KR20070018504A - 직교주파수 분할다중화 통신시스템에서 피크전력 대평균전력 비를 감소시키기 위한 장치 및 방법 - Google Patents

Abstract

본 발명은 직교주파수 분할다중화 통신시스템에서 피크전력 대 평균전력 비를 감소시키기 위한 장치 및 방법에 관한 것으로, 직교주파수 분할다중화 통신시스템에서 피크전력 대 평균전력 비를 감소시키기 위한 방법에 있어서, 입력 신호를 수신하여 크기성분과 위상성분으로 분류하여 추출하는 과정, 상기 입력신호의 크기성분과 미리 정한 문턱값과 비교하여 상기 문턱값보다 큰 크기성분을 가지는 입력신호의 위치를 피크로 추출하는 과정, 상기 추출한 피크 중에서 가장 큰 피크인 최대 피크의 위치를 확인하는 제 1 반복과정, 상기 최대 피크와 상기 문턱값의 크기를 비교하는 제 2 반복과정 및, 상기 비교과정에서 상기 최대 피크가 상기 문턱값 보다 크면 상기 최대 피크를 업데이트하는 제 3 반복과정을 포함하는 직교주파수 분할다중화 통신시스템에서 피크전력 대 평균전력 비를 감소시키기 위한 장치 및 방법을 제공하여 성능열화의 증가 없이 복잡도를 낮추어 연산량을 감소시킨다.

직교주파수 분할다중화 통신시스템(OFDM COMMUNICATION SYSTEM), 피크전력 대 평균전력비(PAPR;PEAK TO AVERAGE POWER RATIO), 피크윈도잉, 반복 피크윈도잉

Description

직교주파수 분할다중화 통신시스템에서 피크전력 대 평균전력 비를 감소시키기 위한 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR REDUCING PEAK TO AVERAGE POWER RATIO IN OFDM COMMUNICATION SYSTEM}

도 1은 본 발명의 일 실시 예에 따라 구성된 직교주파수 분할다중화 통신시스템에서 피크전력 대 평균전력 비를 감소시키기 위한 장치를 도시한 도면,

도 2는 본 발명의 일 실시 예에 따라 구성된 직교주파수 분할다중화 통신시스템의 반복 피크 윈도잉기에서 피크전력 대 평균전력 비를 감소 흐름을 도시한 흐름도 및,

도 3은 기존의 피크 윈도잉을 이용한 PAPR 감소기법과 본 발명의 반복 피크 윈도잉을 이용한 PAPR 감소기법의 연산량의 복잡도를 비교하여 도시한 도면이다.

본 발명은 다중반송파(Multi-Carrier) 변조방식을 사용하는 통신시스템에 관한 것으로, 특히 직교주파수 분할다중화 통신시스템에서 피크전력 대 평균전력 비 를 감소시키기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.

1970년대 말 미국에서 셀룰라(cellular) 방식의 무선 이동 통신 시스템(Mobile Telecommunication System)이 개발된 이래 국내에서는 아날로그 방식의 1세대(1G; 1st Generation) 이동 통신 시스템이라고 할 수 있는 AMPS(Advanced Mobile Phone Service) 방식으로 음성 통신 서비스를 제공하기 시작하였다. 이후, 1990년대 중반에 2세대(2G; 2nd Generation) 이동 통신 시스템이 시작되어 상용화 되었으며 1990년대 말에 향상된 무선 멀티미디어, 고속 데이터 서비스를 목표로 시작된 3세대(3G; 3rd Generation) 이동 통신 시스템인 IMT-2000(International Mobile Telecommunication-2000)이 일부 상용화되어 서비스 운영되고 있다.

한편, 현재는 3세대 이동 통신 시스템에서 4세대(4G: 4th Generation) 이동 통신 시스템으로 발전해나가고 있는 상태이다. 상기 4세대 이동 통신 시스템은 이전 세대의 이동 통신 시스템들과 같이 단순한 무선 통신 서비스에 그치지 않고 유선 통신 네트워크와 무선 통신 네트워크와의 효율적 연동 및 통합 서비스를 목표로 하며 상기 3세대 이동 통신 시스템에서보다 고속의 데이터 전송 서비스를 제공하기 위한 기술들이 표준화되고 있다.

상기 이동 통신 시스템들에서 무선 채널로 신호를 전송하는 경우 전송된 신호는 송신기와 수신기 사이에 존재하는 다양한 장애물들에 의해 다중경로 간섭을 받는다. 상기 다중경로가 존재하는 무선 채널은 채널의 최대 지연 확산과 신호의 전송 주기로 특성을 규정짓는다. 상기 최대 지연 확산보다 신호의 전송 주기가 긴 경우에는 연속된 신호 사이에 간섭이 발생하지 않으며, 채널의 주파수 특성은 비선 택적 페이딩(freqency nonselective fading)으로 주어진다. 그러나, 심벌(symbol) 주기가 짧은 고속 데이터 전송시에 단일 반송파(single carrier)방식을 사용하게 되면, 심벌간 간섭(intersymbol interference)이 심해지기 때문에 왜곡이 증가하게 된다. 따라서 수신단의 등화기(equalizer)의 복잡도도 함께 증가된다. 따라서, 상기 단일 반송파 전송방식에서 등화 문제를 해결하기 위한 대안으로 OFDM방식을 사용하는 시스템이 제안되었다.

상기 OFDM 방식은 멀티-캐리어(Multi-Carrier)를 사용하여 데이터를 전송하는 방식으로서, 직렬로 입력되는 심벌(Symbol)열을 병렬 변환하여 이들 각각을 상호 직교성을 갖는 다수의 서브 캐리어(sub-carrier)들, 즉 다수의 서브 캐리어 채널(sub-carrier channel)들로 변조하여 전송하는 멀티캐리어 변조(MCM : Multi Carrier Modulation)방식의 일종이다.

이와 같은 멀티캐리어 변조 방식을 적용하는 시스템은 1950년대 후반 군용 HF radio에 처음 적용되었으며, 다수의 직교하는 서브 캐리어를 중첩시키는 OFDM 방식은 1970년대부터 발전하기 시작하였으나, 멀티 캐리어들간의 직교 변조의 구현이 난이한 문제였었기 때문에 실제 시스템 적용에 한계가 있었다. 그러나 1971년 Weinstein 등이 상기 OFDM 방식을 사용하는 변복조는 DFT(Discrete Fourier Transform)를 이용하여 효율적으로 처리가 가능함을 발표하면서 OFDM 방식에 대한 기술개발이 급속히 발전했다. 또한 보호구간(guard interval)을 사용과 cyclic prefix 보호구간 삽입 방식이 알려지면서 다중경로 및 지연 확산(delay spread)에 대한 시스템의 부정적 영향을 더욱 감소 시키게 되었다.

그래서, 이런 OFDM 방식은 디지털 오디오 방송(Digital Audio Broadcasting: DAB)과 디지털 텔레비젼, 무선 근거리 통신망(WLAN: Wireless Local Area Network) 그리고 무선 비동기 전송 모드(WATM: Wireless Asynchronous Transfer Mode) 등의 디지털 전송 기술에 광범위하게 적용되어지고 있다. 즉, 하드웨어적인 복잡도(Complexity)로 인하여 널리 사용되지 못하다가 최근 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform; 이하 "FFT"로칭하기로 한다)과 역 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform; 이하 "IFFT"로 칭하기로 한다)을 포함한 각종 디지털 신호 처리 기술이 발전함으로써 실현 가능해 졌다.

상기 OFDM 방식은 종래의 주파수 분할 다중(FDM; Frequency Division Multiplexing) 방식과 비슷하나 무엇보다도 다수개의 서브 캐리어들간의 직교성(Orthogonality)을 유지하여 전송함으로써 고속 데이터 전송시 최적의 전송효율을 얻을 수 있는 특징을 가지며, 또한 주파수 사용 효율이 좋고 다중 경로 페이딩(multi-path fading)에 강한 특성이 있어 고속 데이터 전송시 최적의 전송 효율을 얻을수 있다는 특징을 가진다. 또한, 주파수 스펙트럼을 중첩하여 사용하므로 주파수 사용이 효율적이고, 주파수 선택적 페이딩(frequency selective fading)에 강하고, 다중경로 페이딩에 강하고, 보호구간을 이용하여 심벌간 간섭(ISI: Inter Symbol Interference) 영향을 줄일 수 있으며, 하드웨어적으로 등화기 구조를 간단하게 설계하는 것이 가능하며, 임펄스(impulse)성 잡음에 강하다는 장점을 가지고 있어서 통신시스템 구조에 적극 활용되고 있는 추세에 있다.

그러나, 상기 OFDM 시스템의 장점에도 불구하고 OFDM 시스템에는 다중반송파 변조로 인한 높은 PAPR이 유발되는 문제점이 존재한다. 즉, 상기 OFDM 방식이 다중 반송파들을 이용하여 데이터를 전송하므로 최종 OFDM 신호는 진폭의 크기가 각 반송파의 진폭 크기의 합이 되어 진폭의 변화 폭이 심하며, 각 반송파들의 위상이 일치한다면 매우 큰 값을 가지게 된다. 따라서 고출력 선형 증폭기(High Power Amplifier)(도시하지 않음)의 선형 동작 범위를 벗어나게 되고 상기 고출력 선형증폭기를 통과한 신호는 왜곡이 발생된다. 상기 고출력 선형 증폭기(High Power Amplifier)는 최대 출력을 얻기 위해 디바이스를 비선형 영역에서 동작시켜야하지만, 이에 따른 왜곡 때문에 입력전력을 낮추어 선형 영역에서 동작시키는 백 오프(back-off) 방식을 이용한다.

이와 같이 상기 백-오프(back-off) 방식은 신호의 왜곡을 줄이기 위해 상기 고출력 선형증폭기의 동작점을 하향 조정하는 것을 말한다. 백-오프(back-off)의 값이 커질수록 전력 소모 또한 커지게 되어 증폭기의 효율이 매우 나빠진다. 따라서, 높은 PAPR을 갖는 신호는 선형 증폭기의 효율을 나쁘게 하며, 비선형 증폭기에서는 동작점을 비선형

영역에 위치하게 하여 비선형 왜곡이 되며, 반송파들간의 상호 변조와 스펙트럼 방사를 일으킨다.

통상적으로 상기 OFDM 통신 시스템에서 PAPR을 감소시키는 방법으로 클리핑(clipping), 블록 코딩(block coding), 위상(phase) 조정 방법, TR 및, 피크 윈드윙 방식이 있다.

특히 피크 윈도잉은 감소시키고자 하는 PAPR 값에 따라서 문턱값이 결정되고 원래의 신호와 문턱값을 이용하여 가중치 함수를 얻는다. 가중치 함수와 윈도우 함수의 컨벌루션을 통해 얻어진 대역제한 된 가중치 함수를 시간 영역에서 원래 신호에 곱함으로 신호의 크기를 문턱값 이하로 줄일 수 있고, 이를 통해 PAPR을 줄인다. 윈도우 함수를 이용해서 얻은 대역제한 된 가중치 함수는 시간 영역에서 원래의 신호를 크게 왜곡시킨다. 신호의 왜곡과 스펙트럼 특성은 trade-off관계로서 윈도우의 종류와 길이에 따라 적절히 조절된다. 문턱값과 윈도우 종류 및 길이를 적절히 선택함으로 신호의 PAPR을 원하는 수준으로 낮추면서 동시에 비트오율 (BER : Bit Error Rate) 성능 및 스펙트럼 특성을 유지하는 것이 중요하다. 또한, 피크 윈도잉은 수신단에서 부가정보가 필요 없을 뿐 아니라 특별한 장치 없이 신호의 복구가 가능하고 또한 스펙트럼 특성이 우수하여 필터링이 필요 없다.

하지만 피크 윈두잉 기법의 컨벌루션은 연산량이 많은 복잡도가 높은 기법으로 복잡도를 낮추는 방법이 요구된다.

본 발명의 목적은 직교주파수 분할다중화 통신시스템에서 반복 피크 윈도잉 기법을 이용하여 피크전력 대 평균전력 비를 감소시키기 위한 장치 및 방법을 제공하는데 있다.

본 발명의 다른 목적은 직교주파수 분할다중화 통신시스템에서 적은 연산량으로 피크전력 대 평균전력 비를 감소시키기 위한 장치 및 방법을 제공하는데 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 최대 피크 탐색과 최대 피크에 윈도우값을 곱하는 과정을 반복하여 피크전력 대 평균전력 비를 감소시키기 위한 장치 및 방법을 제공하는데 있다.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 장치는, 직교주파수 분할다중화 통신시스템에서 피크전력 대 평균전력 비를 감소시키기 위한 장치에 있어서, 송신 샘플데이터를 크기성분과 위상성분을 분리하는 크기/위상 추출부, 상기 크기/위상 추출부로부터 수신한 각 샘플의 크기성분을 검사하여 가장 큰 최대 피크를 추출하는 최대 피크 탐색부 및, 상기 최대 피크 탐색부를 통해 구한 최대 피크값이 미리 정한 문턱값보다 클 경우 상기 최대 피크를 업데이트하여 상기 최대 피크 탐색부로 피드백하는 피크 윈도잉부를 포함하는 직교주파수 분할다중화 통신시스템에서 피크전력 대 평균전력 비를 감소시키기 위한 장치를 제공한다.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 방법은, 직교주파수 분할다중화 통신시스템에서 피크전력 대 평균전력 비를 감소시키기 위한 방법에 있어서, 송신 샘플데이터를 수신하여 크기성분과 위상성분으로 분류하여 추출하는 과정, 상기 크기성분과 미리 정한 문턱값과 비교하여 상기 문턱값보다 큰 크기성분을 가지는 크기성분의 위치를 피크로 추출하는 과정, 상기 추출한 피크 중에서 가장 큰 피크인 최대 피크의 위치를 확인하는 제 1 반복과정, 상기 최대 피크와 상기 문턱값의 크기를 비교하는 제 2 반복과정 및, 상기 비교과정에서 상기 최대 피크가 상기 문턱값 보다 크면 상기 최대 피크를 업데이트하는 제 3 반복과정을 포함하는 직교주파 수 분할다중화 통신시스템에서 피크전력 대 평균전력 비를 감소시키기 위한 방법을 제공한다.

이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면의 참조와 함께 상세히 설명한다. 그리고 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략한다.

본 발명은 직교주파수 분할다중화 통신시스템에서 피크전력 대 평균전력 비를 감소시키기 위한 장치 및 방법에 관한 것으로, 아래에서 도 1내지 도 3을 참조하여 설명한다.

도 1은 본 발명의 일 실시 예에 따라 구성된 직교주파수 분할다중화 통신시스템에서 피크전력 대 평균전력 비를 감소시키기 위한 장치를 도시한 도면이다.

상기 도 1을 참조하면 본 발명의 장치는 데이터 송신기(102)와, 부호기(104)와, 심벌 매핑기(106)와, 직렬/병렬 변환기(serial to parallel converter)(108)와, 파일럿 심벌 삽입기(pilot symbol inserter)(110)와, IFFT기(112)와, 병렬/직렬 변환기(parallel to serial converter)(114)와, 반복 피크 윈도잉(116)과, 보호 구간 삽입기(guard interval inserter)(130)와, 디지털/아날로그 변환기(digital to analog converter)(132)와, 무선 주파수(RF:Radio Frequency, 이하 "RF"라 칭함) 처리기(processor)(134)로 구성된다.

상기 본 발명의 장치상에서, 데이터 송신기(102)는 부호기(106)로 전송하고자 하는 사용자 데이터 비트(user data bits) 및 제어 데이터비트(control data bits)를 발생시켜 출력시킨다. 부호기(104)에서는 상기 데이터 송신기(102)에서 출력한 신호를 입력하여 해당 코딩(coding) 방식으로 코딩한 후 상기 심벌 매핑기(106)로 출력한다. 여기서, 상기 부호기(104)는 해당 코딩 방식은 소정의 코딩 레이트(coding rate)를 가지는 터보 코딩(turbo coding) 방식 혹 은 컨벌루셔널 코딩(convolutional coding) 방식 등으로 코딩한다. 상기 심벌 매핑기(106)는 상기 부호기(104)에서 출력한 코딩된 비트(coded bits)를 해당 변조 방식으로 변조하여 변조 심벌을 생성하여 직렬-병렬 변환기(108)로 출력한다. 여기서, 상기 변조 방식으로는 일 예로, BPSK(Binary Phase Shift Keying), QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 방식, 16QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 혹은 64QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 방식 등이 사용될 수 있다.

상기 직렬-병렬 변환기(108)는 상기 심벌 매핑기(106)에서 출력하는 직렬 변조 심벌들을 입력하여 병렬 변환한 후 상기 파일럿 심벌 삽입기(110)로 출력한다. 상기 파일럿 심벌 삽입기(110)는 상기 직렬/병렬 변환기(108)에서 출력한 병렬 변환된 변조된 심벌들에 파일럿 심벌들을 삽입한 후 IFFT기(112)로 출력한다.

상기 IFFT기(112)는 상기 직렬-병렬 변환기(108)에서 출력한 신호를 입력값으로 N-포인트(N-point) IFFT를 수행한 후 병렬/직렬 변환기(114)로 출력한다.

상기 병렬/직렬 변환기(114)는 상기 IFFT기(112)에서 출력한 신호를 입력하여 직렬 변환한 후 반복 피크 윈도잉기(116)로 출력한다. 상기 반복 피크 윈도잉기 (116)를 통해 PRPR이 감소된 값이 출력된다. 상기 반복 피크 윈도잉기(116)는 후에 상세히 기술한다. 상기 출력된 값을 상기 보호 구간 삽입기(130)로 전송한다. 상기 보호 구간 삽입기(130)는 상기 반복 피크 윈도잉(116)에서 전송한 신호를 입력하여 보호 구간 신호를 삽입한 후 상기 디지털/아날로그 변환기(Digital/Analog Converter)(132)로 출력한다.

여기서, 상기 보호 구간은 상기 OFDM 통신시스템에서 OFDM 심벌을 송신할 때 이전 OFDM 심벌 시간에 송신한 OFDM 심벌과 현재 OFDM 심벌 시간에 송신할 현재 OFDM 심벌간에 간섭(interference)을 간섭을 제거하기 위해서 삽입된다. 또한, 상기 보호 구간은 일정 구간의 널(null) 데이터를 삽입하는 형태로 제안되었으나, 상기 보호 구간에 널 데이터를 전송하는 형태는 수신기에서 OFDM 심벌의 시작점을 잘못 추정하는 경우 서브 캐리어들간에 간섭이 발생하여 수신 OFDM 심벌의 오판정 확률이 높아지는 단점이 존재하여 시간 영역의 OFDM 심벌의 마지막 일정 비트들을 복사하여 유효 OFDM 심벌에 삽입하는 형태의 "Cyclic Prefix" 방식이나 혹은 시간 영역의 OFDM 심벌의 처음 일정 비트들을 복사하여 유효 OFDM 심벌에 삽입하는 "Cyclic Postfix" 방식으로 사용하고 있다.

상기 디지털/아날로그 변환기(132)는 상기 보호 구간 삽입기(130)에서 출력한 신호를 입력하여 아날로그 변환한 후 RF 처리기(134)로 출력한다. 여기서, 상기 RF 처리기(134)는 필터(filter)와 전처리기(front end unit) 등의 구성들을 포함하며, 상기 디지털/아날로그 변환기(118)에서 출력한 신호를 실제 에어(air)상에서 전송 가능하도록 RF 처리한 후 송신 안테나(Tx antenna)를 통해 에어(air)상으로 전송한다.

상기 반복 피크 윈도윙기(116)는 상기 병렬/직렬 변환기(114)로부터 수신한 신호의 PRPR을 감소시키는 장치로 크기/위상 추출부(118), 피크 탐색부(120), 최대 피크 위치 탐색부(122), 업데이트 여부 판별부(124), 업데이트부(126) 및, 복소신호 결합부(128)을 포함한다.

상기 반복 피크 윈도윙기(116)에서 상기 크기/위상 추출부(118)는 병렬/직렬 변환기(114)로부터 수신한 입력신호인 송신 샘플데이터를 크기성분인 absx(n)과 위상성분인 angx(n)으로 분류하여 추출하고 추출한 크기성분은 피크 탐색부(120)로 송신하고 위상성분은 복소신호 결합부(128)로 송신한다. 아래에서 <수학식 1>을 통해 크기성분 absx(n)을 구한다.

상기 <수학식 1>에서 absx(n)는 입력신호의 크기성분이고, x(n)은 입력신호이고, w_len은 윈도우의 크기이고, len은 IFFT의 크기이다.

상기 피크 탐색부(120)은 상기 크기/위상 추출부(118)부터 입력받은 크기성분값과 미리 정한 문턱값 A와 비교하여 크기성분인 absx(n)가 문턱값 A보다 큰 피크값(p(k))을 찾는다.

상기 최대 피크 위치 탐색부(122)는 상기 피크 탐색부(120)의 탐색 결과 찾 은 피크값(p(k)) 중에서 가장 큰 피크값인 x_{r ,max}을 아래에서 <수학식 2>를 이용하여 검출한다.

상기 <수학식 1>에서 x_{r ,max}는 가장 큰 피크값이고, K는 피크의 총수이고, n_{r ,max}는 최대 피크의 인덱스 값이다.

상기 업데이트 여부 판별부(124)는 상기 최대 피크 위치 탐색부(122)로부터 구한 최대 피크값인 x_{r ,max}가 문턱값 A보다 큰지 확인하여 A보다 크면 상기 업데이트부(126)로 송신하고 문턱값 A보다 작거나 같으면 상기 복소 신호 결합부(128)로 송신한다.

상기 업데이트부(126)는 상기 최대 피크 위치 탐색부(122)를 통해 구한 최대 피크의 크기성분에 윈도우 값을 곱하여 업데이트를 하고 상기 최대 피크 위치 탐색부(122)로 돌아간다. 아래에서 <수학식 3>을 참조하여 업데이트를 한다.

상기 <수학식 3>에서 r은 피크 윈도윙의 반복횟수이고, absx_r(n)는 r번째 피크 윈도윙에서 n의 크기 성분값이고, d_r(i)r번째 피크 윈도윙에서 윈도우 값이고, w(i)는 가중치 값이고, A는 문턱값이고, x_{r ,max}는 가장 큰 피크값이고, n_{r ,max}는 최대 피크의 인덱스 값이고, W는 윈도우의 길이 이다.

상기 복소신호 결합부(128)는 문턱값 보다 큰 크기성분을 가지는 신호가 없을때 상기 없데이트 판별부(124)로부터 받은 크기성분 신호와 상기 크기/위상 추출부(118)로부터 받은 위상성분 신호를 결합하여 복소신호를 생성하고, 상기 보호구가 삽입기(130)로 생성한 상기 복소신호를 출력한다. 복소신호 생성방법은 아래에서 <수학식 4>를 참조한다.

상기 <수학식 3>에서 y(l)은 복소 신호값이고, absx_r(l)는 r번째 피크 윈도윙에서 l의 크기 성분값이고, w_len은 윈도우의 크기이고, angx(l)은 l의 위상 성분값이고, len은 IFFT의 크기이다.

이하, 상기와 같이 구성된 본 발명에 따른 직교주파수 분할다중화 통신시스템에서 피크전력 대 평균전력 비를 감소 방법을 아래에서 도 2를 참조하여 설명한다.

도 2는 본 발명의 일 실시 예에 따라 구성된 직교주파수 분할다중화 통신시스템의 반복 피크 윈도잉기에서 피크전력 대 평균전력 비를 감소 흐름을 도시한 흐름도이다.

상기 반복 피크 윈도잉기는 202단계의 대기상태를 유지하며, 200단계로 진행하여 입력신호인 송신 샘플데이터의 수신여부를 검사한다. 상기 200단계의 상기 입력신호가 수신되지 않은 경우 상기 반복 피크 윈도잉기는 202단계로 진행하여 대기 상태를 계속 유지한다. 그러나 상기 200단계의 입력신호인 송신 샘플데이터를 수신한 경우 상기 반복 피크 윈도잉기는 204단계로 진행하여 수신한 입력신호를 크기성분과 위상성분으로 분리하여 추출하고, 206단계로 진행하여 상기 204단계에서 추출한 입력신호의 크기성분과 문턱값을 비교하여 문턱값보다 큰 크기성분을 가지는 입력신호의 위치인 피크를 탐색하고 208단계로 진행하여 상기 206단계의 탐색결과 피크가 존재여부를 확인하여 존재하지 않으면 216단계로 진행하고 존재하면 210단계로 진행한다. 상기 216단계는 후에 설명한다.

210단계에서 탐색한 피크 중에서 가장 큰 최대 피크값을 검사하고, 212단계로 진행하여 검사한 최대 피크값과 문턱값을 비교하여 최대 피크값이 문턱값보다 작거나 같으면 216단계로 진행하고, 상기 216단계는 후에 설명한다.

상기 212단계의 비교결과 최대 피크값이 문턱값보다 크면 214단계로 진행하여 최대피크 신호를 상기 <수학식 3>을 이용하여 업데이트하고, 상기 210단계로 돌아간다.

216단계는 상기 208단계에서 피크 존재여부 검사결과 피크가 존재하지 않거나, 검사한 피크가 업데이트 되어 상기 212단계의 비교결과 문턱값보다 큰 피크가 없을때 크기성분들과 위상성분들을 결합하여 생성한 복소신호를 출력하며, 상기 <수학식 4>를 참조한다.

이하, 후술될 설명에서는 기존의 피크 윈도잉을 이용한 PAPR 감소기법과 본 발명 정의하는 반복 피크 윈도잉을 이용한 PAPR 감소기법의 연산량의 복잡도를 도 3을 참조하여 설명한다.

도 3은 기존의 피크 윈도잉을 이용한 PAPR 감소기법과 본 발명의 반복 피크 윈도잉을 이용한 PAPR 감소기법의 연산량의 복잡도를 비교하여 도시한 도면이다.

상기 도 3은 CR(Clipping Ratio)의 변화에 따라 기존의 피크 윈도잉을 이용한 PAPR 감소기법과 반복 피크 윈도잉을 이용한 PAPR 감소기법을 비교한 도면이다.

연산량의 복잡도 비교를 위한 각 기법의 연산량을 보면 FFT 크기를 N, 윈드우 함수 길이를 W, 피크의 개수를 P라고 할 때, 기존의 피크 윈도잉을 이용한 PAPR 감소기법은 컨벌루션 연산을 하기 위해 각 샘플당 W개의 곱셈과 2W개의 덧셈 연산이 이루어지므로 총 3WN 개의 연산이 이루어진다. 또한, 피크 윈도잉 기법의 최종 전송 신호를 얻기 위해 N개의 곱셈이 이루어져야 하므로 기존의 피크 윈도잉 기법을 위한 총 연산량은 (3W+1)N개 이다. 반복 피크 윈도잉을 이용한 PAPR 감소기법은 P개의 피크 위치를 기존의 피크 윈도잉 기법과 동일하게 구하고, P개의 피크 중에서 최대값을 찾기 위해서는 (P-1)번의 비교연산이 수행하고. 총 반복은 P번이 수행하므로 비교연산은 총 (P-1)P번이 수행된다. 또한, 매번 반복마다 5W번의 곱셈과 덧셈이 이루어지므로 총 연산량은 (P-1)P+5WP개 이다.

그러므로 상기 도 3과 같이 두 기법의 연산량을 비교하면 윈도우 길이를 1~101까지의 경우 CR이 1에서 9까지 증가할 때 반복 피크 윈도잉을 이용한 PAPR 감소기법이 기존의 피크 윈도잉을 이용한 PAPR 감소기법보다 연산량이 적음을 알 수 있다.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

본 발명은 다중반송파 변조방식을 사용하는 통신시스템에 관한 것으로, 특히 직교주파수 분할다중화 통신시스템에서 피크전력 대 평균전력 비를 감소시키기 위 한 장치 및 방법에 관한 것으로, 상기한 바와 같이 본 발명에 따른 피크전력 대 평균전력 비 감소 기술은 성능열화 없이 연산량을 감소시키는 효과를 가진다.

Claims (11)

1. 직교주파수 분할다중화 통신시스템에서 피크전력 대 평균전력 비를 감소시키기 위한 장치에 있어서,

   송신 샘플데이터를 크기성분과 위상성분을 분리하는 크기/위상 추출부;

   상기 크기/위상 추출부로부터 수신한 각 샘플의 크기성분을 검사하여 가장 큰 최대 피크를 추출하는 최대 피크 탐색부; 및

   상기 최대 피크 탐색부를 통해 구한 최대 피크값이 미리 정한 문턱값보다 클 경우 상기 최대 피크를 업데이트하여 상기 최대 피크 탐색부로 피드백하는 피크 윈도잉부를 포함하는 직교주파수 분할다중화 통신시스템에서 피크전력 대 평균전력 비를 감소시키기 위한 장치.
2. 제 1항에 있어서,

   상기 최대 피크값이 상기 문턱값보다 작거나 같은 경우, 상기 피크 윈도잉부로부터 크기성분들과 상기 크기/위상 추출부로부터의 위신성분들을 결합하여 복소신호를 출력하는 상기 복소신호 결합부를 더 포함하는 직교주파수 분할다중화 통신시스템에서 피크전력 대 평균전력 비를 감소시키기 위한 장치.
3. 제 1항에 있어서,

   상기 피크 윈도잉부는

   상기 최대 피크 탐색부를 통해 구한 상기 최대 피크값이 상기 문턱값과 비교하여 상기 문턱값보다 크면 상기 최대 피크를 업데이트부로 송신하고, 상기 문턱값보다 작거나 같으면 복소신호 결합부로 송신하는 업데이트 여부 판별부;

   상기 업데이트 여부 판별부를 통해 업데이트로 판별되면 상기 최대 피크를 업데이트하여 상기 최대 피크 탐색부로 피드백하는 상기 업데이트부를 포함함을 특징으로하는 직교주파수 분할다중화 통신시스템에서 피크전력 대 평균전력 비를 감소시키기 위한 장치.
4. 제 1항에 있어서,

   상기 업데이트는 아래 <수학식 5>를 통해 업데이트 함을 특징으로 하는 직교주파수 분할다중화 통신시스템에서 피크전력 대 평균전력 비를 감소시키기 위한 장치.

   

   

   

   상기 <수학식 5>에서 r은 피크 윈도윙의 반복횟수이고, absx_r(n)는 r번째 피크 윈도윙에서 n의 크기 성분값이고, d_r(i)r번째 피크 윈도윙에서 윈도우 값이고, w(i)는 가중치 값이고, A는 문턱값이고, x_{r ,max}는 가장 큰 피크값이고, n_{r ,max}는 최대 피크의 인덱스 값이고, W는 윈도우의 길이이다.
5. 제 2항에 있어서,

   상기 복소신호 결합부는 아래 <수학식 6>를 통해 복소신호를 생성함을 특징으로 하는 직교주파수 분할다중화 통신시스템에서 피크전력 대 평균전력 비를 감소시키기 위한 장치.

   

   상기 <수학식 6>에서 y(l)은 복소 신호값이고, absx_r(l)는 r번째 피크 윈도윙에서 l의 크기 성분값이고, w_len은 윈도우의 크기이고, angx(l)은 l의 위상 성분값이고, len은 IFFT의 크기이다.
6. 직교주파수 분할다중화 통신시스템에서 피크전력 대 평균전력 비를 감소시키기 위한 방법에 있어서,

   송신 샘플데이터를 수신하여 크기성분과 위상성분으로 분류하여 추출하는 과정;

   상기 크기성분과 미리 정한 문턱값과 비교하여 상기 문턱값보다 큰 크기성분을 가지는 크기성분의 위치를 피크로 추출하는 과정;

   상기 추출한 피크 중에서 가장 큰 피크인 최대 피크의 위치를 확인하는 제 1 반복과정;

   상기 최대 피크와 상기 문턱값의 크기를 비교하는 제 2 반복과정; 및

   상기 비교과정에서 상기 최대 피크가 상기 문턱값 보다 크면 상기 최대 피크를 업데이트하는 제 3 반복과정을 포함하는 직교주파수 분할다중화 통신시스템에서 피크전력 대 평균전력 비를 감소시키기 위한 방법.
7. 제 6항에 있어서,

   상기 제 1 반복과정, 상기 제 2 반복과정 및, 상기 제 3 반복과정은 상기 제 2 반복과정에서 상기 최대 피크가 상기 문턱값보다 작거나 같을 때까지 반복함을 특징으로 하는 직교주파수 분할다중화 통신시스템에서 피크전력 대 평균전력 비를 감소시키기 위한 방법.
8. 제 6항에 있어서,

   상기 제 2 반복과정에서 상기 최대 피크가 상기 문턱값보다 작거나 같으면 상기 업데이트를 통해 구한 크기성분과 상기 송시 샘플데이터를 상기 크기성분과 상기 위상성분으로 분류하여 추출하는 과정에서 추출한 상기 위성성분들을 결합하여 생성한 복소신호를 출력함을 특징으로 하는 직교주파수 분할다중화 통신시스템에서 피크전력 대 평균전력 비를 감소시키기 위한 방법.
9. 제 6항에 있어서

   상기 피크 추출과정 결과 상기 피크가 존재하지 않으면 상기 송신 샘플데이터에서 분류하여 추출한 상기 크기성분들과 상기 위성성분들을 결합하여 생성한 복소신호를 출력함을 특징으로 하는 직교주파수 분할다중화 통신시스템에서 피크전력 대 평균전력 비를 감소시키기 위한 방법.
10. 제 6항에 있어서,

    상기 업데이트는 아래 <수학식 7>를 통해 업데이트 함을 특징으로 하는 직교주파수 분할다중화 통신시스템에서 피크전력 대 평균전력 비를 감소시키기 위한 방 법.

    

    

    

    상기 <수학식 7>에서 r은 피크 윈도윙의 반복횟수이고, absx_r(n)는 r번째 피크 윈도윙에서 n의 크기 성분값이고, d_r(i)r번째 피크 윈도윙에서 윈도우 값이고, w(i)는 가중치 값이고, A는 문턱값이고, x_{r ,max}는 가장 큰 피크값이고, n_{r ,max}는 최대 피크의 인덱스 값이고, W는 윈도우의 길이이다.
11. 제 8항에 있어서,

    상기 복소신호 결합은 아래 <수학식 8>를 통해 복소신호를 생성함을 특징으로 하는 직교주파수 분할다중화 통신시스템에서 피크전력 대 평균전력 비를 감소시키기 위한 방법.

    

    상기 <수학식 8>에서 y(l)은 복소 신호값이고, absx_r(l)는 r번째 피크 윈도윙에서 l의 크기 성분값이고, w_len은 윈도우의 크기이고, angx(l)은 l의 위상 성분값이고, len은 IFFT의 크기이다.

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