CN104184694A - 一种应用于远程水声信道的分组扩频ofdm通信方法 - Google Patents

Abstract

一种应用于远程水声信道的分组扩频OFDM通信方法，从海水吸收性出发，以传统OFDM技术为基础，根据不同频率处的海水吸收衰减对OFDM子载波进行分组，将OFDM中若干个连续的子载波传输一个或几个信息符号来提高每一个信息符号的发射功率，以补偿不同频率处由海水吸收性造成的功率损失，从而改善系统的误码率性能。在发送端对数据依次进行信道编码和分组扩频OFDM调制处理，在接收端对数据依次进行分组扩频OFDM解调和信道译码处理。相比于传统的OFDM系统,本发明具有低信噪比环境下系统误码率性能较好的优点。

Description

一种应用于远程水声信道的分组扩频OFDM通信方法

技术领域

本发明涉及一种OFDM水声通信方法，尤其是采用一种分组扩频OFDM通信方法进行远距离水声通信，属于水声信号处理技术领域。

背景技术

正交频分复用(OFDM)技术是一种多载波调制技术，该技术不仅有着很高的频带利用率，而且有很强的抗ISI能力，可以很好的克服多径效应。OFDM技术的基本思想是将一个频率选择性衰落信道分割成多个并行的平坦衰落信道。目前OFDM技术已经被广泛应用于各个通信领域，如广播式的音频、无线局域网(WLAN)、长期演进技术(LTE)和超宽带通信(UWB)等新一代无线通信技术。从上世纪90年代中后期开始，逐渐有人开始了将OFDM技术应用于水声通信的研究，但是大多数都集中在中近程水声通信，对其在远程水声通信中的应用研究较少。

最早的关于扩频技术和OFDM技术结合的研究出现在1993年9月，Berkeley大学的Linnartz、Fettweis和德国的Fazel、Papke分别提出MC-CDMA方案。MC-CDMA是一种多载波频域扩频系统，在发射端将发送数据通过复制器并且串并转变成N路相同的并行信号，然后每一路分别乘以扩频码的一个码元，再调制到多个子载波上，最后将N路信号相加得到发送信号。多载波扩频系统是通过在频域进行扩频，得到频率分集带来的增益，从而有很好的抗多径衰落能力。

海水对声波的吸收性是造成远程水声通信困难的主要原因之一，随频率和传播距离增大而增大的信号衰减导致传统OFDM系统很难实现可靠的远程水声通信。在进行近距离和中等距离OFDM水声通信时，海水吸收性对系统误码率性能的影响较小，而当传输距离较大时，海水吸收性随着距离增增大而变强，系统误码率性能急剧下降，接收端无法正确接收信息。导致误码率降低的主要是由于当传输距离较大时，经过海水信道到达接收端的发送信号衰减很大，高频部分的信号甚至完全淹没在噪声中。因此，要想提高水下远距离通信质量，需要采取相关技术来补偿由海水吸收性造成的随频率变化的信号衰减，使得信号经过信道衰减到达接收端时每个信息符号仍有较高的信噪比。

发明内容

本发明的目的是使用OFDM技术在低信噪比环境下仍然能实现可靠的远程水声通信，一种基于传统OFDM的适用于远程水声通信的分组扩频方案，其核心思想是若干个连续的子载波传输一个或几个信息符号来提高每一个符号的发射功率，以补偿不同频率处由海水吸收性造成的功率损失，改善系统误码率性能。本发明包括以下几个步骤：

1)信道编码，具体方法为卷积码编码和交织。

2)分组扩频调制，具体方法为：

①子载波分组数目k的计算方法。分组扩频OFDM系统在发射端根据通信环境进行子载波分组，将分组后每组中的子载波合起来称为虚子载波，子载波分组理想的目标是使得分组后所有虚子载波的衰减情况相同。以第一个子载波的衰减为参考，式(1)是海水对声波的吸收系数的经验公式，定义由海水吸收性造成的衰减系数为β(f)，则β(f)＝-α(f)。首先根据式(1)计算出所有N个子载波频率点f₀，f₁，…，f_N-1处的衰减系数β₀，β₁，…，β_N-1，其中再分别减去β₀得到相对于第一个子载波的衰减系数γ₀，γ₁，…，γ_N-1，其中γ_i＝β_i-β₀。

$\mathrm{\α}\left(f\right)=\frac{0.1f^2}{1+f^2}+\frac{40f^2}{{4100+f}^2}+2.75\×{10}^{-4}{f}^2+0.003\mathrm{dB}/\mathrm{km}---\left(1\right)$

其中，f是以kHz为单位的声波频率，单位dB/km表示每公里衰减的分贝数。

假设某个虚子载V_a波包含k个子载波，频率分别为f_a，f_a+1，…，f_a+k-1，则其中心频率为f_a+k/2，该频率处的相对衰减系数分别为γ_a+k/2。虚子载波获得的符号功率增益为10lgk，虚子载波的最大相对衰减系数为其最大频率点处的相对衰减系数，为了获得足够的符号功率增益，k应当满足以下不等式：

10lgk≥|γ_a+k-1|          (2)

即虚子载波V_a获得的功率增益不能小于其所包含的频率最高的子载波的相对衰减系数的绝对值，能满足上式的最小的正整数k就是虚子载波V_a中包含的子载波数目。

②子载波分组。有了子载波合并数目k的计算方法后便可以对整个通带内的子载波进行分组，分组的实现过程就是不断搜索最小的正整数k满足不等式(2)的过程，由于扩频码的长度不是任意的正整数，因此每次分组的子载波数目也无法是任意正整数，常用的扩频码有m序列，Gold序列和Walsh序列，不妨以m序列为例，m序列的长度为2ⁿ-1，分组过程分为以下两个部分：

a.为了使高频部分信号获得足够的功率增益，子载波的分组过程从最高频率f_N-1处的子载波C_N-1开始，k的初始值为1，将k代入不等式(3.7)验证，若满足条件，则找到不小于k并且二者差值最小的正整数则为该虚子载波包含子载波数目；若不满足条件则令k＝k+1，再次代入不等式(2)验证，直到找到满足不等式的正数k，再找到相应的正数子载波C_N-1低频方向连续的个子载波即为虚子载波V₀。

b.接着从子载波处开始重复a找到满足条件的子载波低频方向连续的个子载波即为虚子载波V₁。按此方法合并子载波直到N个子载波全部分组完毕。由于相邻的两个虚子载波包含的子载波数和往往相同或者比较接近，因此为了减少搜索时间，搜索时可以将k的初始值设为然后向下递减搜索，而不是像步骤(1)那样k从1开始向上递增搜索。在使用m序列和gold序列作为扩频码时，由于它们的最小周期长度为7，而低频部分的虚子载波包含的子载波数目较少，若每组包含7个子载波，则会造成频带资源的浪费，因此在低频段不再采用扩频码，而使用重复码。

③扩频码映射调制。对每一组子载波上的数据进行M进制扩频，实际上是一种(N，k)的编码，用长为N的伪随机码去表示k位信息，k位信息共有2^k个状态，则需要2^k个长为N的伪随机码来与k位信息码的2^k个状态，k位信息码与2^k个长为N的伪随机码之间是一一映射的关系。

3)OFDM调制，具体方法为：将分组扩频调制后的数据中插入导频符号后进行IFFT变换，然后添加循环前缀，经数模变换后得到发送信号。

4)OFDM解调，具体方法为：将接收到的信号进行模数变换，再去掉循环前缀，然后进行FFT变换，接着提取出导频符号进行信道估计，去除导频符号后得到OFDM解调后的信号。

5)相关解扩扩频码逆映射解调，具体方法为：将OFDM解调后每一组子载波上的数据分别与该组中每一个相关器做相关运算，再通过比较器找出其中的最大值，根据与该最大值对应的相关器中的扩频序列做步骤③的逆映射得到解调后的输出数据。

6)信道译码，具体方法为解交织和卷积码译码。

与传统的OFDM水声通信技术相比，本发明具有如下优点及显著效果：

1)在接收端信噪比较低时，传输速率相同的情况下，分组扩频OFDM系统的误码率性能优于采用卷积码的传统OFDM系统。低信噪比环境下传统OFDM水声通信使用卷积码和交织技术不仅不会降低误码率，反而会增大了误码率，这是因为卷积码对改善远程水声通信的质量是有条件的，这个条件就是卷积码译码器输入数据的原始误码率不能高于某一门限值，因此传输特性过分差的系统，采用卷积码不仅无益反而有害，会越纠越错。由于分组扩频是针对远程水声信道的传输特性进行设计的，而纠错码的设计并没有考虑到信道特性，高频信号和低频信号所加的冗余码长度相同，显然无法纠正错误概率很大的高频部分信号。

2)分组扩频相对于卷积码的另一个优势是算法时间复杂度较小，由于卷积码的译码过程采用Viterbi算法，该算法时间复杂度较大，导致译码过程耗时相对较长，因此算法时间复杂度相对较小是该扩频方案的另一个优点。将分组扩频OFDM与卷积码技术结合使用时，能够在较低信噪比环境下获得良好的系统稳定性，因此本发明具有很好的应用前景。

附图说明

图1是分组扩频OFDM发射端基本模型；

图2是分组扩频OFDM接收端基本模型；

图3是M进制相关解扩基本模型；

图4是本发明的结构图；

图5是采用不同扩频码的分组扩频OFDM与使用卷积码的传统OFDM误码率性能对比；

图6是传统OFDM和分组扩频OFDM分别与卷积码结合使用时的误码率性能对比。

具体实施方式

以下实例结合附图对本发明作进一步的说明。

一种基于传统OFDM的适用于远程水声通信的分组扩频OFDM方案，其核心思想是若干个连续的子载波传输一个或几个信息符号来提高每一个符号的发射功率，以补偿不同频率处由海水吸收性造成的功率损失，包括以下步骤：

1)信道编码，具体方法为卷积码编码和交织。

2)分组扩频调制，具体方法为：

①子载波分组数目k的计算方法。分组扩频OFDM系统在发射端根据通信环境进行子载波分组，将分组后每组中的子载波合起来称为虚子载波，子载波分组理想的目标是使得分组后所有虚子载波的衰减情况相同。以第一个子载波的衰减为参考，式(1)是海水对声波的吸收系数的经验公式，定义由海水吸收性造成的衰减系数为β(f)，则β(f)＝-α(f)。首先根据式(1)计算出所有N个子载波频率点f₀，f₁，…，f_N-1处的衰减系数β₀，β₁，…，β_N-1，其中再分别减去β₀得到相对于第一个子载波的衰减系数γ₀，γ₁，…，γ_N-1，其中γ_i＝β_i-β₀。

$\mathrm{\α}\left(f\right)=\frac{0.1f^2}{1+f^2}+\frac{40f^2}{{4100+f}^2}+2.75\×{10}^{-4}{f}^2+0.003\mathrm{dB}/\mathrm{km}---\left(1\right)$

其中，f是以kHz为单位的声波频率，单位dB/km表示每公里衰减的分贝数。

假设某个虚子载V_a波包含k个子载波，频率分别为f_a，f_a+1，…，f_a+k-1，则其中心频率为f_a+k/2，该频率处的相对衰减系数分别为γ_a+k/2。虚子载波获得的符号功率增益为10lgk，虚子载波的最大相对衰减系数为其最大频率点处的相对衰减系数，为了获得足够的符号功率增益，k应当满足以下不等式：

10lgk≥|γ_a+k-1|              (2)

即虚子载波V_a获得的功率增益不能小于其所包含的频率最高的子载波的相对衰减系数的绝对值，能满足上式的最小的正整数k就是虚子载波V_a中包含的子载波数目。

②子载波分组。有了子载波合并数目k的计算方法后便可以对整个通带内的子载波进行分组，分组的实现过程就是不断搜索最小的正整数k满足不等式(2)的过程，由于扩频码的长度不是任意的正整数，因此每次分组的子载波数目也无法是任意正整数，常用的扩频码有m序列，Gold序列和Walsh序列，不妨以m序列为例，m序列的长度为2ⁿ-1，分组过程分为以下两个部分：

a.为了使高频部分信号获得足够的功率增益，子载波的分组过程从最高频率f_N-1处的子载波C_N-1开始，k的初始值为1，将k代入不等式(3.7)验证，若满足条件，则找到不小于k并且二者差值最小的正整数则为该虚子载波包含子载波数目；若不满足条件则令k＝k+1，再次代入不等式(2)验证，直到找到满足不等式的正数k，再找到相应的正数子载波C_N-1低频方向连续的个子载波即为虚子载波V₀。

b.接着从子载波处开始重复a找到满足条件的子载波低频方向连续的个子载波即为虚子载波V₁。按此方法合并子载波直到N个子载波全部分组完毕。由于相邻的两个虚子载波包含的子载波数和往往相同或者比较接近，因此为了减少搜索时间，搜索时可以将k的初始值设为然后向下递减搜索，而不是像步骤(1)那样k从1开始向上递增搜索。在使用m序列和gold序列作为扩频码时，由于它们的最小周期长度为7，而低频部分的虚子载波包含的子载波数目较少，若每组包含7个子载波，则会造成频带资源的浪费，因此在低频段不再采用扩频码，而使用重复码。

③扩频码映射调制。对每一组子载波上的数据进行M进制扩频，实际上是一种(N，k)的编码，用长为N的伪随机码去表示k位信息，k位信息共有2^k个状态，则需要2^k个长为N的伪随机码来与k位信息码的2^k个状态，k位信息码与2^k个长为N的伪随机码之间是一一映射的关系。假设按照步骤②的方法将N个数据分成L组a_i,j表示第i组第j个支路上的数据。接着将每一组信号进行扩频码映射，以第i组为例，在扩频码空间中映射得到第i组数据对应的第λ个扩频序列为该扩频序列中的第j个码元。

3)将分组扩频调制后的数据中插入导频符号后进行IFFT变换，然后添加循环前缀，经数模变换后得到从时间t＝t_s开始的发送信号：

$s\left(t\right)=\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=0}{\overset{N_i-1}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{i,j}^{\mathrm{\λ}}\cos \left[2\mathrm{\π}{f}_{i,j}(t-t_s)\right]\mathrm{rect}(t-t_s-T/2)---\left(3\right)$

其中，矩阵函数rect(t)＝1，|t|≤T/2，f_i,j＝f_c+(N₀+N₁+…+N_i-1+j)/T为第i组第j个子载波的频率，T为OFDM符号周期长度。

4)OFDM解调，具体方法为：接收端的信号为：

$r\left(t\right)=\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=0}{\overset{N_i-1}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{i,j}^{\mathrm{\λ}}{H}_{i,j}\cos [2\mathrm{\π}{f}_{i,j}(t-t_s)+{\mathrm{\θ}}_{i,j}]\mathrm{rect}(t-t_s-T/2)+n\left(t\right)---\left(4\right)$

其中H_i,j和θ_i,j分别表示频率为第i组第j个子载波处信号的幅度衰落和相位失真。

将接收到的信号进行模数变换，再去掉循环前缀，然后进行FFT变换，接着提取出导频符号进行信道估计，去除导频符号后得到OFDM解调后的信号。假设相位纠正完全正确，解调后再将每一路信号乘以增益因子d_i,j，得到第i组第j个符号为：

$v_{i,j}=c_{i,j}^{\mathrm{\λ}}{H}_{i,j}{d}_{i,j}+d_{i,j}{W}_{i,j}---\left(5\right)$

其中， $W_{i,j}=\frac{1}{T}{\text{\∫}}_{t_s}^{t_s+T}n\left(t\right)\exp [-j(2\mathrm{\π}{f}_{i,j}(t-t_s)+{\mathrm{\θ}}_{i,j})]\mathrm{dt}$ 表示噪声n(t)在频率f_i,j处的频域采样值，d_i,j取最大比合并时的增益因子H_m,j的估计值

5)相关解扩扩频码逆映射解调，具体方法为：将OFDM解调后每一组子载波上的数据分别与该组中每一个相关器做相关运算，再通过比较器找出其中的最大值，根据与该最大值对应的相关器中的扩频序列做步骤③的逆映射得到解调后的输出数据。以第m组信号的解扩为例，输入序列v_m分别与个扩频码做相关运算得到个输出值第μ个相关器的输出为：

$\begin{array}{c}{Z}_{\mathrm{\μ}}=\underset{j=0}{\overset{N_m-1}{\mathrm{\Σ}}}{v}_{m,j}{c}_{m,j}^{\mathrm{\λ}}=\underset{j=0}{\overset{N_m-1}{\mathrm{\Σ}}}(c_{m,j}^{\mathrm{\μ}}{H}_{m,j}{d}_{m,j}+d_{m,j}{W}_{m,j})c_{m,j}^{\mathrm{\λ}}\\ =\underset{j=0}{\overset{N_m-1}{\mathrm{\Σ}}}(c_{m,j}^{\mathrm{\μ}}{c}_{m,j}^{\mathrm{\λ}}{H}_{m,j}{d}_{m,j}+c_{m,j}^{\mathrm{\μ}}{d}_{m,j}{W}_{m,j})\\ =U_s+U_n\end{array}\mathrm{\μ}=\mathrm{0,1}\·\·\·,2^{k_m}-1---\left(6\right)$

其中信号分量为：

$U_s=\underset{j=0}{\overset{N_m-1}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{m,j}^{\mathrm{\μ}}{c}_{m,j}^{\mathrm{\λ}}{H}_{m,j}{d}_{m,j},\mathrm{\μ}=\mathrm{0,1}\·\·\·,2^{k_m}-1---\left(7\right)$

噪声分量为：

$U_n=\underset{j=0}{\overset{N_m-1}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{m,j}^{\mathrm{\μ}}{d}_{m,j}{W}_{m,j},\mathrm{\μ}=\mathrm{0,1}\·\·\·,2^{k_m}-1---\left(8\right)$

通过比较器找出其中的最大值Z_max，将与该最大值对应的相关器中的扩频序列作为解扩输出b_m，再根据步骤③中的映射关系对b_m做逆映射解调得到接收数据。

6)信道译码，具体方法为解交织和卷积码译码。

图4的本发明的简化结构框图。

图5是使用卷积码和交织技术的传统OFDM系统与采用不同扩频码的分组扩频OFDM系统的误码率性能比较，其中传统OFDM系统和采用Gold序列的分组扩频OFDM系统传输速率相同。不难发现在接收端信噪比低于3dB时，使用卷积码和交织技术不仅没有降低误码率，反而增大了误码率。信噪比不大于10dB时，采用Gold序列的误码率性能比卷积码(3,1,6)好，其中达到误码率10^-1时Gold序列所需的信噪比要比卷积码少5dB左右。分组扩频相对于卷积码的另一个优势是算法时间复杂度较小，由于卷积码的译码过程采用Viterbi算法，该算法时间复杂度较大，导致译码过程耗时相对较长，因此算法时间复杂度相对较小是该扩频方案的另一个优点。

图6是传统OFDM和分组扩频OFDM分别与卷积码结合使用时的误码率性能对比，可以看出将分组扩频OFDM与卷积码技术结合使用时，能够在较低信噪比环境下获得良好的系统稳定性。

Claims (4)

1.一种应用于远程水声信道的分组扩频OFDM通信方法，其特征在于：若干个连续的子载波传输一个或几个信息符号来提高每一个符号的发射功率，以补偿不同频率处由海水吸收性造成的功率损失。

2.如权利要求1所述应用于远程水声信道的分组扩频OFDM通信方法，其包括以下步骤：

1)使用卷积码编码和交织进行信道编码；

2)分组扩频调制；

3)OFDM调制；

4)OFDM解调；

5)相关解扩扩频码逆映射解调；

6)使用解交织和卷积码译码进行信道译码。

3.如权利要求2所述应用于远程水声信道的分组扩频OFDM通信方法，所述分组扩频调制包括以下步骤：

①计算子载波分组数目k：

分组扩频OFDM系统在发射端根据通信环境进行子载波分组，将分组后每组中的子载波合起来称为虚子载波，子载波分组理想的目标是使得分组后所有虚子载波的衰减情况相同，以第一个子载波的衰减为参考，式(1)是海水对声波的吸收系数的经验公式，定义由海水吸收性造成的衰减系数为β(f)，则β(f)＝-α(f)，首先根据式(1)计算出所有N个子载波频率点f₀，f₁，…，f_N-1处的衰减系数β₀，β₁，…，β_N-1，其中再分别减去β₀得到相对于第一个子载波的衰减系数γ₀，γ₁，…，γ_N-1，其中γ_i＝β_i-β₀，

$\mathrm{\α}\left(f\right)=\frac{0.1f^2}{1+f^2}+\frac{40f^2}{{4100+f}^2}+2.75\×{10}^{-4}{f}^2+0.003\mathrm{dB}/\mathrm{km}---\left(1\right)$

其中，f是以kHz为单位的声波频率，单位dB/km表示每公里衰减的分贝数；

假设某个虚子载V_a波包含k个子载波，频率分别为f_a，f_a+1，…，f_a+k-1，则其中心频率为f_a+k/2，该频率处的相对衰减系数分别为γ_a+k/2，虚子载波获得的符号功率增益为10lgk，虚子载波的最大相对衰减系数为其最大频率点处的相对衰减系数，为了获得足够的符号功率增益，k应当满足以下不等式：

10lgk≥|γ_a+k-1|          (2)

即虚子载波V_a获得的功率增益不能小于其所包含的频率最高的子载波的相对衰减系数的绝对值，能满足上式的最小的正整数k就是虚子载波V_a中包含的子载波数目；

②对子载波进行分组：

有了子载波合并数目k的计算方法后便可以对整个通带内的子载波进行分组，分组的实现过程就是不断搜索最小的正整数k满足不等式(2)的过程，由于扩频码的长度不是任意的正整数，因此每次分组的子载波数目也无法是任意正整数，常用的扩频码有m序列，Gold序列和Walsh序列，不妨以m序列为例，m序列的长度为2ⁿ-1，分组过程分为以下两个部分：

a.为了使高频部分信号获得足够的功率增益，子载波的分组过程从最高频率f_N-1处的子载波C_N-1开始，k的初始值为1，将k代入不等式(3.7)验证，若满足条件，则找到不小于k并且二者差值最小的正整数则为该虚子载波包含子载波数目；若不满足条件则令k＝k+1，再次代入不等式(2)验证，直到找到满足不等式的正数k，再找到相应的正数子载波C_N-1低频方向连续的个子载波即为虚子载波V₀；

b.接着从子载波处开始重复a找到满足条件的子载波低频方向连续的个子载波即为虚子载波V₁，按此方法合并子载波直到N个子载波全部分组完毕，由于相邻的两个虚子载波包含的子载波数和往往相同或者比较接近，因此为了减少搜索时间，搜索时可以将k的初始值设为然后向下递减搜索，而不是像步骤(1)那样k从1开始向上递增搜索。在使用m序列和gold序列作为扩频码时，由于它们的最小周期长度为7，而低频部分的虚子载波包含的子载波数目较少，若每组包含7个子载波，则会造成频带资源的浪费，因此在低频段不再采用扩频码，而使用重复码；

③扩频码映射调制：

对每一组子载波上的数据进行M进制扩频，实际上是一种(N，k)的编码，用长为N的伪随机码去表示k位信息，k位信息共有2^k个状态，则需要2^k个长为N的伪随机码来与k位信息码的2^k个状态，k位信息码与2^k个长为N的伪随机码之间是一一映射的关系。

4.如权利要求2所述应用于远程水声信道的分组扩频OFDM通信方法，所述相关解扩扩频码逆映射解调具体为：将OFDM解调后每一组子载波上的数据分别与该组中每一个相关器做相关运算，再通过比较器找出其中的最大值，根据与该最大值对应的相关器中的扩频序列做步骤③的逆映射得到解调后的输出数据。