CN104184418B - Doherty放大器 - Google Patents
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Abstract
Doherty放大器向主级和峰化级的功率晶体管施加的不同漏极电压。阻抗变换器包括：至少一个第一串联移相元件，在主放大器的输出和Doherty放大器输出之间；以及至少一个第二串联移相元件，在峰化放大器的输出和Doherty放大器输出之间。这样提供了一种宽带组合器。这种宽带组合器和不同漏极驱动电平的组合提供了提高的效率和带宽的组合。
Description
技术领域
本发明涉及一种包括具有放大器输入和放大器输出的Doherty放大器(“DA”)的电子器件，其中所述放大器具有主级和至少一个峰化级(peaking stage)。
背景技术
这种类型的放大器具有将放大器输入与主级的输入和峰化级的输入相连接的输入网络。输出网络将主级的输出和峰化级的输出与放大器输出相连接。
经典DA具有两个放大级，并行布置并具有相同功率。这两个级中的第一个(主级)操作在AB类放大器模式下，第二个(峰化级)操作在C类放大器模式下。
通过90度移相网络在这些级的输入和输出处将它们分离。输出移相网络具有特定特性阻抗Zo，必须等于主级的最佳负载阻抗RLm。拆分输入信号以便驱动这两个放大器，被称作“阻抗变换器(inverter)”或“Doherty组合器”的求和网络操作如下：
a)组合两个输出信号；
b)对两个输出信号之间的相位差进行校正；以及
c)在DA的输出处提供相对于从主级输出所见阻抗的反相阻抗。
Doherty放大器解决如下问题：具有明显幅度调制的信号导致传统功率放大器的低平均效率。
经典Doherty放大器是所谓的具有主级和单个峰化级的2路放大器。多路(或N路)Doherty放大器具有主级和并行操作的多个峰化级。多路Doherty系统的优点在于：在不显著降低高效峰化点之间的效率的情况下，将回退电平(back-off level)扩展超过对称双路设计。因此，能够提高12dB功率回退处的效率，而不是对称2路Doherty放大器的6dB回退处。目前，例如3G-LTE(第三代长期演进)和WiMAX(全球互通微波访问)的新通信系统需要12dB功率回退。
通常，通过将相应功率晶体管用作每个相应级来实现主级和峰化级。
本发明同等地涉及双路或N路DA设计。
图1中示出了经典双路Doherty结构的等同电路。由输入驱动两个功率放大器(“PA”)(同等功率容量的主放大器10和峰化放大器12)，λ/4线(λ/4line)在峰化放大器12的输入处(等同电路中未示出)。这用作阻抗对准器。阻抗变换器16对输出进行组合。
在所谓的“对称”Doherty功率放大器中，如上所述主放大器和峰化放大器具有相同的功率容量。非对称Doherty功率放大器使用不同功率容量的放大器。例如，通过增加峰化放大器的尺寸，可以在低功率时获得较高效率。
这种设计可以扩展为N路以便进一步提高深回退时的效率。例如，三路DA是标准功率放大器器件。
图2示出了图1的双路Doherty功率放大器的瞬时效率(曲线20)以及理想B类放大器的效率(曲线22)。如图2所示，当输入功率电平改变时，输入λ/4线动态调制主放大器和峰化放大器二者的负载阻抗，提高了回退处的效率。
因此，当处理具有高峰均比(peak-to-average ratio)的调制信号时(例如，MC-GSM、WCDMA和OFDM)，Doherty放大是用于提高RF发射机的功率效率的公知技术。这该上下文中，将功率效率定义为功率放大器的平均输出功率与DC输入功率的比率。
目前，还将Doherty功率放大器(“DPA”)应用于子千兆频处的广播应用，以便提高平均效率。DPA构思在提高发射机的平均效率方面非常成功，并且可以针对现代WCDMA和MC-GSM信号提供超过50％的平均效率，广泛用于当前蜂窝和广播基站发射机。
然而，微波发射机的需求现移至更宽的RF宽带和高平均效率。例如，下一代基站发射机的发射信号具有超过100MHz的带宽，如果包括了带宽的预失真系统开销(overhead)，则这些信号的功率放大器需要处理超过400MHz的信号带宽。
此外，对多带高平均效率的功率放大器的需求逐渐增加。例如，在广播应用中需要多带DPA，所述多带DPA能够操作在非常宽的带宽范围(例如，从460MHz到860MHz)上，其中平均效率降低不超过最大值的10个百分点，带宽内的峰化功率降低不超过0.5dB。
申请人已经示出了(但尚未公开)这种宽带Doherty操作能够借助于具有两个传输线(一个包括四分之一波长线，另一个包括二分之一波长线)的阻抗变换器。
图3示出了所提出的使用两个传输线的系统。主PA输出通过四分之一波长传输线与负载相耦接，峰化PA输出通过二分之一波长传输线与负载相耦接。这种阻抗变换器器产生了所谓的“超宽带Doherty放大器”(UWD放大器)。
图4示出了图3的对称双路电路的效率(曲线40)和图3的2∶1非对称双路电路的效率(曲线42)。在2∶1设计中，峰化放大器具有主放大器功率的两倍。
如果使用非对称结构，则提高了平均效率(由于归一化轴，图4未示出)，然而，这种情况下限制了带宽，无法满足广播需要。
原理上该方法提供70％的分频宽(fractional bandwidth)(如下所述)。然而，只有将主器件的负载调制限制为2的情况下，才可以提供这种带宽。这种负载调制意味着主放大器的负载在回退功率电平处增加到较高值(例如，对称PA最优负载的2倍，2∶1非对称PA最优负载的3倍)。
因此，如果配合70％分频宽需要，则双路系统获得的平均效率是适度的。
可以通过以下公式计算分频宽：
分频宽＝Δf/fopt
Δf是通过假定相对效率在带宽边缘处降低10％而计算出的有效带宽。
回退功率电平处的带宽取决于主放大器的输出节点和完整电路的输出节点之间的阻抗变换。
在双路Doherty放大器中，这种变换大约是4.0，对传统Doherty设计而言获得28％的带宽，如果使用图3的Doherty组合器则获得70％的带宽。
然而，对全功率情况而言，没有带宽限制。
已经报道了如果将这种变换降低到1.0(通过在节点之间选择不同阻抗的传输线和主器件的不同电源电压)，则移除了在回退功率电平处的带宽限制，但是带宽限制现在出现在全功率电平处。这可以通过使用对Doherty功率放大器的两个输入的独立控制来缓和。
如果使用非对称结构，则提高了平均效率，然而，这种情况下限制了带宽，无法满足广播需要。
存在其他提出技术以便通过使用非对称漏极电压来提高Doherty放大器的带宽。
David Gustafsson等人在IMS2012中发表的文献“A novel wideband andreconfigurable high average efficiency power amplifier”公开了降低主器件的漏极电压以便降低回退功率电平处组合点(即将主放大器电流和峰化放大器电流组合的连接点)与主放大器漏极之间的阻抗变换比的构思。
这种降低的阻抗变换比导致在回退功率电平处更高效的带宽性能。然而，由于全功率电平处组合点和主器件漏极端子之间的非均匀阻抗变换比，全功率电平处的功率和效率性能受到限制。
此外，这些技术导致主器件处非常低的电压。例如，如果将DPA设计为将放大器的第二有效点设置为-8.5dB，则将漏极端子电压降低到其原始电压的1/3(如果使用峰化是50V，则为18伏)。因此，主器件输出功率的严重退化导致器件仅提供它额定功率的1/3。因此，这种技术不允许充分利用PA器件的额定功率。
发明内容
根据本发明，提供了一种如权利要求1所述的放大器。
本发明提供了一种Doherty放大器，包括：
主放大器；
至少一个峰化放大器；
输入网络，将Doherty放大器输入与主放大器的输入和至少一个峰化放大器的输入相连接；以及
输出网络，将主放大器的输出和至少一个峰化放大器的输出连接到Doherty放大器输出，
其中输出网络包括：至少一个第一串联移相元件，在主放大器的输出和Doherty放大器输出之间；以及至少一个第二串联移相元件，在峰化放大器的输出和Doherty放大器输出之间，
其中峰化放大器和漏极放大器包括功率晶体管，其中向所述晶体管施加不同漏极偏置。
本发明将图3的对称组合器设计与非对称端子电压相组合以便将图3的对称驱动双路DPA的宽带带宽与非对称双路DPA的更好的平均效率相组合，而不折衷全功率电平处的性能。
第一串联移相元件可以是感兴趣频率处的90度传输线，第二串联移相元件可以是感兴趣频率处的180度传输线。这样提供了一种超宽带组合器设计。
优选地，Doherty放大器输出和主放大器输出之间的阻抗变换比在2到4之间。这提供了全功率电平和回退功率电平之间的平衡。
优选地，主放大器和峰化放大器具有相同功率以便提供对称配置。
优选地，放大器具有：主放大器电压源，通过馈电电感器(feed inductor)与主放大器功率晶体管的漏极相连接；以及峰化放大器电压源，通过馈电电感器与峰化放大器功率晶体管的漏极相连接。
优选地，向峰化放大器施加的漏极偏置大于向主放大器施加的漏极偏置。
本发明还提供了一种射频发射机，包括本发明的Doherty放大器。
本发明还提供了一种集成电路，包括本发明的Doherty放大器。
附图说明
现将参考附图详细描述本发明的示例，在附图中：
图1示出了公知双路Doherty功率放大器(DPA)的等同电路；
图2将图1的DPA的效率与理想B类放大器的效率进行比较；
图3示出了由申请人提出的备选阻抗变换器；
图4将对称双路DPA和非对称双路DPA的效率进行比较；
图5示出了本发明的放大器结构；
图6示出了通过本发明的方法获得的效率；
图7示出了通过本发明的方法获得的负载调制；以及
图8示出了随频率变化的效率。
具体实施方式
本发明提供了一种Doherty放大器，优选地具有对称的主放大器和峰化放大器(即，相同功率)，但是向主级和峰化级的功率晶体管施加不同的漏极电压。阻抗变换器(输出网络)包括：至少一个第一串联移相元件，在主放大器的输出和Doherty放大器输出之间；以及至少一个第二串联移相元件，在峰化放大器的输出和Doherty放大器输出之间。这提供了一种宽带组合器。这种宽带组合器和不同漏极驱动电平的组合提供了一种提高的效率和带宽的组合。
如上文引用的文献“A novel wideband and reconfigurable high averageefficiency power amplifier”所述，DPA在回退功率电平处的带宽依赖于功率组合点和主器件的漏极端子之间的变换比。
这对于如图3所示的宽带阻抗变换器同样成立。
图4的效率曲线使得能够看到阻抗变换比为4(曲线40的对称双路DPA)和阻抗变换比为9(曲线42的非对称2∶1 DPA)的宽带阻抗变换器的归一化带宽。
相较于对称2W情况，很大程度地降低了宽带阻抗变换器器的带宽(非对称2∶1的情况)。
非对称漏极电压和宽带阻抗变换器的组合可以用于将非对称双路DPA的变换比降低回到“4”，而不是“9”，原理上引起具有对称双路DPA的带宽的非对称宽带DPA。
阻抗变换比并未降低到“1”，因此，在用传统DPA组合器构成宽带放大器的情况下，得到的漏极电压并非过度不对称。
图5示出了本发明电路的示例。
图5示出了主放大器10，作为将其源极耦接到地面并将其输入施加到栅极的晶体管。通过由馈电电感器耦接的主电压源50(Vmain)对漏极施加偏置。将峰化放大器12示出为将其源极耦接到地面并将器输入施加到栅极的晶体管。通过同样由馈电电感器耦接的峰化电压源52对漏极施加偏置。
分离器53对输入信号进行拆分。主支路具有90度传输线54，跟随着输入匹配阻抗或电路55。峰化支路具有输入匹配阻抗或电路56。
晶体管的栅极输入是放大器封装的输入端子，并与输入匹配电路55、56相连接。
以图3所示的方式，输出(节点1和3)通过90度输出阻抗变换电路57和180度阻抗变换电路58与共同的组合输出(节点2)相连接。
提供了一种输出匹配电路60。
放大器封装的输出端子是晶体管漏极端子。还示出了串联端子的电感和并联封装的电容，使得线62表示集成电路封装的边界。
如区域64所示，考虑功率放大器器件和外部组件的寄生现象，来设计输出组合器。
将所示的去耦电容器用于分离主晶体管和峰化晶体管的漏极偏置。
漏极电压是静态电压。例如，在Vdd_main＝40V且Vdd_peak＝50V的前提下，将导致输出功率回退点在8dB处，阻抗转换比为3.73，负载调制因子为2.5。尽管范围不是非常大，然而峰化偏置电压高于主偏置电压。例如，在峰化放大器的偏置为50V的前提下，优选地，主偏置电压不低于32V，以防止全功率电平处的问题。峰化偏置电压可以在主偏置电压和1.5倍的主偏置电压之间。
本发明的示例使用超宽带Doherty组合器。将输出电容和封装寄生现象用于形成超宽带Doherty组合器。
变换比绝不降至1。在2到4之间选择变压系数以便在全功率电平和回退功率电平之间进行平衡。对于传统非对称DPA而言，经典Doherty设计的变换比是9。选择电源使得将变压系数降至4(与双路对称DPA的情况相同)。接着通过使用Doherty组合器，通过在9.6dB输出功率回退处实现提高的回退效率，获得了70％分频宽。
现将示出图5的电路的性能。
Vdcm＝主器件的漏极电压(DC)。
Vm_knee＝主器件的膝点电压(knee voltage)。
Vdcp＝峰化器件的漏极电压(DC)。
Vp_knee＝峰化器件的膝点电压。
Ropt_main＝主器件的最优负载。
Ropt_peak＝峰化器件的最优负载。
RL＝在组合点处的负载。
γ＝输出功率回退。
K＝阻抗变换因数。
Imm主器件的最大电流。
Ipm＝峰化器件的最大电流。
Pmain＝主器件的输出功率。
Ppeaking＝峰化器件的输出功率。
通过使用输出功率、主器件和峰化器件的漏极电压与以下方程(1-9)，来计算不同电路参数的值。
通过以下方程(7)获得的“K”值给出对所获得带宽的估计。值4表示所获得带宽等同于2路UWB Doherty，值9表示所获得带宽等同于2路非对称2∶1 UWB Doherty。可以选择器件的输出功率和漏极电压以便针对特定带宽优化“K”和“γ”。
Zop＝Roptpeak (9)
为了给出该结构性能的构思，如果用32V和50V LDMOS技术设计DPA，则DPA可能具有大于65％的带宽，第二有效点在-8.5dB处。
图6示出了所需的有效曲线。
附加地，如图7所示，频带边缘处的负载调制远高于中心频率，这意味着主PA器件应当在频带边缘处更高效地进行操作。附加地，这种情况下，不需要降低(de-rate)任何PA器件的额定值，该配置中的两个PA器件操作在它们的额定功率电平下。
因此，本发明提供了对具有非对称漏极电压的UWD(超宽带)组合器的使用，以便提高PA带宽响应。以如下方式调整宽带DPA组合器中传输线的特性阻抗和组合点处的阻抗：在引起更高效率性能的非对称DPA设计的情况下，降低回退功率电平处的阻抗变换比(等同于2-W UWD)。
根据对附图、公开内容和所附权利要求的研究，本领域普通技术人员在实践所要求保护的发明时，可以理解和实施对于所公开实施例的其他变化。权利要求中，词语“包括”不排除其他元件或步骤，不定冠词“一个”不排除多个。在相互不同的从属权利要求中描述一些措施的事实并不表示不能有利地使用这些措施的组合。权利要求中的任意附图标记不应该解释为限制范围。
Claims (9)
1.一种Doherty放大器，包括：
主放大器(10)；
至少一个峰化放大器(12)；
输入网络(54,55,56)，将Doherty放大器输入与主放大器(10)的输入和所述至少一个峰化放大器的输入相连接，所述输入网络包括用于将Doherty放大器输入处所输入的信号拆分为主支路和峰化支路的分离器(53)，主支路具有传输线(54)，该传输线被配置成在感兴趣频率处引入90度相移并且跟随着第一输入匹配电路(55)，峰化支路具有第二输入匹配电路(56)，所述第一输入匹配电路(55)和所述第二输入匹配电路(56)分别连接至主放大器(10)的栅极端子和所述至少一个峰化放大器(12)的栅极端子；以及
输出网络(57,58,60)，将主放大器的输出和所述至少一个峰化放大器的输出与Doherty放大器的输出(4)相连接，
其中输出网络包括：至少一个第一串联移相元件(57)，在主放大器的输出和组合节点(2)之间；以及至少一个第二串联移相元件(58)，在峰化放大器的输出和组合节点(2)之间；输出网络还包括被设置在组合节点(2)和Doherty放大器输出(4)之间的输出匹配电路(60)；并且
其中峰化放大器和主放大器包括功率晶体管，其中向所述功率晶体管施加不同漏极偏置电压；以及
其中第一串联移相元件(57)包括具有预先确定的特征阻抗(Z0m)并且被配置成在所述感兴趣频率处引入90度相移的传输线，第二串联移相元件(58)包括具有预先确定的特征阻抗(Z0p)并且被配置成在所述感兴趣频率处引入180度相移的传输线。
2.根据权利要求1所述的Doherty放大器，其中第一串联移相元件(57)和第二串联移相元件(58)的特征阻抗(Z0m，Z0p)以及在组合节点(2)处向朝向输出匹配电路(60)看时的阻抗被配置成使得，在回退功率电平处，主放大器的输出和组合节点(2)之间的阻抗变换比被减小以用于补偿由于向主放大器和峰化放大器施加不同漏极偏置电压所引起的带宽减小。
3.根据权利要求2所述的Doherty放大器，其中施加到峰化放大器的漏极偏置电压大于施加到主放大器的漏极偏置电压。
4.根据权利要求3所述的Doherty放大器，其中施加到峰化放大器的漏极偏置电压在施加到主放大器的漏极偏置电压与施加到主放大器的漏极偏置电压的1.5倍之间。
5.根据权利要求2所述的Doherty放大器，其中所述阻抗变换比在2和4之间。
6.根据权利要求1所述的Doherty放大器，其中所述主放大器和峰化放大器具有相同功率容量。
7.根据权利要求1所述的Doherty放大器，包括：主放大器电压源，通过馈电电感器与主放大器功率晶体管的漏极相连接；以及峰化放大器电压源，通过馈电电感器与峰化放大器功率晶体管的漏极相连接。
8.一种射频发射机，包括如任一前述权利要求所述的Doherty放大器。
9.一种集成电路，包括如权利要求1到7中的任一项所述的Doherty放大器。
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