CN104169692A - 具有数字化欠采样流量测量的超声波流量计 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种通过对接收信号进行数字化采样来操作超声波流量计的方法。声音波包在相对方向上通过测量距离，并且以低于两倍声音波包信号频率的奈奎斯特极限的采样频率对接收信号进行数字化，以生成数字化欠采样信号31。根据该数字化欠采样信号，确定沿测量距离的传播时间的差异。

Description

具有数字化欠采样流量测量的超声波流量计

技术领域

本发明涉及一种超声波流量计，并且更具体而言涉及一种通过对接收的信号进行数字化采样来操作超声波流量计的方法。

背景技术

在时差型超声波流量计的消耗量中，基于消耗介质的流速测量来确定消耗量。流速测量是基于测量介质流体中相对传播的超声波之间的传播时间差。通常，通过测量波包通过介质的测量距离传播的传播时间来得到该时间差。一般来说，通过当从一个换能器发射波包时开启时钟，并且在另一个换能器处接收到波包时停止时钟来得到时间测量。超声波信号通过介质的典型传播时间是非常短的，并且因此需要以很高的精度来测量所述传播时间，或至少是相对传播的波包的传播时间之间的时间差。由于该高精度，时间测量的具体执行对于系统性能是很重要的。因此，现有技术中已经发明了多个时间测量的实施方案。

在US 6,226,598B 1中，通过基于如下方式进行的：对接收的信号数字化，并且对接收的数字化信号进行数字信号处理以识别特定信号特性，从而确定可以确定到达时间的特定信号特征。所述特定信号特征是所接收的波包的过零形式。

WO 97/14936A1公开了一种类似的方法，其中对所接收的信号进行数字化并且采用数字信号处理来提取可以确定到达时间的特定信号特征。所述特定信号特征是所接收的波包的波形的斜率。

从发射器到接收器的信号转换可能使得提取对流速计算非常重要的参数是具有挑战的。所述转换是通过流量测量中涉及的各种成分滤波后的结果。具体地，压电换能器的机电参数通常导致信号形状的显著变化。此外，换能器特征能够从单元到单元而改变，并且由于老化、温度改变等而随时间变化，导致接收到的信号的形状和频率组成在流量计的生命周期内有一定程度的改变。因此，有利地是获取信号的数字化表示以便利用数字信号处理器(DSP)中的可用工具。

为了获取详细的信号表示以确定精确的到达时间，可以使用高速模数转换器ADC。然而，高速ADC很昂贵并且消耗相对高的功率，并且因此损害了电池供电的流量计的电池寿命，并且成为流量计价格水平的重要因素。

发明内容

有利地，实现操作超声波流量计的替代方法，其实现了以下至少一项：有助于经济适用的流量计，能够以节能的方式进行操作从而维持长寿命的电池电源，并且支撑多年的操作而在实践测量精度上没有或仅仅有很少的变化。还有利地实现操作超声波流量计的方法，其对于被利用部件的机电特征的变化是鲁棒的。总之，本发明优选寻求减轻、缓和或消除现有技术流量计的一个或多个缺点，单独的或以任何组合的形式。

在本发明的第一方面中，提供了一种操作超声波流量计以测量流体的流速的方法，所述超声波流量计包括：

-至少两个超声波换能器，所述至少两个超声波换能器被布置成横跨测量距离在相对方向上发射和接收超声波信号；

-发生器电路，用于由所述至少两个超声波换能器发射的声音波包的受控制的生成；

-接收器电路，用于接收从所述至少两个超声波换能器发射的信号；

-用于数字信号处理的处理模块；

其中所述方法包括：

对于沿着大体相对方向的至少两条信号路径：

-在所述至少两个超声波换能器的第一个超声波换能器处生成将要输出到测量距离的声音波包，所述波包以信号频率生成；

-在所述至少两个超声波换能器的第二个超声波换能器处接收所述声音波包作为接收的信号；

-以低于奈奎斯特极限的采样频率对所接收的信号进行数字化，以生成针对给定信号路径的数字化接收欠采样信号；

-由沿着大体相对方向的至少两个数字化接收欠采样信号，确定沿着所述测量距离的传播时间的差异。

本发明的发明人已经意识到通过对接收的信号进行适当的信号处理，可以切实可行地以足够的精度确定欠采样接收信号情形中的传播时间的差异，甚至不需要重建接收的信号。通过对接收的信号进行欠采样，可以放宽对ADC的性能需求，使得与现有技术中使用的ADC相比需要较小功率的较便宜部件。通过不重建接收的信号，而是基于对数字化接收欠采样信号的信号处理来确定传播时间的差异，数字信号处理器只需要处理较少的采样以及较少的指令，并且因此也减少了对执行数字信号处理的微处理器的性能需求。

因此，本发明提供了一种已知方案的替代方案，即基于欠采样数字信号确定传播中的差异，并且不基于完全采样信号或重建的欠采样信号。超声波流量计中采用的信号频率通常在0.5到2MHz范围内。奈奎斯特采样定理，有时也称为奈奎斯特香农定理，规定采样率必须是超声频率的至少两倍，但在实践中，为了获得良好的信号表示，每个采样周期至少应该采样4-16次。能够具有这样性能的高速ADC是昂贵的，并且消耗相对高的功率。本发明设计了一种方法，由于能够使用采样频率在信号频率范围内的ADC，所以在流量计中使用具有限定功耗水平以及相对低的价格的标准现成部件。

在实施例中，采样频率可以低于两倍的信号频率，并且甚至低于信号频率。

在第二方面中，本发明涉及一种用于操作第一方面的方法的超声波流量计。

在实施例中，超声波流量计可以是计费耗量表或者是计费耗量表的一部分，所述计费耗量表例如是水表、气表、热量表、冷量表或能量表。所述耗量表可以结合区域供热或区域供冷使用。耗量表可以是法定计量表，即，抑制调节需求的计量表。这种调节需求可以是精确的测量的需求。

总之，本发明的各方面可以是本发明范围内的任何可能方式组合以及结合。参考下文描述的各实施例，本发明的这些以及其它方面、特性和/或优点将会变得显而易见并且得到阐述。

附图说明

仅通过示例，将参考附图描述本发明的各实施例，其中

图1示出了超声波流量计的元件的示意性截面图；

图2A和2B示出了发射的信号和接收的信号的示例；

图3A示出了高采样率的接收信号的示例，并且图3B示出了欠采样表示下的与图3A相同的信号；

图4A到4C示出了与通过在数字化接收信号之间进行相关来确定传播时间的差异有关的信号。

图5示出了图3B的信号的快速傅里叶变换；

图6A和图6B示出了接收的信号的相位差以及傅里叶幅值的归一化模数(modulus)；

图7示出了根据本发明实施例的超声波流量计的大体元件；以及

图8示出了大体流程图，用于说明根据本发明实施例的方法的大体步骤。

具体实施例

图1示出了超声波流量计的实施例的元件的示意性截面图。流量计包括壳体1，或流管，其具有入口2和出口3。流量计进一步包括电子单元4，其包括或连接到超声波换能器5A、5B。流量计包括由测量插入物6限定的测量距离L。但是，通常该测量距离不需要通过插入物限定，而是可以是壳体1的集成部分，例如壳体的贯通流动通道。用于生成并且检测超声波信号的超声波换能器5A、5B被布置为使得生成的信号能够被引入到所述测量距离中。在示出的实施例中，反射器7被布置为使得从每个换能器发射的信号8被引导成沿着测量距离，并且引导至用于检测的相对换能器上。

向下游传播的信号比向上游传播的信号传播得更快，并且可以通过测量发射信号在另一个换能器处的到达时间的差来确定流速。流速的确定以及流速的输出通过电子单元4来完成。电子单元至少包括可操作地连接到超声波换能器并且被布置成确定表示流速的值的测量电路。在实施例中的超声波换能器以及测量电路可以被设置为适于安装到壳体上的单元。此外，耗量表通常装配有计算器单元，其适于基于表示流速的值计算消耗的量，以及任选的附加量。计算器单元可以是独立的单元或者是与用于操作换能器的测量电路组合的单元。此外，所述电子单元还可包括诸如发射器(例如，无线发射器的形式)的元件，以及电源(例如，电池或无线连接的形式)，以及其它部件。这些元件可以被设置在壳体10内，或作为连接到流量计的独立单元的一部分。

示出的超声波流量计包括定位在测量距离一端的第一换能器5A以及定位在测量距离另一端的第二超声波换能器5B。一般来说，可以在每一端放置更多的换能器。而且，三个或更多的反射器单元可以被用于引导超声波信号通过测量距离。在其它实施例中，换能器被布置为使得其彼此相对，从而不需要反射器。在这样的实施例中，换能器的直线视线可以沿着流动方向或可以相对于流动方向成角度。

本发明的实施例涉及基于飞行时间原理的超声波流量计。在这样的流量计中，流体流速v的估计可以从下式中获得

$v=\frac{\mathrm{L\Δt}}{2t_0^2}$     方程式(1)

其中L是脉冲行进的物理距离，Δt是飞行时间差，以及t₀是不存在任何流速时的飞行时间，也称作自由流动飞行时间(FFTOF)。流速的精确估计需要精确测量Δt和t₀，同时L是已知的。实际上，这样测量t₀更切实可行：t₀＝(t₁+t₂)/2，以及这样测量时差：Δt＝t₁-t₂。

图2A和图2B示出了下游信号传播(图2A)和上游信号传播(图2B)两种情形下的发射信号20和接收信号21的示例，以及时间差Δt。

与方程式1一样，为了确定流速，必须从接收信号提取两个参数t₀和Δt。从精确的角度来看，参数t₀不是那么重要的，并且可以通过采用现有技术的方法对接收信号进行处理来确定，例如包络(envelope)峰值检测、包络最大斜度检测/傅里叶分析等。由于高的精度需求，Δt则是更重要的。本发明涉及Δt的确定，尽管t₀可通过现有技术中已知的方法确定。

接收的信号21是振荡信号而不是脉冲，时间差测量可以通过执行相位差测量来实现，其中相位差与时间差的关系为：其中ω₀是中心频率下的发射信号的角频率。

当以低于奈奎斯特极限对接收的信号进行采样时，即对接收的信号进行欠采样时，原则上只能获得少量的信息用于处理。图3A示出了高采样频率的接收信号30的示例，并且图3B示出了处于欠采样表示31下的与图3A中相同信号。对于这两个信号，发射信号的角频率，ω₀/2π＝1.0MHz，然而，图3A中接收信号30的采样频率为ω_s/2π＝16MHz，而图3B中接收信号31的采样频率是ω_s/2π＝0.85MHz。

在本发明中，根据数字化的接收欠采样信号31来确定传播时间的差异，而不是根据完全采样信号30或根据重建信号来确定传播时间的差异。重建信号根据接收的欠采样信号来重建接收信号的完全采样表征。

在一个实施例中，对至少两个沿着大体相对方向的数字化的接收欠采样信号进行相关来确定沿着测量距离的传播时间差，并且确定所述两个信号之间的最大相关。这在图4A到图4C中示出。

图4A示出了如图3A中的信号沿着流动以及逆着流动行进的两种情形的完全采样信号：ω₀/2π＝1.0MHz以及ω_s/2π＝16MHz。

图4B示出了图4A的信号的欠采样表示，其中ω_s/2π＝0.85MHz。

图4C示出了根据图4B的欠采样信号计算的相关函数。

时间差可以通过计算上游和下游信号之间的相关函数来推断：

$C_{12}\left(k\right)=V^{-1}{\mathrm{\Σ}}_{j=1}^N{s}_1\left(j\right)s_2(j-k)$     方程式(2)

其中N是采样的数量，s₁(j)和s₂(j)是两个接收信号的第j次采样并且V是由以下方程式给出的归一化系数：

$V=N^{-1}\sqrt{{\mathrm{\Σ}}_{J=1}^N{\left[s_1\left(j\right)\right]}^2{\mathrm{\Σ}}_{j=1}^N{\left[s_2\left(j\right)\right]}^2}$     方程式(3)

相关函数最大值与零点的偏移能够容易地被转换成Δt。能够根据抛物线逼近，找到零点交叉或通过拟合成图4C中的完整曲线示出的模型表达找到该最大值。

在一个实施例中，沿着测量距离的传播时间差是通过确定沿着大体相对方向的数字化接收信号之间的相移来确定的。

所述相移差可以通过对欠采样信号进行数字傅里叶变换或快速傅里叶变换来确定。图5示出了对图3B中的信号进行快速傅里叶变换的结果。

图5A示出了根据模数50、作为频率函数的复数傅里叶幅值的实部51和虚部52的最终频谱。图5B示出了在弧度上作为频率函数的相应相位。能够针对上游和下游信号二者来计算该相位，并且能够形成差异，即

图6A示出了在弧度上的相位差以及傅里叶幅值60的归一化模数。通过分析傅里叶幅值曲线，能够确定经变换的信号傅里叶幅值的峰值。如果存在多于一个的峰值，那么可以选择具有最大幅值的峰值。通过对值进行平均，对于在该峰值内基频附近的频率(图6B)，所述时间差可以被提取为在这里P是ω₀振荡的周期，在本示例中是1μs(微秒)。获得Δt＝-0.052μs的时差。所述值例如可以被选择为峰值顶部50％之内的值，或通过其他合适的峰值选择规则。

傅里叶变换方法具有如下优点：可以随着时间容易地追踪换能器的减弱速率和共振频率并且能够在流量计算中容易对其进行补偿。

在进一步的实施例中，基于对上游信号和下游信号应用数字化希尔伯特变换来确定相位差。根据这些变换后的信号，能够确定信号的正交，并且可以根据这些计算相位差。将这两个信号表示为s₁和s₂，相互正交的信号积q₁，p₁，q₂和p₂被设置为：

q₁＝s₁ p₁＝H[s₁]

q₂＝s₂ p₂＝H[s₂]       方程式(4)

这里分别表示上游信号和下游信号的希尔伯特变换。根据正交积，相位差可以被计算为：

    方程式(5)

所述相位差还可以在频率空间通过形成欠采样信号的复数信号表示来计算，通过沿着两个方向的数字化傅里叶变换来提供实部和虚部形成所述复数信号。该信号正交积q₁，p₁，q₂和p₂被设置为使得q₁和q₂为生成的傅里叶变换的实部，而p₁和p₂是虚部。使用方程式(5)来计算相位差。

在进一步的实施例中，可以利用已知为CORDIC(坐标旋转数字计算机)算法的迭代步骤来替换方程式5的反正切函数。这具有如下优点：执行计算上简单的迭代步骤，而不是执行更加复杂的反正切函数调用。算法之后的基本原理是形成在复平面中的矢量，表示为信号s＝[q，p]。通过复平面中连续旋转的序列，完成逐渐增加的较小角度，矢量s被变换为平行于实轴。矢量旋转的角度通过α_k＝tan^-1(2^-k)给定，其中k＝{0，1，…，n-1}并且n是由需要的相位角度确定的精度来确定的迭代的次数。从采样信号确定的矢量[q₀，p₀]开始，在每个迭代步骤中的旋转方向k通过P_k-1的符号确定。所述迭代在p_k足够小时中止并且于是相位角可以被计算为：

    方程式(6)

这里σ_k＝{-1，1}是对旋转方向保持追踪的记录。CORDIC还返回信号矢量s的幅值。这将通过q_n来给定，即在CORDIC之后q的值已经收敛。

在另一个实施例中，利用方程式(4)的信号正交积q₁，p₁，q₂和p₂形成复数信号表示，其中数字化接收欠采样信号作为实部以及数字希尔伯特变换p₁、p₂作为沿着两个方向的接收信号的复数部分。此外，预先选择典型地是基组形式的函数组来表示数字化接收欠采样信号。可以作为基组的多个函数组是本领域技术人员已知的。复数信号表示与预选函数组进行相关以选择表示数字化接收欠采样信号的函数组。选择与复数信号表示具有最大相关性的典型函数组。根据所选择的函数组的相移来确定传播时间差。

可以通过将由上述多个测量方法之一获取的确定时间差的多个测量值进行平均来提高测量精度，例如对4到10个测量值进行平均。在平均过程中，采取经常出现在机电系统中的“自然”噪音水平的优点。然而“自然”噪音水平不足以修复欠采样时的量化的粗糙度。在这种情况下，可以添加人为的噪音。例如，这可以通过一段周期内发射信号的连续时移来引入，使得发射的开始时间从组t₀∈{0，P/n，2P/n，…，(n-1)P/n}中选择，其中P＝2π/ω₀是发射的振荡周期以及n是将周期划分为不同开始时间的数量。添加人为噪音具有这样的优点：可以在接收的信号的数字信号处理中进行补偿，因为进行计算的工作精度远远超过了ADC的时间分辨率和位深。因此，添加的噪声不会促进流量计的精度损失。此外，可以改变发射信号的振荡幅值、相位或数量，引起可以在数字信号处理中进行补偿的类似量化模糊，使得对多个测量进行平均时得到更好的总的分辨率。

图7示出了根据本发明实施例的超声波流量计的元件。超声波流量计包括两个超声波换能器5A、5B，所述两个超声波换能器5A、5B被布置为横跨测量距离在相对方向上发射和接收超声波信号8。尽管仅仅示出了两个换能器，但是在给定的流量计中还可以存在更多的换能器。

超声波换能器连接到发生器电路73，所述发生器电路用于从所述至少两个超声波换能器发射的声音波包的受控制的生成。发生器电路可以包括信号源74和放大设备75。可以使用任何合适的发生器电路。

此外，超声波换能器连接到接收器电路76，所述接收器电路用于接收从所述至少两个超声波换能器发射的信号。所述接收器电路可以包括放大器77和ADC 78，ADC 78用于将接收的模拟放大信号转换为数字化的信号以用于进一步处理。在各个实施例中，ADC可以被集成为微处理器70的一部分而不是作为接收器电路76的独立部件。

发生器电路73、超声波换能器5A、5B以及接收器电路76可以采用现有技术中已知的任何方式进行电连接。它们甚至可以形成部分相同电路的一部分。在示出的图中，示出了切换单元79，其将超声波换能器接入各自的电路73、76或从各自的电路73、76接出。尽管切换单元在现有技术中广泛使用，然而存在不使用切换的实施例。

此外，超声波流量计可包括数字微处理器70，所述数字微处理器70包括用于对数字化信号进行数字信号处理的处理模块71。所述数字微处理器可以被实施为中央处理单元，其除了执行数字信号处理外还控制发生器电路和其它计算任务。此外，数字微处理器可以包括或连接到用于提供系统时钟的时钟单元，所述时钟单元能够维持时间保持任务，包括对发生器电路的定时方面以及接收信号的数字化采样保持追踪。

图8示出了用于表示根据本发明实施例的方法的大体步骤的大体流程图。

在第一步骤80中，通过超声波换能器生成声音波包，将其输出到测量距离并且沿着测量距离行进，直到其到达另一超声波换能器。这是通过将发生器电路73连接到发生换能器以及操作发生器电路来执行的。

在第二步骤81中，在所述至少两个超声波换能器的第二个超声波换能器处接收声音波包作为接收的信号。这是通过将接收器电路76连接到接收换能器并且检测所接收的信号来执行的。

在第三步骤82中，以低于奈奎斯特极限的采样频率对接收的信号进行数字化，以生成针对给定信号路径的数字化接收欠采样信号。所述数字化接收欠采样信号被存储83。

为了获得相反传播信号路径的信号，颠倒换能器的操作并且再次执行步骤80-82。

一旦已经针对期望的路径对信号进行了测量，即典型地一个沿着流动方向并且另一个逆着流动方向，则根据本发明的任意一个实施例在步骤84中确定传播时间的差异。

尽管在附图和前面的说明书详细描述和说明了本发明，但是这样的说明和描述应被理解为示意性的或示范性的而非限制性的；本发明不限于公开的实施例。本发明的范围应按照所附的权利要求组来理解。

Claims (14)

1.一种操作超声波流量计以测量流体的流速的方法，所述超声波流量计包括：

-至少两个超声波换能器，所述至少两个超声波换能器被布置为横跨测量距离在的相对方向上发射和接收超声波信号。

-发生器电路，所述发生器电路用于由所述至少两个超声波换能器发射的声音波包的受控制的生成；

-接收器电路，所述接收器电路用于接收从所述至少两个超声波换能器发射的信号；

-用于数字信号处理的处理模块；

其中，所述方法包括：

针对沿着大体相对方向的至少两条信号路径：

-在所述至少两个超声波换能器的第一个超声波换能器处生成将要输出到所述测量距离的所述声音波包，所述波包是以信号频率生成的；

-在所述至少两个超声波换能器的第二个超声波换能器处接收所述声音波包作为接收的信号；

-以低于奈奎斯特极限的采样频率对所接收的信号进行数字化，以生成针对给定信号路径的数字化接收欠采样信号；

-根据沿着大体相对方向的至少两个数字化接收欠采样信号，确定沿着所述测量距离的传播时间的差异。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，沿着所述测量距离的所述传播时间的差异是通过对沿着大体相对方向的所述至少两个数字化接收欠采样信号之间进行相关来确定的，并且确定所述至少两个信号之间的最大相关性。

3.根据权利要求1所述的方法，其中，沿着所述测量距离的所述传播时间的差异是通过确定沿着所述大体相对方向的所述数字化接收欠采样信号之间的相移来确定的。

4.根据权利要求3所述的方法，其中，对所述数字化接收欠采样信号进行傅里叶变换，并且针对每个信号确定所变换的信号的相位，并且确定相位差作为沿着所述至少两个方向的所变换的信号的相位差。

5.根据权利要求4所述的方法，其中，识别所变换的信号的傅里叶幅值的峰值，并且其中在该峰值内针对频率对所述相位差进行平均。

6.根据权利要求3所述的方法，其中，对沿着所述至少两个方向的所述数字化接收欠采样信号执行数字希尔伯特变换，并且其中根据所述信号的正交积得到所述相位差。

7.根据权利要求3所述的方法，其中，通过沿着所述至少两个方向的所述数字化接收欠采样信号的数字傅里叶变换来形成复数信号表示，以提供实部和虚部，并且其中根据所述信号的正交积得到所述相位差。

8.根据权利要求3所述的方法，其中，对于沿着所述至少两个方向的所述数字化接收欠采样信号，利用所述数字化接收欠采样信号作为实部，而数字化希尔伯特变换作为虚部来形成复数信号表示，并且其中将每个复数信号表示与预选函数组进行相关以选择表示所述数字化接收欠采样信号的函数组，并且通过确定所选择的函数组之间的相移来确定所述传播时间的差异。

9.根据权利要求3所述的方法，其中，利用坐标旋转数字计算机(CORDIC)算法来得到沿着所述大体相对方向的所述数字化接收欠采样信号之间的所述相移。

10.根据前述权利要求中的任一项所述的方法，其中，针对通过相对于系统时钟对所发射的信号进行时移而获得的多个测量结果对沿着所述测量距离的所述传播时间的差异进行平均。

11.根据前述权利要求中的任一项所述的方法，其中，针对通过相对于系统时钟对所发射的信号进行相移而获得的多个测量结果对沿着所述测量距离的所述传播时间的差异进行平均。

12.根据前述权利要求中的任一项所述的方法，其中，针对通过所发射的信号的不同幅值水平之间的交替而获得的多个测量结果对沿着所述测量距离的所述传播时间的差异进行平均。

13.根据前述权利要求中的任一项所述的方法，其中，针对通过改变由所述发生器电路生成的所发射的信号的振荡次数而获得的多个测量结果对沿着所述测量距离的所述传播时间的差异进行平均。

14.一种被布置成测量流体的流速的超声波流量计，所述流量计包括：

-至少两个超声波换能器，所述至少两个超声波换能器被布置成横跨测量距离在相对方向上发射和接收超声波信号；

-发生器电路，所述发生器电路用于由所述至少两个超声波换能器发射的声音波包的受控制的生成；

-接收器电路，所述接收器电路用于接收由所述至少两个超声波换能器发射的信号；

-用于数字信号处理的处理模块；

其中，所述流量计适于执行根据前述权利要求中的任一项所述的方法。