CN104168245B

CN104168245B - 用于无线通信系统的传输方法

Info

Publication number: CN104168245B
Application number: CN201410409371.5A
Authority: CN
Inventors: 廖彦钦; 吴承轩; 杜勇赐
Original assignee: MediaTek Inc
Current assignee: MediaTek Inc
Priority date: 2010-05-15
Filing date: 2011-01-11
Publication date: 2017-10-27
Anticipated expiration: 2031-01-11
Also published as: TW201141139A; US8374074B2; CN104168245A; CN102244632A; US20110281534A1; CN102244632B

Abstract

本发明公开用于无线通信系统的传输方法，该方法包括：将传输通道分成多个非连续的通道片段；以及将相位旋转向量中的多个相位旋转数值分别应用到在该多个非连续的通道片段中的每一个通道片段中的对应子通道上的待传信号。

Description

用于无线通信系统的传输方法

本发明是2011年01月11日所提出的申请号为201110004657.1、发明名称为“降低峰均值功率比的相位旋转方法及传送器”的发明专利申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及用于无线通信系统的传输方法。

背景技术

无线局域网络(Wireless Local Area Network，WLAN)技术是热门的无线通信技术之一，最早用于军事用途，近年来广泛应用于各种消费性电子产品，如桌上型计算机、笔记型计算机或个人数字助理，用以提供大众更便利及快速的互联网通信功能。无线局域网络通信协议标准IEEE802.11系列是由国际电机电子工程师学会(Institute ofElectrical and Electronics Engineers，IEEE)所制定。符合无线局域网络通信协议标准IEEE802.11的产品在通过无线相容性联盟(Wireless Fidelity Alliance，WFA)的认证流程之后，会被授予一商标品牌名称WiFi，用以表示产品已被无线相容性联盟所认证。

详细来说，无线局域网络通信协议标准IEEE802.11系列包含超过20个不同种类的标准，而以在IEEE802.11之后附加的字母互相区别。常见的无线局域网络通信协议标准IEEE802.11系列为IEEE802.11a、802.11b、802.11g、802.11n标准等。在IEEE802.11系列中，各标准间最大不同点在于调制技术与最大数据传输速率。举例来说，以调制待传信号而言，802.11a/g/n标准采用正交频分复用(orthogonal frequency division multiplexing，OFDM)调制技术，而802.11b/g采用直接序列扩频(direct-sequence spread spectrum，DSSS)调制技术。与IEEE802.11a/g标准不同的是，IEEE802.11n标准使用多输入多输出(Multiple Input Multiple Output，MIMO)技术及其它新功能，大幅改善了数据速率及传输吞吐量(Throughput)，同时，通道带宽由IEEE802.11a/g标准的20MHz增加为40MHz。

正交频分复用调制技术的优点在于频谱利用率高，以及能够抵抗多路径传输(Multipath Propagation)所造成的信号衰减效应等，然而，在无线局域网络系统中的信号传送机通过正交频分复用调制技术以调制待传信号之后，其调制信号的峰均值功率比(Peak-to-Average Power Ratio，PAPR)容易过高，而造成调制信号在信号传送机的射频(radio frequency，RF)电路进行处理时容易产生失真，最后导致信号接收机可正确检测分组的机率降低。

为了降低调制信号的峰均值功率比，IEEE802.11n标准采用相位旋转的方法以应用在调制信号上。首先，将IEEE802.11n标准用来传输待传信号的40MHz通道分成两个20MHz的子通道，其于频域(Frequency domain)为一上半部20MHz子通道及一下半部20MHz子通道。之后，套用相位旋转90度的方法于上半部20MHz子通道的待传数据上，使得传输待传信号分组时，可减低IEEE802.11n标准的40MHz通道的峰均值功率比。因此，接收端可正确检测分组的机率会提升。

另外，为了实现更高品质的无线局域网络系统传输，相关单位正在制定新一代的IEEE802.11ac标准，是超高吞吐量(Very High Throughput，VHT)的无线局域网络标准。相较于IEEE802.11n标准，IEEE802.11ac标准使用与IEEE802.11n相同的多输入多输出技术，但通道带宽由IEEE802.11n标准的40MHz提高至80MHz。此外，IEEE802.11ac标准可还提供160MHz传输的解决方案，以大幅提升数据传输速率及吞吐量。其中，160MHz传输可由具有频率间隔的两个80MHz通道片段所组成，而此种方式被称为非连续(non-contiguous)通道配置。由于IEEE802.11ac标准的带宽增加与非连续通道配置的特性，原来用于IEEE802.11n标准的相位旋转方法无法直接应用在IEEE802.11ac标准上。因此，减低IEEE802.11ac标准的传输信号的峰均值功率比是业界所关注的课题。

发明内容

因此，本发明的主要目的在于提供一种相位旋转方法，以减低于一无线通信系统中的一传输通道的峰均值功率比。

本发明公开一种减低信号峰均值功率比的方法，用于一无线通信系统的一传输通道，该传输通道分成多个通道片段。该方法包含有利用多个相位旋转向量，计算对应于该多个通道片段的多个峰均值功率比；根据该多个峰均值功率比，由该多个相位旋转向量，选择多个特定相位旋转向量；以及使用该多个特定相位旋转向量中一特定相位旋转向量，旋转一待传信号的一相位。

本发明另公开一种传送器，用于一无线通信系统，用来执行一种减低信号峰均值功率比的方法，用于一无线通信系统的一传输通道，该传输通道分成多个通道片段。该方法包含有利用多个相位旋转向量，计算对应于该多个通道片段的多个峰均值功率比；根据该多个峰均值功率比，由该多个相位旋转向量，选择多个特定相位旋转向量；以及使用该多个特定相位旋转向量中一特定相位旋转向量，旋转一待传信号的一相位。

本发明还公开用于无线通信系统的传输方法，该方法包括：将传输通道分成多个非连续的通道片段；以及将相位旋转向量中的多个相位旋转数值分别应用到在该多个非连续的通道片段中的每一个通道片段中的对应子通道上的待传信号。

附图说明

图1为本发明实施例具有一非连续通道配置的一传送器系统的示意图。

图2为本发明实施例于频域中具有一通道遮罩的非连续80MHz通道片段示意图。

图3为本发明实施例于频域中一80MHz通道的示意图的示意图。

图4为本发明实施例一流程的示意图。

图5为本发明实施例一表格的示意图。

【主要元件符号说明】

10 传送器系统

102、104 基频处理单元

106、108 数字模拟转换器

110、112 中频处理单元

114 频率偏移器

116 加法器

118 射频处理单元

40 流程

400、402、404、406、408 步骤

50 表格

具体实施方式

请参考图1，图1为本发明实施例具有一非连续通道配置的一传送器系统10的示意图。传送器系统10用于提供非连续通道片段，以传送调制信号。由图1可知，传送器系统10分为上半部与下半部两个部分，其用来表示传输调制信号的两个独立通道，且上、下半部具有相似的架构。传送器系统10的上半部包含一基频(baseband)处理单元102、一数字模拟转换器(digital-to-analog converter，DAC)106以及一中频(intermediate frequency，IF)处理单元110。同样地，传送器系统10的下半部包含一基频处理单元104、一数字模拟转换器108以及一中频处理单元112。另外，相较于上半部，传送器系统10的下半部尚包含一频率偏移器114。其中，数字模拟转换器106、108将基频数字信号转换为基频模拟信号，中频处理单元110、112将基频模拟信号转换为中频模拟信号，而下半部的频率偏移器114则用来使下半部的中频模拟信号偏移exp(j2πΔt)。接着，上半部及下半部的中频模拟信号通过一加法器116相加之后，通过一射频(radio frequency，RF)处理单元118将加法器116相加后的结果转换为射频模拟信号。

由上可知，在传送器系统10中，由于下半部的中频模拟信号与上半部的中频模拟信号相隔exp(j2πΔt)的频率偏移，因此，当上、下半部的中频模拟信号相加后并转换至射频模拟信号时，射频模拟信号于频域(frequency domain)上会呈现具有一频率分隔的两个非连续(non-contiguous)通道片段。

值得注意的是，传送器系统10的设计根据所需的非连续通道片段的数目以及在非连续通道片段之间所需的频率分隔，然而，本领域技术人员当可据以做不同的变化及修饰，而不限于此。另外，通过数字模拟转换器转换数字信号至模拟信号的步骤会于传送器系统10的上半部与下半部均产生峰均值功率比(peak to average power ratio，PAPR)，如图1所示的峰均值功率比PAPR1、PAPR2。而传送器系统10的总峰均值功率比为峰均值功率比PAPR3，且与峰均值功率比PAPR1、PAPR2以及上下半部通道的频率分隔有关。

请参考图2，图2为本发明实施例于频域中具有一通道遮罩(channel mask)的非连续80MHz通道片段的示意图。非连续80MHz通道片段的每一80MHz通道片段分为四个20MHz子通道(subchannels)。通道遮罩用于指示一子通道是否有效(active)，当通道遮罩标记为「1」时，则该子通道被视为闲置(idle)且有效，因此，可在该子通道上传输信号。举例来说，160MHz的数据传输需要由八个有效20MHz子通道组成以实现需求。

请参考图3，图3为本发明实施例于频域中一80MHz通道的示意图。该80MHz通道分为四个20MHz子通道(subchannels)，由低频至高频分别标示为A、B、C、D。信号S_A、S_B、S_C、S_D分别表示子通道A、B、C、D所传送的信号。为了减低该80MHz通道的峰均值功率比，子通道A、B、C、D分别使用相位旋转数值θ₁、θ₂、θ₃、θ₄来相对应旋转信号S_A、S_B、S_C、S_D。因此，在子通道A、B、C、D上的待传信号可分别表示为S_A×exp(j2πθ₁)、S_B×exp(j2πθ₂)、S_C×exp(j2πθ₃)、S_D×exp(j2πθ₄)。

请参考图4，图4为本发明实施例一流程40的示意图。流程40用来于无线通信系统中，减低传输通道的峰均值功率比，该传输通道由多个通道片段所组成。在该多个通道片段的其中的二个通道片段之间具有一特定频率分隔，所以该传输通道被视为一非连续通道配置。流程40包含下列步骤：

步骤400：开始。

步骤402：利用多个相位旋转向量，计算对应于该多个通道片段的多个峰均值功率比。

步骤404：根据该多个峰均值功率比，由该多个相位旋转向量，选择多个特定相位旋转向量。

步骤406：使用该多个特定相位旋转向量中一特定相位旋转向量，旋转一待传信号的一相位。

步骤408：结束。

根据流程40，本发明利用多个相位旋转向量，计算对应于多个通道片段的多个峰均值功率比，然后根据已计算的多个峰均值功率比的数值，从该多个相位旋转向量中选择多个特定相位旋转向量，最后使用其中的一特定相位旋转向量旋转待传信号的相位(为简单说明起见，待传信号以下称为信号sig_tx)。简单地说，通过本发明，相位旋转向量用来计算对应于各通道片段的峰均值功率比，且选自相位旋转向量的特定相位旋转向量用来计算信号sig_tx的相位。在此情形下，当传输通道使用特定相位旋转向量计算对应于通道片段的峰均值功率比时，本发明根据已计算的峰均值功率比，由多个相位旋转向量，选择多个特定相位旋转向量，再利用其中的一特定相位旋转向量旋转信号sig_tx的相位。

通过流程40，在计算对应于传输通道中通道片段的峰均值功率比之后，本发明根据已计算的峰均值功率比的数值，从相位旋转向量中选择特定相位旋转向量，以旋转信号sig_tx的相位，因而可降低传输通道的峰均值功率比。值得注意的是，流程40为本发明实施例，本领域技术人员当可据以做不同的变化或修饰。举例来说，以降低传输通道的峰均值功率比而言，利用步骤404从已计算的峰均值功率比中决定较低峰均值功率比数值之后，由多个相位旋转向量中，选择对应于较低峰均值功率比数值的多个特定相位旋转向量。另外，可在多个特定相位旋转向量的其中的一特定相位旋转向量中加入一常数相位向量，用以减低对应于通道片段的峰均值功率比。当然，用于选择特定相位旋转向量的标准并不局限于上述，其他标准，例如选择最低峰均值功率比数值，也可套用在步骤404中，以符合不同系统需求。

以160MHz传输通道为例，160MHz传输通道分为两个80MHz通道片段，且如图3所示，每一个80MHz通道片段由四个20MHz子通道A、B、C、D所组成。因此，根据流程40，先利用相位旋转向量来计算对应于两个80MHz通道片段的峰均值功率比，再由相位旋转向量中选择特定相位旋转向量，用以旋转信号sig_tx的相位。在此情形下，子通道A、B、C、D上的信号S_A、S_B、S_C、S_D以相对应于已选择的相位旋转向量的相位旋转值θ₁、θ₂、θ₃、θ₄旋转，则子通道A、B、C、D上的待传信号表示为S_A×exp(j2πθ₁)、S_B×exp(j2πθ₂)、S_C×exp(j2πθ₃)、S_D×exp(j2πθ₄)。

由上可知，一个80MHz通道片段的四个子通道需要配置四个相位旋转值以旋转相对应子通道的信号，而相关于四个相位旋转值的相位旋转向量的集合可使用如下的N×4旋转矩阵Φ表示:

另外，用于旋转子通道A、B、C、D待传信号的四个相位旋转值为该N×4相位旋转矩阵Φ中的其中的一相位旋转向量，可由下式表示:

[θ₁ θ₂ θ₃ θ₄]＝φ _k，k＝1,2,...,N，

其中，φ _k为相位旋转向量。在N×4相位旋转矩阵Φ中的所有相位旋转向量皆可套用于80MHz通道片段的四个子通道上，以分别计算每一相位旋转向量对应于80MHz通道片段的峰均值功率比，之后，根据最低峰均值功率比数值，由多个相位旋转向量中，选择对应于最低峰均值功率比数值的多个特定相位旋转向量，以旋转信号S_A、S_B、S_C、S_D。此外，特定相位旋转向量可结合为一8×4相位旋转矩阵Φ₈₀，其数学式表示如下:

换句话说，当使用8×4相位旋转矩阵Φ₈₀的任一相位旋转向量来旋转80MHz通道片段相对应子通道上的信号时，在计算80MHz通道片段的峰均值功率比后，可利用该相位旋转方法以降低峰均值功率比，进而获得最低峰均值功率比数值。

值得注意的是，在相位旋转矩阵Φ₈₀中的相位旋转值以弧度(radian)格式表示。另外，为了特别说明实际旋转角度起见，8×4相位旋转矩阵Φ₈₀可与数值2π相乘后，转换为以角度格式表示的8×4相位旋转矩阵Φ'₈₀，其数学式表示如下:

另外，由于子通道A、B、C、D上的待传信号以指数型(exponential)格式表示，即S_A×exp(j2πθ₁)、S_B×exp(j2πθ₂)、S_C×exp(j2πθ₃)、S_D×exp(j2πθ₄)，为了降低计算的复杂度，待传信号的指数部分可事先与8×4相位旋转矩阵Φ₈₀合并计算，其结果如下所示:

因此，在子通道A、B、C、D上的待传信号可简单利用于8×4相位旋转矩阵Φ₈₀″中已选择的相位旋转向量数值与信号S_A、S_B、S_C、S_D相乘而得到。举例来说，当已选择的相位旋转向量为8×4相位旋转矩阵Φ₈₀″的第6个相位旋转向量[1 -1 -1 -1]时，信号S_A、S_B、S_C、S_D分别与1、-1、-1、-1相乘，所以子通道A、B、C、D上的待传信号为S_A、-S_B、-S_C、-S_D。

另外，可加入一常数相位向量至用于80MHz通道片段的已选择相位旋转向量中，以进一步降低160MHz传输通道的峰均值功率比。举例来说，用于80MHz通道片段的四个相位旋转值为N×4相位旋转矩阵Φ中其中的一相位旋转向量加入常数相位向量的结果，其数学式表示如下:

[θ₁ θ₂ θ₃ θ₄]＝φ _k+[α α α α]，k＝1,2,...,N。

因此，该四个相位旋转值可简单以[列编号，常数]来表示。其中「列编号」为已选择的相位旋转向量于N×4相位旋转矩阵Φ中所属列的编号，而「常数」为常数相位向量代表的数值。如果已选择的相位旋转向量可使得80MHz通道片段的峰均值功率比得到最低数值时，该已选择的相位旋转向量为8×4相位旋转矩阵Φ₈₀中的其中的一相位旋转向量。

由图1可知，传送器系统10的总峰均值功率比与上、下半部的峰均值功率比以及上、下半部的频率间隔相关。因此，为了选择一相位旋转向量以降低160MHz传输通道的峰均值功率比，可利用不同相位旋转向量及常数相位向量不同的组合变化以分别计算对应于160MHz传输通道的峰均值功率比。值得注意的是，相位旋转向量可由8×4相位旋转矩阵Φ₈₀中作出选择，而常数相位向量可为任一常数值。举例来说，常数相位向量可为一零向量[0 00 0]，而已选择的相位旋转向量可为8×4相位旋转矩阵Φ₈₀的第6个相位旋转向量[0 0.50.5 0.5]。因此，用于旋转子通道信号的新相位旋转向量为相位旋转向量[0 0.5 0.5 0.5]加上常数相位向量[0 0 0 0]。换句话说，新相位旋转向量为[0 0.5 0.5 0.5]，由于常数向量为零向量之故，所以与原来8×4相位旋转矩阵Φ₈₀的第6个相位旋转向量相同。由上述不同格式转换式可知，新相位旋转向量[0 0.5 0.5 0.5]可对应至8×4相位旋转矩阵Φ₈₀'的第6个相位旋转向量[0° 180° 180° 180°]以及8×4相位旋转矩阵Φ₈₀″的第6个相位旋转向量[1 -1 -1 -1]。最后，160MHz传输通道(即两个非连续的80MHz通道片段)可利用[1 -1 -1-1][1 -1 -1 -1]旋转于两个非连续的80MHz通道片段的待传信号的相位，进而降低160MHz传输通道的峰均值功率比。

请参考图5。图5为本发明实施例一表格50的示意图。表格50表示根据两个80MHz通道片段之间的不同频率间隔所得出[列编号，常数]的模拟结果，其中模拟结果表示用于两个80MHz通道片段的[列编号，常数]可得到160MHz输通道的最低峰均值功率比数值。举例来说，当频率间隔为160MHz时，在频域中，较低80MHz通道片段使用[列编号，常数]＝[7，0]旋转信号。因此，用于较低80MHz通道片段的已选择相位旋转向量为8×4相位旋转矩阵Φ₈₀的第7个相位旋转向量[0 0.25 0 0.75]加上常数相位向量[0 0 0 0]。同样地，在频域中较高80MHz通道片段使用[列编号，常数]＝[1，0.25]旋转子通道的信号。因此，较高80MHz通道片段的相位旋转向量为8×4相位旋转矩阵Φ₈₀的第1个相位旋转向量[0 0.5 0 0]加上常数向量[0.25 0.25 0.25 0.25]。换句话说，对于旋转160MHz传输通道信号的相位而言，用于较低80MHz通道的新相位旋转向量为[0 0.25 0 0.75]，而用于较高80MHz通道的新相位旋转向量为[0.25 0.75 0.25 0.25]。然而，由于模拟所有可能的频率间隔值可能会花费太多时间，所以本发明提供可节省模拟时间的方法，即选择[列编号，常数]＝[2，0.75]的方法，套用于160MHz传输通道中两个80MHz通道片段的所有频率间隔。简单来说，用于两个80MHz通道片段的新相位旋转向量为8×4相位旋转矩阵Φ₈₀的第2个相位旋转向量[0 0 0.5 0]加上常数相位向量[0.25 0.25 0.25 0.25]的结果，即新相位旋转向量为[0.25 0.25 0.750.25]。

值得注意的是，本发明的主要概念在于套用旋转待传信号相位的方法以降低非连续通道配置的峰均值功率比，本领域技术人员当可据以做不同的变化或修饰，而不限于此。举例来说，在做完所有模拟分析之后，对于具有两个80MHz通道片段的160MHz传输通道的所有频率间隔而言，使用[列编号，常数]＝[2，0.75]旋转相对应子通道的信号可得到较好模拟结果。然而，就实际运用来说，传送器系统电路中使用的电子元件的材料、效能等，皆会影响模拟结果。因此，需要选择适当的相位旋转向量及相对应的常数相位向量以补偿上述的影响，以降低160MHz传输通道的峰均值功率比。

除此之外，根据较低峰均值功率比数值为判定标准所选择的相位旋转向量可降低具有非连续通道配置的传输通道的峰均值功率比，并可另使用常数向量进而减低传输通道峰均值功率比。因此，零常数向量可应用在已选择的相位旋转向量，用于降低模拟负荷、传送器的电路复杂度或其他干扰的补偿。

另一方面，在硬件实现方面，可以软件、固件等方式，将数据撷取流程40转换为一程序，并存储于一存储器中，以指示一微处理器执行数据撷取流程40的步骤。这些将数据撷取流程40转换为适当程序以实现对应的传送器，应为本领域技术人员所熟知的技术。

综上所述，本发明提供于非连续通道配置上，用于待传信号的相位旋转方法以降低传输通道的峰均值功率比。因此，本发明可套用至IEEE802.11ac标准中，进而降低传输通道的峰均值功率比。

以上所述仅为本发明的优选实施例，凡依本发明权利要求书所做的均等变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。

Claims

1.用于无线通信系统的传输方法，其特征在于，该方法包括：

将传输通道分成多个非连续的通道片段；以及

将相位旋转向量中的多个相位旋转数值分别应用到在该多个非连续的通道片段中的每一个通道片段中的对应子通道上的待传信号，以降低所述传输通道的峰均值功率比。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，

该多个非连续的通道片段的每一个通道片段包括4个子通道以及该相位旋转向量为[1-1 1 1]，[1 1 -1 1]，[1 -j 1 j]，[1 j -1 j]，[1 1 1 -1]，[1 -1 -1 -1]，[1 j 1 -j]或者[1 -j -1 -j]。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在将相位旋转向量中的多个相位旋转数值分别应用到在该多个非连续的通道片段中的每一个通道片段中的对应子通道上的待传信号之前，该方法还包括：

利用多个相位旋转向量，计算对应于该多个非连续的通道片段的多个峰均值功率比；

确定该多个峰均值功率比中的最低峰均值功率比；

从该多个相位旋转向量中，选择对应于该最低峰均值功率比的相位旋转向量。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，

该方法还包括：加入常数相位向量到所选择的该相位旋转向量得到新相位旋转向量，用以最小化对应于该多个通道片段的峰均值功率比，其中，所述新相位旋转向量是应用到所述对应子通道上的待传信号的相位旋转向量。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，该常数相位向量是一零向量。