中，MP9的源极接电源电压，其栅极接第二偏置电压，其漏极与MP10的漏极、MP11的漏极、R4的一端连接作为基准电压产生电路的输出端输出基准电压；MP10的源极接电源电压，其栅极接第一偏置电压；MP11的源极接电源电压，其栅极接MP10的栅极；MP12的源极接电源电压，其栅极接第三偏置电压；R4的另一端接地电位。