CN104143914B

CN104143914B - 多相电流调整期间的电流斜变

Info

Publication number: CN104143914B
Application number: CN201410110842.2A
Authority: CN
Inventors: C·M·扬; S·S·齐达毕; J·R·托克
Original assignee: Intersil Americas LLC
Current assignee: Intersil Americas LLC
Priority date: 2013-05-08
Filing date: 2014-03-24
Publication date: 2018-06-05
Anticipated expiration: 2034-03-24
Also published as: CN104143914A

Abstract

本申请涉及多相电流调整期间的电流斜变。电流共享配置中的电压调整器可将总电流提供给共同负载，并可同时被导通以使部分电流向上斜变。每个电压调整器可提供在电流共享配置中相应的部分电流。目标电流值可从部分电流的循环平均的电流值以及电压调整器的电压误差值中确定，并且当电压调整器导通时每个部分电流可被斜变至目标电流值而不是循环平均电流值，由此导致更稳定和平衡的电流斜变。预测性多相数字控制器因此可基于测得或推断出的电感器电流所确定的目标电流和误差电压来工作。可根据预测性多相数字控制器的操作来计算脉宽、脉冲位置和脉冲频率(增加或跳过脉冲)。

Description

多相电流调整期间的电流斜变

优先权声明

本申请请求2013年5月8日和2013年12月31日提交的题为“Current RampingDuring Multiphase Current Regulation(多相电流调整期间的电流斜变)”的美国临时专利申请61/820,821和美国非临时专利申请14/144785的优先权，这两件申请的发明人为Chris M.Young、Sundar Kidambi和Jim Toker，并且这两件申请就像在本文中充分和完全阐述那样被援引包含于此。

技术领域

本发明涉及调整电流，更具体地涉及多相电流调整。

附图说明

图1示出根据现有技术作为降压转换器而已知的功率转换器的一个实施例的电路图；

图2示出根据现有技术具有向共同节点提供电流的多个电压调整器的电流共享配置的电路图；

图3示出根据现有技术的方法当电流在单个循环中被校正时占空比的值和电感器电流之间的关系；

图4示出根据一个实施例当电流在单个循环中被校正时占空比的值与电感器电流之间的关系；

图5示出根据一个实施例当电流在单个循环中被校正时占空比的值与电感器电流之间的关系以及在功率转换器输出处的电荷；

图6示出根据另一实施例当电流在单个循环中被校正时占空比的值与电感器电流之间的关系以及在功率转换器输出处的电荷；

图7示出当斜变至循环平均值时电流共享配置中的两个部分电感器电流的表现的波形图，并进一步示出表示在同一时间周期内调整器输出电压的表现的波形图；

图8更详细地示出表示来自图7的两个部分电感器电流的表现的波形图；

图9示出在斜变期间两个部分电流、PWM驱动信号和占空比控制命令的表现之间的关系的第一组波形；

图10示出在斜变期间多个部分电流、PWM驱动信号和占空比控制命令的表现之间的关系的第二组波形；

图11示出在斜变期间多个部分电流、PWM驱动信号和占空比控制命令的表现之间的关系的第三组波形，其指示了当强行地同时导通所有的部分电流时所产生的电流不平衡；

图12示出表示在斜变期间多个部分电流、PWM驱动信号和占空比控制命令的表现之间的关系的第四组波形，这指示了当所有电流一起平移时电流锁的效果，而PWM工作在稳态占空比处并在平移电流时被“冻结”；

图13示出表示全部被驱动至与平均电流值不同的同一目标电流值的多个部分电流的表现的波形；

图14示出表示相电流及其相应的驱动信号的表现之间的关系的波形图，其指示了脉冲可处于循环中的任何位置；

图15示出可用于电流共享配置中的电压调整器的控制器的一个实施例的方框图；

图16示出表示当采用预测性中点电流调整器时的负载电流(相电流)的表现的波形图；

图17A示出表示揭露次谐波振荡问题的电感器电流的表现的波形图；

图17B示出表示电感器电流的表现的波形图以及如何可以消除图17A中示出的次谐波振荡问题；

图18示出表示在10-150A的模拟期间使用1A/ns负载步进的输出电压和多相电流的表现的波形图；

图19示出表示在切换频率为600KHz时负载频率扫描的模拟期间输出电压和多相电流的表现的波形图；

图20示出表示在100mV/μs处对于1.8-->0.8V、0.8-->2.3V的模拟期间输出电压和多相电流的表现的波形图；

图21示出可用于电流共享配置中的电压调整器的可变频率数字EAPP(增强的有源脉冲定位)控制器的一个实施例的方框图；

图22示出提供电感器电流估计器的一个实施例的基础的电路；

图23示出表示在图22所示的电路的工作期间电感器电流和相应的驱动信号的表现的波形图；

图24示出具有固定频率的预测性电流调制器的一个实施例的方框图；

图25示出表示在图24所示电路的工作期间电感器电流和相应的驱动信号的表现的波形图；

图26示出数字EAPP调制器的一个实施例的方框图；

图27示出表示在图26所示电路的工作期间电感器电流和相应的驱动信号的表现的波形图；

图28示出快速负载瞬变检测器(D-EAPP)的一个实施例的方框图；

图29A示出表示在电感器电流的背景下高侧FET控制信号的“导通时间”的第一可能的布置的波形图；

图29B示出表示在电感器电流的背景下高侧FET控制信号的“导通时间”的第二可能的布置的波形图；

图29C示出表示在电感器电流的背景下高侧FET控制信号的“导通时间”的第三可能的布置的波形图；

图30A示出表示高侧FET控制信号和电感器电流的波形图；

图30B示出表示高侧FET控制信号和电感器电流的波形图，其示出与用以执行预测性电流控制的可适用控制方程对应的“开始时间”参数；

图30C示出表示高侧FET控制信号和电感器电流的波形图，其指示与用以执行预测性电流控制的可适用控制方程对应的“导通时间”参数；

图31示出表示电感器电流和相应的驱动信号的表现的波形图，其指示可用来向前移动脉冲而不改变脉宽(占空比)的微分项。

图32示出表示根据第一控制序列的电感器电流和相应驱动信号的表现的波形图；

图33示出表示根据第二控制序列的电感器电流和相应驱动信号的表现的波形图；

图34示出表示根据第三控制序列的电感器电流和相应驱动信号的表现的波形图；

图35示出表示根据第四控制序列的电感器电流和相应驱动信号的表现的波形图；

图36示出当在时钟循环之间存在一个“导通时间”时的电感器电流的波形；以及

图37示出表示具有逐个样本进行的预测的模拟电流分布的波形图。

虽然本发明容易得出多种修改和替代形式，但已经借助示例在附图中示出且即将详细描述其特定实施例。然而，应当理解的是，附图和对其的详细描述不旨在将本发明限制为所公开的具体形式，相反，本发明旨在涵盖落在所附权利要求所限定的本发明的精神和范围内的所有修改、等效物以及替代物。注意，标题仅为了组织目的并且不旨在用来限制或解释说明书或权利要求书。此外，注意词“可以”在本申请中全篇地用于容许的含义(即有可能、能够)，而不是强制含义(即必须)。术语“包括”及其衍生词表示“包括，但不限于”。术语“耦合”表示“直接或间接地连接”。

具体实施方式

DC-DC电压转换经常通过切换电压调整器或步降调整器来实现，该调整器也被称为电压转换器或负载点(POL)调整器/转换器，它根据需要通过一个或多个负载设备将较高电压(例如12V)转换成较低值。更概括地说，电压调整器和电流调整器被统称为功率转换器，在本文中，术语功率转换器旨在涵盖所有这些设备。常见架构的特征在于将较高电压分配给多个电压调整器，每个电压调整器产生不同的(或可能相同的)电压至一个或多个负载。切换电压调整器经常使用两个或更多个功率晶体管，以将一个电压处的能量转换至另一电压。通常被称为“降压调整器”的这种电压调整器100的一个常见例示出于图1中。降压调整器100一般切换一对功率晶体管(138和140)以在这对晶体管的公共节点SW处产生方波。可以使用包括电感器142和电容器144的LC电路来平滑化所产生的方波，以产生要求的电压Vout。由误差放大器146、比例积分微分(PID)滤波器132、脉宽调制器(PWM)134和输出控制电路136构成的控制环可被配置成控制输出方波的占空比，并因此控制Vout的结果值。

通过共享的负载点供电分配功率与单负载点供电或POL调整器相比具有许多吸引人的优势。通过在宽范围的输出电流上的更高效率、通过冗余实现的可靠性以及分布的热耗散，分配或电流共享可用来适应与低电压应用关联的不断增大的电流需求。电流共享配置的一个例子示出于图2中。POL转换器102、104和106(代表第一、第二和第N POL转换器)可耦合至数字通信总线120，它们相应的调整的电压输出通过相应的电感器103、105和107和电容器110而共享，以在由电阻112表示的负载处提供单个电压。应当注意，尽管在图2中输出级(HS FET和LS FET晶体管对)图示为在相应的POL转换器之外，但在图1中输出级被表示为POL调整器的一部分，以最好地突出不同实施例的某些指定的特征。也应当注意，尽管输出级是POL转换器的功能部分，当POL转换器例如被配置在集成电路(IC)上时，控制电路和输出级可被配置在同一IC上，也可以不那样。本领域内技术人员将理解，本文描述的POL调整器的各种例示旨在包括根据本文描述的电流共享原理的所有可能的实现。

在一组实施例中，低带宽、多阶数字控制环可被配置成通过将从属设备(在数字通信总线上作为从属设备工作的POL调整器)的负载线对准于主设备(在数字通信总线上作为主设备工作的POL调整器)来平衡设备输出之间的不均等性。然而，一阶数字控制环可能是足够的。自治的或专用的主POL调整器(例如POL调整器104)可将其感测到的输出电流数字化，并在传统的主-从配置中将指示数字通信总线120上的该电流的值的信息发送至该组中所有的从属POL调整器(例如POL调整器102、106)。所有从属设备可基于主设备的输出电流的值和相应的从属设备的输出电流的值之间的差来调整它们相应的控制FET的占空比以有效地向上或向下增加或减少它们的目标输出电压。输出电压的修整的一个实施例可通过调节前端误差放大器(调整器150中的放大器146)的目标电压(调整器150中的Vref)来实现。输出电压的修整的其它实施例可通过缩放占空比来实现，所述缩放占空比要么通过校正控制滤波器(调整器150中的132)中的抽头要么通过调整对占空比控制块(调整器150中的134)的控制数来实现。主设备可在诸如I2C、SMBus或一些其它通信总线(例如图2配置中的120)的通信总线上主动地发送指示其电流值的信息，而从属设备可使用该信息来修整其已编程的基准电压从而平衡该系统中的每个设备的电流加载。主设备可继续发送该信息直到错误出现、其相位下落、或其通信接口失效为止，此时该组中的其它从属设备可调处新的主设备。部分电流(即在电流共享组中的诸POL调整器的各电流)由此可被平衡至例如具有16Hz更新带宽的平均部分负载电流的5％之内。

例如，图1所示的电压调整器100和图2所示的调整器102、104、106这样的电压调整器例如通常包括用于从瞬变输出电压偏离中恢复的机制。这些短期电压偏离可能是由多种控制环干扰造成的，例如目标基准电压变化、输入总线电压阶变、负载电流瞬变以及可能使输出电压从其预期的额定值偏离的其它事件。典型地，电压调整器的控制环(包括输出控制136)内的信号处理电路处理这些电压偏离。然而，由控制环实现的恢复过程是相对慢的。总地来说，在可靠的电压调整器的设计中最常被考虑的因素包括瞬变响应、宽范围上的输出稳定性、使用的方便性以及成本。这些因素也是电流共享配置中的考量因素，例如图2所示的那个配置。

为了获得专门要求的系统性能，因此也需要对电压调整器(或更具体地，对具有至少一个受控输出的功率转换器或系统)进行补偿以从瞬变输出电压偏离中恢复。然而，补偿经常是难以实现的。许多应用需要瞬变响应以及高带宽响应。例如，使用电压模式控制(例如电压模式PWM控制(例如图1所示))的传统调整器一般需要补偿。电流模式控制机制需要较少的补偿，但仍旧是需要补偿的。另外，电流模式控制可能容易使系统对电流测量过程中经常引入的噪声更为敏感。尽管磁滞控制模式需要非常少的补偿或者不需要补偿，但它们需要切换频率的稳定，因为稳定的频率在某些应用中通常是一种重要的需求，例如在电信应用中。此外，磁滞控制在多相应用中难以同步。

在一组实施例中，电压调整器可工作在恒定的切换频率处，并可具有第一瞬变响应而无需用于调整的电流测量(而是至少基于电压调整器的输出的已建立的稳态表现来推测电感器电流，尽管其它实施例如优选的那样可包括电流测量而不是推测电感器电流)，并且无需补偿。无补偿供电的一种方法是一循环(或单循环)控制。在一些实施例中，在系统200中的每个POL调整器中实现的数字调制器可工作在固定频率处并具有高带宽，以有可能实现各POL调整器的良好瞬变响应。调制器也可被设计成无补偿地工作。尽管这种单循环控制对于单POL调整器可良好地工作，然而当在例如图2所示系统200的电流共享配置中运作POL调整器时数字控制中固有的等待时间可能成为问题。更具体地，数字等待时间和固定频率可能限制了瞬变响应，同时仍然需要应付在高重复率瞬变事件期间的动态电流平衡。前面提到的数字调制器可作为单循环调整器(ASCR)而工作，ASCR可校正单个切换循环中的电压偏离。切换循环可具有固定周期(恒定切换频率)，这对电信应用是有优势的，并且天生是稳定的，并易于使用。ASCR也可省去执行快速电流测量的需要，所述快速电流测量可能导致噪声并且产生模数转换器(ADC)的费用支出，该模数转换器(ADC)是产生用于数字处理的数字测量值所必需的。

因此，要求实现高带宽控制，这可通过固有的稳定性和波纹滤波来帮助实现。也要求实现双边沿调制以避免不得不等待下一循环以校正当前的循环，由此有效地使“采样”率翻倍。增益被确定为足以校正单循环中的瞬变，其中响应受到电感器/电容器滤波器限制而不是受到控制器限制。单循环方法的一个例子经由电路图300示出于图3中，电路图300示出负载电流I_L的表现，其示出不尽如人意的结果。如图3所示，可调节占空比(d_o代表稳态占空比，而d_o’代表经调节的占空比)以在一个循环内传递电荷/电流从而恢复电压。然而，该方法可能无法生效，因为在循环结束时(在时间T之后，在时间T’)电流不与要求的电流值(对于电容性情形)匹配以维持要求的输出电压值。如图3所示，作为由于调节输出电压所需的占空比调整的缘故在单个校正循环期间所引入的电荷的结果，电流过冲，由此导致输出电压过冲。

一种不同的、改进的方法可以包括：响应于在恢复输出电压时输出电压的瞬变偏离，调整电压调整器的输出处的电荷。可在电压调整器对瞬变偏离的响应被校正的(之前的)循环之后的循环期间，调节该电荷。可根据从当前循环/之前循环期间稳态占空比被设定至的各值以及从表征对该稳态占空比值作出的调整的值推导出的控制值，来调整该电荷，以当响应于输出电压的瞬时偏离导通来校正输出电压时减少电压调整器的响应时间。换句话说，平均电感器电流可跟踪负载电流，并且调节输出电压所需的电感器电流的改变可以被反转。这种方法的可能的结果经由图4中的电流图400示出。电荷调整对输出电流的影响的例子则示出于图5和图6中。阴影区域表示在输出处(具体地说在输出电容器上)的附加电荷，该附加电荷来源于旨在在单个校正循环内响应瞬变事件而调节输出电压的占空比调节。如图5和图6所示，负载电流不过冲，事实上除了在作出占空比调节的单个循环期间，负载电流不会改变。同样如图5和图6所示，d_o再次表示稳态占空比，而d_o’表示经调节的占空比。

在这种背景下，“不稳”可被认为是从一个切换循环转入至另一切换循环的“现象”，其最终建立一不合需结果的点。因此，稳定的关键可以是对单个切换循环隔离这种“现象”，从而不允许不合需的结果从一个循环至另一循环传播和建立。当新的循环开始时，相对于之前循环的改变是“未做的”。在一循环“内”的比例控制则可恢复电流，由此导致循环内的电荷模式控制。然而应当理解，由于高带宽和高增益，可能需要滤波来防止调制器尝试校正所观察到的“噪声”。传统的模拟滤波器(例如IIR)可提供一些校正，但大量的滤波导致大量延迟，这不利地影响带宽和稳定性。例如，当执行传统滤波时，一阶IIR滤波器(比如单级模拟滤波器)降低了噪声但引入了延迟，而较高阶的滤波器更好地衰减但引入了额外的延迟。此外，尽管FIR滤波能消除噪声(波纹)，但延迟仍然构成问题。因此，在各实施例中，可使用消除波纹并具有最小延迟的特定数字滤波器，这可导致20dB信噪比改善(这可被认为是“增益”改善)。

当考虑影响多相电流控制的各个问题时，动态电流平衡代表最大的挑战之一。优化研究已表明，单相ASCR已证明是强健的而不需要非线性增益。然而，从(例如图1中的调整器100的单调整器的)单相调整向(例如图2中的电流共享配置200中示出的调整器102、104、106这样的多个调整器的)多相电流共享调整的转变仍然是一大挑战。

电流斜变

图7示出根据具有两个相(即两个POL调整器，例如仅调整器102和104)的系统200的基本模型的表现，其中曲线图704表示输出电压V_OUT的表现，而曲线图702示出电感器电流I₁₀₃(由电感器103传导的电流)和I₁₀₅(由电感器105传导的电流)的表现，平均电流由迹线706表示。如曲线图702的上部所示，电流共享是适当的并且没有多少噪声存在。然而，同样如曲线图702用圆圈表示的下部所示，电流斜变被延迟，在电流I₁₀₅的这个特例下，它被图示为在朝向目标值再次上升之前先下滑，这代表不合需的表现。优选地，希望电流在无显著延迟的情况下向上斜变。图8中的曲线图802某种程度上更详细地示出了图7的曲线图702中示出的延迟的电流斜变。对于I₁₀₃，电流斜变可能由于PWM相位存在而被延迟。而对于I₁₀₅，尽管一开始不存在延迟，但是该电流在到达要求值之前会“反转”。总地来说，电流共享使电流斜变减慢，其中较快的斜变电流被减慢以与平均电流(迹线706)匹配。应当注意，图7和图8中表示的迹线和曲线图旨在示出包括两个POL调整器的电流共享配置中的相应电感器电流的斜变，所述POL调整器在图2中以示例方式给出。图7和图8(以及后面给出的其它曲线图)中表示的分析旨在突出某些工作原理，这些工作原理可被考虑在内以提供消除或最小化电流共享配置中电流斜变期间的延迟的方案，而不旨在表示图2所示的POL调整器的表现，但表示在没有用来消除或最小化POL调整器(例如图2所示的那些POL调整器)中的电流斜变期间的延迟的附加的系统和方法的情况下POL调整器的表现。此外，为简化起见，只示出两电感器电流，然而该分析等同地适用于电流共享配置中连接的三个或更多个POL调整器。

图9示出相(电感器)电流(920)、与相电流对应的PWM控制信号(930)以及用于控制/产生PWM信号的占空比命令(940)的时序图。如图9所示，对于“相1”(902)和“相3”(904)两者的电流在其达到命令的占空比之前下降了。在这段时间期间的占空比命令是50％，如占空比命令信号910以及对应的PWM信号906、908指示的那样，所述PWM信号906、908驱动用于分别产生电流902、904的调整器的相应输出级。迹线912表示PWM信号906、908的占空比的移动平均值，而三角波形914表示双边沿PWM控制的锯齿控制信号。同样如图9所示那样，耗费“相3”几乎第1/4个循环以作出响应，并且耗费“相1”几乎一整个周期来达到命令的占空比。还要注意，“相1”在到达命令的占空比之前截止。

图10再次示出相(电感器)电流(1020)、与相电流对应的PWM控制信号(1030)以及用于控制/产生PWM信号的占空比命令(1040)的时序图，但图10针对四个相电流而不是仅针对两个相电流。如图10所示，平均电流共享显著地减慢了电流斜坡。其它相被延迟，直到“导通”的相达到其稳态峰为止。然后，所有的相导通，但存在具有最低瞬时电流的相。由此在短时间之后，所有其它相必须截止以使最低相能赶上。该循环继续，藉此所有的相短暂地导通，然后在其它相截止的同时最低的相保持导通。时序图1040再次给出占空比命令1026的图示。

图11示出强制导通所有的相如何导致电流不平衡。图11也示出对于四个相电流的相(电感器)电流(1120)、与相电流对应的PWM控制信号(1130)以及用于控制/产生PWM信号的占空比命令(1140)的时序图。曲线图1120 示出基于整合的占空比与稳态占空比的差异的模拟电流的表现。图12示出相(电感器)电流(1220)、与相电流对应的PWM控制信号(1230)以及用于控制/产生PWM信号的占空比命令(1240)的时序图，并示出电流锁的影响，藉此所有电流一起平移(向上或向下)，否则PWM工作在稳态占空比处，并在平移电流时被“冻结”。迹线1204表示(各相的)各电感器电流，并指示电流在电流斜变之后是平衡的。迹线1206表示由迹线1204表示的电流的移动平均值。曲线图1240中的占空比控制迹线1226示出如何在大约时间点50处停止调制，并在大约时间点70处以之前调制停止时所在的同一值再次开始调制以恢复斜变。因此，如图12所示，在调制停止的时间周期内，电流共享实际上被禁用。

尽管图12中的电流波形看上去很好地平衡，但模拟的电流指示了该电流并不平衡直到斜变停止后的大约一个循环为止。由此，如图所示的例如模拟电流这样的电流可能无法用于实时地平衡这些电流。然而，如果在这个时间(即在斜变已停止后)调节“导通”时间以平衡这些模拟电流，则电流平衡可能受到破坏。在今日的系统中，一般确定电流的平均值，并且当开始电流共享配置时所有电流被驱动至所确定的平均值。然而，当尝试将所有电流驱动至平均值时，前述问题出现了。尝试将电流驱动至最大或最小电流值也可能无法解决这个问题，因为驱动至最大电流可能仅对施加负载有效，而驱动至最小电流可能仅对释放负载有效。

预测性电流定位

在一组实施例中，前述问题的一种解决方案包括驱动所有的相，即将所有相中的相应电流驱动至不同于平均电流值的同一目标电流。这示出于图13中，图13示出一波形图1300，该波形图1300示出对于四个相应相(电感器)电流的电流波形(迹线)1302、1304、1306和1308，并且由相应迹线1310、1312、1314和1316表示这些电流的相应移动平均值。所有相中的电流可尽可能快地斜变，并且它们自然地平衡在稳态中，同时也可平衡在非稳态中，只要对于所有相(内的电流)该目标值是相同的就行。在一组实施例中，可基于电压误差来确定该目标电流值，如下文中进一步描述的那样。“外环”(即电压调整环)可用来驱动电流目标，即将电流驱动至目标值。在一些实施例中，这可通过使用驱动脉冲的数字脉冲布置（也就是驱动POL调整器的输出级的脉冲，例如HS和LS FET）来达成。

如图14的时序图1400所示，使用数字控制，驱动信号(即驱动调整器的输出级的PWM信号)的脉冲的开始和停止可被布置在循环内的任何位置。图14中的示例性循环在左侧和右侧分别由时钟边沿1和时钟边沿2界定。考虑到在循环开始时的电流，“导通时间”可由循环结束时的要求的电流确定。可根据误差信号(例如，由图1所示的放大器146输出的误差信号)确定该要求的电流。开始时间可通过使脉冲位于循环中的中心、使循环中的平均电流与要求的电流匹配并根据例如dV/dt在一循环中使脉冲前移或后移来确定。在图14所示的时间线上，直至“t”的时间点表示过往的操作(1408)，计算出的脉冲1410被表示在t+t_on之间，并且计划的未来的操作1412在时间点t+t_on之后。I_phase1402表示在过往操作1408期间的相电流，平均电流I_aver1406对应于(I_phase的)之前的循环平均电流，而I_targ1404表示对于计划的未来的操作1412的作为目标的新平均电流。

在一组实施例中，数字多相系统的架构的主要特征可包括预测性模拟电流定位，该预测性模拟电流定位可以：用以基于计划的脉冲来预测电流波形以消除等待时间，在每个Fsw(切换周期)对每个相进行一次电流ADC读取；并被适配成估计电路参数(L,DCR,R_on)。这些特征也可包括简单PID(比例积分微分)电压外环、固定频率基础加上脉冲超前、根据需要的额外脉冲(其具有最大值每-相切换频率限幅器，例如1.5*Fsw)以及作为FW的倍数(例如24*Fsw到30*Fsw)的特定内部采样率。模拟数字多相模型的一组模拟条件如下：具有6个相的VR12.5负载，其中L/DCR=150n/300μ,C=4*470μ+52*14.4μ,Fsw=600KHz,VID=1.8V,Rdroop=1.2m欧姆,负载10-150A(1A/ns)。

图15示出根据前述原理可用于电流共享配置中的POL调整器的控制器的环设计1500的一个实施例的方框图。该控制器可包括模拟区1502和数字区1504，并可控制用于驱动负载1532的功率设施1506。图16示出一波形图1600，该波形图1600示出当采用预测性中点电流调整器时的负载电流的表现(并类似于图14所示的波形图1400)。每相的新目标平均电流可从当前电流的值和电压误差中计算出。因此，对于每个相，可使用下面的方程来确定目标电流值I_targ，每个相电流可朝向该目标电流值I_targ斜变，这是使用PID控制方法来达成的，所述方程表示如下：

I_targ=I_aver+P*v_error+I*integ(v_error)+D*deriv(v_error).

如从前面方程可以知道的那样，可根据电压误差来施加比例、积分和微分控制。电流共享配置中的电流斜变，即每个相电流的斜变是朝着前面示出的目标值的，而不是朝着计算出的平均电流值。这导致所有电流更稳定和更快的斜变。使电感器电流在t_end处击中I_targ的脉冲导通时间(t_on)可被计算出：

t_on=(I_targ-I(t))*L/Vin+Vout/Vin*(t_end-t).

该系统在I_targ处保持在与稳态操作相容的状态下。此外，在该循环中传递电荷的脉冲开始时间(t_start)可被计算为等于t_sw*I_targ。

如果在向上斜坡开始之后新的电荷命令(即新的较高目标电流值)到达，尤其如果它在该循环中较晚，则峰电流可变得过大。下面的公式限定了峰电流，以使循环结束时的电流等于平均电流。参见图16，t=t_start,并且t_end=t_sw。

其中

Q_ci＝(t_start前)命令的电荷；以及

Q_c＝(t_start后)命令的电荷。

如果命令的电荷在t_start之后改变，则循环中的结束电流被设定至新命令的平均电流的值。

图17a示出表示揭露次谐波振荡问题的电感器电流1706的表现的波形图1700。平均电流电平由虚线表示。在循环中将电荷目标定位到Q_C并将脉冲约束在循环的中心可能导致次谐波振荡。同样类型的次谐波振荡可在传统电流模式和电荷模式控制中发现。如图17b中的波形图1750所示，次谐波振荡问题的解决方案是使由箭头表示的端点瞄准在Q_c/t_sw，因为Q_c的平均电荷在后继脉冲仍然集中在稳态的同时消除了次谐波振荡。

图18示出对于10-150A、1A/ns负载步进(中点控制)的模拟结果。上方的曲线图是相电流曲线图，它表示相电流和限值，而下方的曲线图表示输出电压和限值。对于每个曲线图示出了时间线的标度。如同从相电流曲线图的放大(微小标度)版本中在1802处观察到的那样，连续的脉冲超前特征意味着在任何步进高度处不存在过冲。图19示出负载频率扫描(F_sw=600KHz)的模拟结果。然而应当注意，重复的负载和切换频率之间的“搏动”可能导致不合需的表现。这可通过在切换频率处的波纹滤波器得到某一程度的缓解。使用目标电流控制而不是电流平衡控制也减缓了“搏动”影响。图20示出在100mV/μs处对于1.8-->0.8V、0.8-->2.3V的模拟结果。在曲线图2012中放大地示出圆圈区2002，并且在曲线图2014中放大地示出圆圈区2004。补偿器可包括：计算出的电压比占空比，用以卸载积分器；以及R_droop*C_load*dV/dT补偿，用以避免滞后。在该速率处回转的负载电容器的峰电流是很高的，因此较宽的电压ADC满标度范围的使用可有利于覆盖R_droop*I_charge。

数字计算多相控制器

数字VR(电压调整器)控制器或电压调整器模块(VRM)的控制器的一些共同因素可包括支持具有1-6个相位的VR12.5特征、指定的采样率(FS)(例如额定24*F_sw)、在电压误差ADC之前施加在模拟域内的V_droop、为了平衡通过单个多路复用电流ADC执行的电流感测、为DC精确性用低通滤波的测量值更新的波纹的数字电流估计器以及使用功能性Fs延迟以在数字 PWM中得到高分辨率。尽管这些共同因素是关于VR控制器的，更具体地一般针对数字VR控制器，但将进一步变得明显的是如何在本文披露的新颖数字多相控制器的各实施例中说明这些因素。在各实施例中，对于数字多相控制器可考虑两种不同的调制架构。具有负载驱动的脉冲超前的固定频率预测性电流(在图15中例示出)和/或具有负载瞬变检测比较器(在图21中例示出)的可变频率数字EAPP(增强的主动脉冲定位)调制器。

基于控制器的固定频率预测性电流环的一个实施例的方框图示出于图15中并在前面已讨论过。可变频率数字EAPP环的一个实施例的方框图示出于图21中。它与图15的固定频率控制器的差别包括还添加了HPF(高通滤波器)2116和用于负载瞬变(LT)检测的比较器2114，它们被添加至补偿器，从而取代该微分项。由此，如图21所示，不是PID补偿器(其出现在图15中的数字区1504中)，而是PI+LT补偿器出现在图21中的数字区2104。电感器电流估计器2118被用来通过额外的低频增益升高来取得电流平衡，从而去除静态平衡误差。图22示出可为电感器电流估计器提供基础的电路2200。.电路2200的电感器电流的表现示出于图23中。参见图22和图23，对于电流可获得如下的微分方程：

(R_H+DCR)*I_L(t)+L*dI_L(t)/dt=V_IN–V_OUT(如果PWM==1)

(R_H+DCR)*I_L(t)+L*dI_L(t)/dt=–V_OUT(如果PWM==0).对于一阶并作为时间函数的近似斜率被表示为：

S_ON～=(–V_OUT–(R_H+DCR)*I_L(t))/L(向上斜率)

S_OFF～=(V_OUT+(R_L+DCR)*I_L(t))/L(向下斜率)。

离散时间近似值可表示为：

I_L(n*t_S)=I_L((n-1)*t_S)+t_S*S_ON*PWM-t_S*S_OFF(1-PWM)=I_L(n*t_S)I_L((n-1)*t_S)*(1–(DCR+R_L*(1-PWM)+R_H*PWM)*t_S/L)-t_S*V_OUT/L+PWM*t_S*V_IN/L。

这可被实现为：

I_L(n)=I_L(n-1)*(1-loss)–const1+PWM*const2+K*(LPF(lsense)– LPF(I_L)).

在D-EAPP模型中可使用更简单的估计器(使用损失项)，而在预测性环模型中可使用具有高/低电阻的更复杂的估计器。更复杂版本可从S_OFF/(S_ON+S_OFF)计算稳态电压占空比，这是从与上述参数相同的参数推导出的，而不是VID/Vin。

图24示出具有固定频率的预测性电流调制器2400的一个实施例的方框图，而图25中示出相应的电感器电流波形。基本脉冲定位可如同APP那样执行，从而用后沿调整前沿。如果误差经由非线性曲线变高，脉冲触发器可超前。如果误差超出规定的阈值，可在早期脉冲之后发射额外脉冲。潜在的斜变可具有固定速率(例如来自斜变发生器2402)，并可计时直到切换循环结束为止。这可用来计算导致到达目标电流值的脉宽。早期脉冲可被设定为在循环结束时到达目标电流值。可计算脉冲开始/结束和分数延迟以得到高的PWM分辨率。

参见图24：

V_duty=V_OUT/V_in

I_targ=sum(I_est)/Nph+PID(V_error)+I_ripple/2

I_duty=(I_est–I_targ)*(S_on+S_off)

宽度=I_duty+T_end*V_duty

adv=F(I_duty–(1-T_end)*V_duty)

图26示出数字EAPP调制器2600的一个实施例的方框图，而图27示出相应电感器电流波形。V_duty(总补偿器输出)的快速增加可使(在方框2602产生的)向下斜变加速，由此使脉冲更早地开始并超前整个时钟循环。当斜变在该采样时间内横跨V_duty的值表征时，脉冲可触发(根据脉冲触发器框2604)，每循环一个脉冲。如果占空比下降并且没有脉冲存在，则斜变可冻结。可重排序这些相位以快速地平衡这些电流(根据发射排序模块2602)。当前占空斜变可用小的向上斜变调整(根据向上斜变和宽度模块2608)来设定剩余的导通时间。可根据模块2610执行斜率补偿，其中根据模块2612产生这些脉冲。

快速负载瞬变检测器(D-EAPP)2800的一个实施例的方框被图示于图28中。数字EAPP模型2800增设一低等待时间负载瞬变检测器，以加速脉冲触发和负载释放时的截止。HPF2812(高通滤波器，例如在800KHz处截止)可向用于负载施加(即当施加负载时)的三个比较器2816、2818和2820进行馈送，并向用于负载释放的比较器2822进行馈送。施加峰可被拉长并用来产生微分项。可在比较器中使用高采样率，并可在Fs处(根据模块2812)执行下游的计算。

预测性电流控制

预测性电流控制——关于前述数字脉冲布置——可被用来确定脉冲被设置在哪里，也就是在哪里可施加脉冲。在稳态中，高侧FET控制信号的时钟边沿之间的“导通时间”可被定位在任何合需的时间点。“导通时间”的可能定位示出于图29A-29C中。虚线表示“导通时间”的定位。如图29A的图表2900所示，控制信号2904的“导通时间”被“尽可能快”(ASAP)地定位，这导致电感器电流波形2902。如图29B的图表2920所示，控制信号2924的“导通时间”被“尽可能晚”(ALAP)地定位，这导致电感器电流波形2922。最后，如图29C的图表2930所示，控制信号2934的“导通时间”居中，这导致电感器电流波形2932。考虑到在循环开始时的已知的电流，对于每种这样的情形，可定义目标电流值、结束电流值、开始时间和停止时间。ASAP控制在循环开始时启动脉冲。由此，唯一受控制的边沿是截止。ALAP和居中模式允许双边沿调制。ALAP和居中模式两者均向前推动相关的边沿以对瞬变作出响应。如果电流需要增加，则导通边沿及时地向前推动。如果电流需要减小，则截止边沿也及时地前移。

如图30A的图表3000(3002)所示，考虑到在3010处较大的目标电流(相对于循环开始时3008处的电流)，通过ALAP，控制信号3006的导通及时地前移(见3014)。此外，尽管ALAP推动导通以使截止瞄准到该时钟边沿处(见图30A中的3004，也是3012处的电流值)，然而一旦导通，则截止边沿可随着目标电流3002减小而被更早地调节。与居中调制相反，ALAP 调制提供更多的机会以及时地向前拉动脉冲。从稳态开始，ALAP调制使脉冲前移了占空比的约90％(例如假设12V至1.2V)并且直接与误差命令成比例。由于导通边沿前移而截止边沿后移，从稳态开始，居中的调制允许脉冲前移了占空比的约45％，同时导通边沿以若使用ALAP调制会发生的速率的一半被拉动。通过使用ALAP调制，由于导通边沿在循环中根据需要尽可能晚地被推动并仍然取得目标电流，因此不大可能产生颤动。这不留给颤动多少机会。另外，当使用ALAP调制时保持脉冲居中不存在任何约束。

可如下地建立与图30A所示的ALAP调制对应的控制方程。参见图30B，其指示开始时间t_start以及电流I_o和I_c:

t_start=t_sss-K·△I

一旦被导通，可调节导通时间。参见图30C，其指示导通时间t_on：

t_on=K·△I+t_oss

应当注意，可将一些磁滞施加于t_on(即在该时钟边沿之前截止)以在截止边沿移动之前施加在电流命令中的显著改变，这进一步减少了颤动。

进一步的分析表明，小的电感器(以及跨电感器的大电压)可能导致快速向上斜变的电流。例如，对于Vin=12V、Vout=1.2V、L=100nH、最大电流步=20Amp并且fsw=600kHz:

这意味着占空比的小改变(例如11％)可获得要求的电流。如果稳态占空比是10％(1.2V/12V)，则最大占空比可能不需要超过30％。在该例中，100％占空比导致180A的电流改变。因此，优选地不要排它地使用该占空比及时地向前拉动电流斜坡的开始点，否则可能超出电感器的电流限值。因此，在一个实施例中，可使用微分项来前移脉冲而不改变脉宽(占空比)，如图31的图表3100所示。如图表3100所示，控制信号3106的脉冲可前移(3108)，这导致目标电流3102的改变，该改变偏离在脉冲尚未被前移的情况下预期的目标电流的改变(3104)。这有效地增加了循环内的改变，但维持了退出的电流值，如下面方程中示出的那样：

一旦被导通，可调节导通时间。

回来参见t_start的方程，经由t_sss实现调整，t_sss代表设定稳态电压的积分项，稳定和电流共享是经由“K₀*△I”实现的，K₀*△I代表设定端点电流的比例项，而快速响应是经由“K₁*dV_error/dt”实现的，K₁*dV_error/dt代表设定循环中的额外电荷的微分项。由此，控制被实现为电压模式、电流模式和电荷控制的组合。换句话说，积分项设定稳态转换率，由此对第一阶而言，它是与电流无关的。比例项调节循环的退出电流，而微分项将电荷加至循环而不影响该退出电流。由此，所有这三项通常是彼此去耦合的，这可很大程度地简化“调谐”。

应当注意，导通时间方程不包含dv/dt项。一旦脉冲已开始，则dV/dT项对该脉冲没有影响。例如，如果前沿由于正的dV/dt而移动至左侧，则该脉冲可开始，但随后dV/dt将变为负并将开始点推向较晚的时间。脉冲不会返回截止，直到满足导通时间为止。也应当注意，一旦脉冲开始了，导通时间就可改变，这可通过在每个切换周期使目标电流更新超过一次而促成。脉冲的右边沿是否将会继续朝向左时钟边沿移动也会引起问题，这可能在dV/dt项太大以至于推动该脉冲的左边沿使其越过左时钟边沿时导致零占空比脉冲。然而，dV/dt项可以不影响占空比。即便dV/dt项将该脉冲的左边沿驱动至右时钟边沿，占空比也可维持在由积分项和比例项确定的值处。

前述方法包括许多非线性。dV/dt项作用在开始时间而不是作用在导通时间，并且它起作用直到该脉冲开始。由于ALAP，dV/dt项及时地使该脉冲前移。由此，通过dV/dt可以增加而非去除电荷。如果使用居中调制，则可去除该非线性，这表示可考虑居中调制代替ALAP调制。

固定频率预测性电流控制环

在一组实施例中，根据前述的预测性电流控制，控制器可被实现为根据数字多相电压调整器控制环来执行调整，该数字多相电压调整器控制环工作在固定频率处并使用电流预测以计算脉宽。调整器可包括电感器电流估计器电路以减少对电流感测电路带宽和等待时间的要求。电流估计器电路的一个例子示出于图22。控制器可在每相切换频率的大倍数的采样频率(例如24x至32x)处执行其计算，以提供对负载瞬变的快速响应以及具有高闭环带宽(Fsw/2)的稳定响应。

如前面提到的，电感器电流估计器的基本电路模型的一个实施例被示出于图22。电感器(I_L)中的电流被建模为驱动波形PWM的基本函数，并由图23示出的电流波形表示。为了这种模型，假设Vin、Vind和V_out是已知的。电感器电流是使用对于该支路的基本KVL方程来求解的：

(1)V_IN-V_IND=I_L*R_H+I_L*DCR+L*dI_L/dT当PWM==1(导通)时

或者

(2)-V_IND=I_L*R_L+I_L*DCR+L*dI_L/dT当PWM==0(截止)时

电流的瞬时斜率(dI_L/dT)的大小是如此计算的：

(3)S_ON=(V_IN-V_IND-I_L*(R_H+DCR))/L

(4)S_OFF=(V_IND+I_L*(R_L+DCR))/L

这可使用T_s的采样间隔利用离散时间近似来求解。在每个时间步长中，PWM对于时间T_ON(n)是导通的，这被表示为每采样占空比D_S(n)=T_ON(n)/T_S。对于I_L(n)求解：

(5)I_L(n)=I_L(n-1)+S_ON*T_S*D_S(n)-S_OFF*T_S*(1-D_S(n))

展开就是

(6)I_L(n)=I_L(n-1)+(V_IN-V_IND-I_L(n-1)*(R_H+DCR))/L*T_S*D_S(n)

-(V_IND+I_L(n-1)*(R_L+DCR))/L*(1-D_S(n))

采集项：

(7)I_L(n)=I_L(n-1)*[1-(R_H+DCR)/L*T_S*D_S(n)-(R_L+DCR)/L*T_S*(1-D_S(n))]

+V_IN/L*T_S*D_S(n)-V_IND/L*T_S

或者

(8)I_L(n)=I_L(n-1)*[1-(R_L+DCR)/L*T_S-(R_H-R_L)/L*T_S*D_S(n)]

+V_IN/L*T_S*D_S(n)-V_IND/L*T_S

前面的描述假设了调整器正在使用同步整流连续导通模式，但也不总是这种情形。更具体地，两个FET可被截止一定次数，并且然后有可能它们的体二极管中的一个可根据电感器电流的符号而导电。当电感器电流为负时，高侧二极管可导通，这通过V_J的正向压降加上R_JH的有效串联电阻而将电流送入V_IN源。KVL等式是：

(9)V_IN+V_J-V_IND=I_L*R_JH+I_L*DCR+L*dI_L/dT当FETs截止且I_L<0时。

低侧二极管对于正电流是导通的，由此从地面提供电流：

(10)-V_J-V_IND=I_L*R_JL+I_L*DCR+L*dI_L/dT当FET截止且I_L>0时。

如果电感器电流为零，这两个二极管都将不导电，并且电流将保持为零。

(11)0=I_L当FET和二极管截止时。

在不连续导通模式中，控制器运作下侧FET以模拟二极管，就在其电流达到0时使其截止。该时间被计算为D_LO(n)=T_LO(n)/T_S，其不大于1-D_S(n),连续导通情形(应当注意此时D_S(n)=T_HI(n)/T_S)。控制器可命令高侧FET导通、下侧FET导通，或命令这两FET截止(高-Z)。每个采样周期可使状态作一次改变，从低到高、从高到低、从高-Z到高、从高-Z到低、从高到高-Z、或从低到高-Z。在每个采样周期内时间高或低的分数分别由D_S(n)或D_LO(n)表示，其中高-Z时间被表示为1-D_S(n)-D_LO(n)。

二极管自然确定它们本身的导通时间，这导致复杂的计算。当FET处于高-Z时，电流向零衰减。可供二极管导通所用的时间为T_S*(1-D_S-D_LO)。如果电流的大小很高，则二极管在可供使用的时间内不截止。如果电流接近零，则最终电流为零。该问题领域涉及下面的系列：高-Z部分出现在被驱动部分之前还是之后？如果高-Z是第一个，则电流可在FET导通前被放电至零，由此最终电流仅由FET“导通时间”设定。如果高-Z是最末的，则最终电流可以是零。该信息通过调制器被发信给估计器电路，如果该循环开始时FET导通，则调制器可将lo_level_d设定为1。

首先，可计算由于FET而导致的电流改变：

(12)I_M=-I_L(n-1)*[(R_L+DCR)/L*T_S*D_LO(n)+(R_H+DCR)/L*T_S*D_S(n)]

+V_IN/L*T_S*D_S(n)-V_IND/L*T_S*(D_LO(n)+D_S(n))

在HiZ时间内可能的高侧二极管贡献为：

(13)I_JH0=[-I_L(n-1)*(R_JH+DCR)/L*T_S+(V_IN+V_J-V_IND)/L*T_S]*(1-D_S(n)-D_LO(n))

而低侧二极管为：

(14)I_JH0=[-I_L(n-1)*[(R_JL+DCR)/L*T_S]-(V_J+V_IND)/L*T_S]*(1-D_S(n)-D_LO(n))

如果lo_level_d为1(开始于FET导通，可能结束在高-Z)，则在FET效应之后二极管放电被应用于该电流：

(15)如果I_L(n-1)+I_M<-I_JH0

I_L(n)=I_L(n-1)+I_M+I_JH0

否则，如果I_L(n-1)+I_LM>-I_LJL0

I_L(n)=I_L(n-1)+I_M+I_JL0

否则，如果(1-D_S(n)-D_LO(n))==0(无高-Z时间,由此没有二极管效应)

I_L(n)=I_L(n-1)+I_M

否则（存在高-Z时间且电流接近零）

I_L(n)=0

如果lo_level_d为0(开始于高-Z，结束在FET导通)，则二极管放电被施加到FET被添加之前的电流：

(16)如果I_L(n-1)<-I_JH0

I_L(n)=I_L(n-1)+I_JH0+I_M

否则，如果I_L(n-1)>-I_LJL0

I_L(n)=I_L(n-1)+I_JL0+I_M

否则，如果(1-D_S(n)-D_LO(n))==0

I_L(n)=I_L(n-1)+I_M

否则

I_L(n)=I_M

系统模型包括若干其它变型。首先，Ds(n)可被下列取代：

(17)duty_hi_ts,它是:

duty_hi_ts(n)=Thi(n)/Tsw=Ds(n)*Ts/Tsw

以及

(18)Dlo(n)被duty_lo_ts取代:

duty_lo_ts(n)=Tlo(n)/Tsw=Dlo(n)*Ts/Tsw

另外，电流可通过ADC单侧输入范围从几安培缩放至“满标度”(FS)。

(19)Jsense_fs=Isense/Iadc_range

最新版本可以被设定以不再直接转换到Hi-时间占空比单位，因为这样可能使二极管模拟模式中的低侧FET导通时间的计算、下垂和IR下降的电压比计算以及动态改变的Vin计算变得复杂。满标度电流的改变与高侧和低侧FET的导通时间之间的转换可基于斜率被计算出，从而忽略I_L*R损失，通过Tsw/Ts进行缩放以允许使用duty_x_ts：

(20a)Xduty2ifs=V_IN*(T_SW/L/Iadc_range)

(20b)Xdutylo2ifs=V_IND*(T_SW/L/Iadc_range)

可由预测性电流电路使用这些倒数来计算脉宽

(21)Xifs2duty=(1/V_IN)*(Iadc_range*L/T_SW)

(22)Xifs2dutylo=(1/V_IND)*(Iadc_range*L/T_SW)

尽管对于二极管模拟模式中的低侧FET导通时间计算而言可使用1/V_REF代替1/V_IND以避免对快速变化的电压的除法计算。由于二极管模拟被用在相对低的电流处，这样做是合理的，因此在电路板上具有小的下垂或下降。也可对来自二极管下降的电流改变引入一个项，假设这两个二极管是相似的：

(23a)Xdutyj2ifs=V_J*(T_SW/L/Iadc_range)

电感器电流计算中的I_L*R下降是相当小的，并且与哪种器件是导通的相关的电阻变化不会有什么区别。结果，可使用对正常操作而言合理地接近的平均值。在该常数中使用该值，这给予每循环成比例的电流损失(每样本时间Ts进行缩放)：

(23b)Kestave=Rave*T_S/L

考虑到所有这些变化，从前一值J(n-1)、FET导通时间分数duty_hi_ts、duty_lo_ts等中计算新缩放的电流J(n)(其中J=I_L/Iadc_range)可被公式化：

(24)Jloss=J(n-1)*Kestave

(24a)Jm=Xduty2ifs*duty_hi_ts-Xdutylo2ifs*(duty_lo_ts+duty_hi_ts)

(25)Jjh=(Xduty2ifs+Xdutyj2ifs-Xdutylo2ifs)*(Ts/Tsw-duty_lo_ts-duty_hi_ts)

(26)Jjl=-(Xdutylo2ifs+Xdutyj2ifs)*(Ts/Tsw-duty_lo_ts-duty_hi_ts)

(27)J1=J(n-1)-Jloss+Jm如果lo_level==1,否则:

=J(n-1)-Jloss

(28)J2=J1+Jjh如果J1<-Jjh,否则

=J1+Jjl如果J1>-Jjl,否则

=J1如果D_S(n)+D_LO(n)==1,否则

=0

(29)J(n)=J2如果lo_level==1,否则

=J2+Jm

如果duty_lo_ts+duty_high_ts为0，则一种可能的简化是通过1位乘法在二极管电流计算中实现乘以1的乘法运算(方程25、26)。这可能引入误差，然而如果FET导通时间足够长以完全使电感器放电，则该误差并不显著。

电压比和稳态占空估计

可计算稳态占空比，该稳态占空比是根据设施参数和负载电流来维持要求的电压转换比所必需的。在图22所示的示意图中，可以观察到，为更精确起见，可包括板和槽寄生电阻(集总表示为Rb)以及开关和电感器电阻。在该系统中，可测量Vin和Vout，同时可估计Vind。电感器电流IL也可被测量或估计。在稳态中，滤波器电容中没有位移电流，除了通过仅考虑跨切换循环T_sw的平均值而被忽略的波纹电流以外。模拟系统可通过从基准电压减去下垂电压再减去测得的输出电压来计算出误差电压。

(30)V_ERROR=V_REF-R_DROOP*sum(I_L)-V_OUT

为了计算电压比，可使用估计的电感器电流来重构输出电压。

(31)VOUT_EST=VREF-RDROOP*Iadc_range*sum(JEST)-VERROR

(应当注意，模型Verror中的信号是V_ERROR/adc_range)。

设定PWM的占空比以实现电感器总线处的电压V_IND，该电压V_IND在板电阻之后降至V_OUT。该电压可被计算为：

(32)V_IND=V_OUT+I_LOAD*R_B.

在稳态处，I_LOAD=sum(I_L)，由此：

(33)VIND=VOUT_EST+RB*Iadc_range*sum(JEST)

在该系统中，跨R_B的电压降可比拟于Rdroop，从中可计算转换比：

(34)Vratio=V_IND/V_IN

在稳态中，电感器电流每一循环都回到同一水平，因此可通过每一循环的导通时间(Tss)来求解这种关系。

(35)Son*Tss=Soff*(Tsw-Tss)

(其中Soff是向下斜率的正幅度)。

(36)Tss=Soff/(Son+Soff)*Tsw

稳态占空比D_ss是：

(37)Dss=Tss/Tsw=Soff/(Son+Soff)

代换前面的方程(3)、(4)，但使用循环和相位平均的电流I_L0：

(38)Dss=[(V_IND+I_L0*(R_L+DCR))/L]

/[(V_IN-V_IND-I_L0*(R_H+DCR))/L+(V_IND+I_L0*(R_L+DCR))/L]

Dss=[V_IND+I_L0*(R_L+DCR)]

/[V_IN-V_IND-I_L0*(R_H+DCR)+V_IND+I_L0*(R_L+DCR)]

Dss=[V_IND+I_L0*(R_L+DCR)]

/[V_IN+I_L0*(R_L-R_H)]

以(1-I_L0*(R_L-R_H)/V_IN)对1/(1+I_L0*(R_L-R_H)/V_IN)求近似：

(39)Dss～=[V_IND+I_L0*(R_L+DCR)]/V_IN*(1-I_L0*(R_L-R_H)/V_IN)

并随后扩展：

(40)Dss～=V_IND/V_IN+I_L0*(R_L+DCR)/V_IN-V_IND/V_IN*I_L0*(R_L-R_H)/V_IN

消除两个相对小的I*R下降的积：

(41)Dss～=V_IND/V_IN*(1-I_L0*(R_L-R_H)/V_IN)+I_L0*(R_L+DCR)/V_IN

该电路使用循环和相位平均的满标度电流Javer，它是从J(n)计算出的。引入下列常数：

(42)Kest2=Iadc_range*(R_L+DCR)

(43)Kest1=Iadc_range*(R_L-R_H)

Vduty则可被计算为：

(44)Vduty=V_IND*(1/V_IN)*(1-Kest1*Javer*(1/V_IN))+Kest2*Javer*(1/V_IN)

利用V_IN的事先计算的倒数。

预测性电流脉宽计算

正常的调制器时序对于小误差信号变化而言类似于APP调制器。脉冲名义上可被定位在切换循环的结束时。脉冲开始时间(前沿)可通过从循环中的剩余时间减去要求的宽度来计算——当对于该脉冲而言仅留下其开始前足够的时间时。如果在脉冲期间要求的脉宽发生改变，如有可能则调节结束时间(后沿)。如果在低于脉冲已导通的时间所命令的脉宽急剧减小，则脉冲可立即终止。对两个边沿调制允许快速的瞬变响应。

可基于需要多少导通时间以获得该相的电流以满足目标电流来计算脉宽。目标电流由电压误差路径设定，并代表在其当前切换循环结束时该相应当达到的电流(值)。由于正常开始时间就是循环结束前的导通时间，因此脉冲结束在循环结束时，此时电流刚刚达到目标。如果目标电流在脉冲期间改变，则脉宽被调节以截断在循环结束时穿过目标电流的预测电流放电斜率(S_OFF)线。随着目标减小，脉冲较早地结束，由此在剩余时间放电后，电流将击中目标。该序列3200示出于图32。当从3210的目标值开始时，PWM控制信号3206的脉宽被调节以根据需要获得更宽的脉冲3216和更短的脉冲3218从而分别到达目标电流3202增加的目标值3212或减小的目标值3214。电流波形3204也可表征估计的电流3208，以防电感器电流不是测得的而是如前面提到被推断出的。

图33中示出一不同序列3300。如果目标电流3302在脉冲期间增加(3310)，则可能在循环结束前无法到达目标。这可能是由于已将开始时间选择为足够晚以仅使其击中旧目标而导致的。在这种情形下，控制信号 3306的脉冲继续进入下一循环，直到电流在最初的循环结束时截断通过将放电斜率外推回目标电流而形成的线。由此，其余第二循环的电流波形可以是相同的，就像电流已击中目标那样。在目标在脉冲期间减小时(3312)，当电流截断预测的截止斜率时，它可及早结束。如果目标在脉冲的晚期急剧地减小(3314)，则因为电流3304已变得过高可能无法到达目标，由此脉冲立即停止。同样，电流3304可以代表估计的电流3308，以防电感器电流不是测得的而是被推断出的。

图34中示出第三序列。当大的误差步长使目标电流值3410显著增加(3412)时，脉冲触发器电路可使控制信号3406的脉冲的开始时间提前(3414)。在这种情形下，脉宽可被设定为具有在循环结束时截断目标的预测的截止斜率。系统可能无法跟随目标电流中的大量减小(3416)，这造成如果计算出的脉冲宽度为负或低于经编程的最小宽度则脉冲在该循环中被跳过(来源于3420的3418)。只要目标电流是可实现的(3422)，正常操作就重新开始。同样，电流可以代表估计的电流3408，以防电感器电流不是测得的而是被推断出的。

图35中示出另一可能的序列3500。它使得跟随目标电流值3510的大的增加3512变得可能，目标电流值3510中的第二增加3514可在循环期间发生。在这种情形下，如果控制信号3506的第一脉冲(超前的触发3518)足够早地结束(3516)，则可以允许有额外的脉冲3522。额外的脉冲脉宽可被设定为超出某一最小的“大于正常的”最小脉宽。另外，该相的最近的脉冲率可被规定为低于编程的限值以有可能获得额外的脉冲。同样，电流3504可以代表估计的电流3508，以防电感器电流不是测得的而是被推断出的。

由于被计算的脉冲可在该循环中的任何时间t处开始，因此计算可从当前瞬时相电流I(t)开始。当相驱动器被导通时，电感器电流可以S_ON的速率增加，而当相驱动器被截止时，电感器电流可以S_OFF的速率减小。这些转换速率可由电流估计器和电压比电路使用。

计算导通时间以在T_END处从I(t)移动至I_TARG涉及对下列方程求解：

I(t)+S_ON*T_ON=I_TARG-S_OFF*(T_END-(t+T_ON))

对T_on求解：

T_ON=(I_TARG-I(t))*L/V_IN+V_OUT/V_IN*(T_END-t)

当/如果该计算出的校正脉冲开始时，可通过脉冲触发器电路对该脉冲单独进行控制。事实上，有可能的是，触发器在之前的采样时间中已开始一脉冲并且触发器已导通，若如此，则通过计算来确定该脉冲要持续多少更长的时间。如果目标电流改变，则在该脉冲期间的总脉宽可改变。这提供了定时脉冲中的可观的灵活性，由此允许对改变的负载状况快速地响应。例如，如果I_TARG显著改变，则可增加附加的脉冲，且这些附加的脉冲的脉宽是基于该改变而计算出的。

该计算方法的另一特性在于，它不假设之前的循环是稳态。之前的脉冲可发生在任何点，并且当前的相电流可以不对应于之前的循环的平均电流。这能够在改变状态期间进行精确的校正。在多相系统中，每个相可以相同的新电流为目标，由此，各相之间任何已有的不平衡往往被去除。当目标电流快速改变时，并且不同的相驱动脉冲发生在不同时间，在各相之间将存在某些差异。但是，这些差异在下一次机会被校正。有可能的是，如果检测到在其当前电流值和最近目标值之间具有大的差异，则脉冲触发器电路可增加附加的脉冲。在那种情形下，计算出的校正脉宽被恰当地计算。

在前述实施例中，假设电流转换如预期那样。如果一个相具有与其它相不同的分量值，则其转换速率可以是不同的，并且电流的改变可能与预期不同。该电路可尝试修复在随后的脉冲中的错误，但它可能继续产生新的错误。可执行另一形式的误差检测以获得要求的相平衡。这种误差检测的例子包括不平衡误差积分器，或者可能包括电路参数估计器。

确定脉冲的目标以在基础切换频率(对于多相具有相移)处使轨迹上的相电流与稳态操作相兼容意味着：系统非常接近于作为固定频率调整器的操作，即使脉冲频率可能不同。系统由此可望在如负载瞬变允许尽可能快地在同一时序返回到固定频率操作。

当前相电流的测量的准确性和适时性是很重要的。任何滞后或其它误差可能导致不正确的脉宽并可能影响环稳定性。这种限制可通过将前述脉宽计算方法与合成电流估计环组合来解决，在该合成电流估计环中可消除滞后误差。

一般来说，如果在时钟循环之间存在一个“导通时间”，则电流波形表现为如图36中的图表3600中的电流波形3604那样。平均电流可通过梯形法则来推导出：

方程Y1

其中d是占空比t_on/tsw(t_on是由3606表示的，而tsw是由图36中的3602表示的)。

时钟边沿电流独立于t_st并且是关联的。方程Y1由此可被重写成：

方程Y2

考虑稳态，I_o=I_e。前面推导出的稳态占空比(dss)可在方程Y2中被代换，由此得到：

或者

如果电流处于稳态，即I_o=I_e，该方程成立。

使用一种不同的方法，与稳态相比小的占空比偏离d_ss+dd可以被假设成与假设稳态相反。应当注意，被推导以预测一个切换循环以前的电流的各个方程可能无法预测一个采样以前的电流。也就是说，那些方程可能无法正确地预测一个采样以前的电流。图37示出了使用逐个样本进行的预测的模拟电流分布3700。如图37所示，预测3704在切换周期结束时与实际电流3702匹配。预测一个采样以前的电流I_L可以是使用当前电流值并加上斜率(导通或截止)与采样时间之积来执行的： i_L(k)=i_L(k-1)±S_xt_s.

PWM脉冲整形器

下面给出的所有数值仅为解说目的，并在适当时候在不同参数和/或实体之间建立各种关系。本领域内技术人员将理解，根据需要可采用具有不同值的替代实施例。在一组实施例中，脉冲成形器可产生具有随时间分辨率定位的上升沿和下降沿的输出脉冲，该时间分辨率是时钟周期的一小部分。脉冲成形器块可在采样频率Fs(=1/Ts,其中Ts是采样周期)处接收控制信号，该控制信号指示新的脉冲电平以及直到改变发生为止的分数Ts延迟。输出信号可每一采样周期至多改变状态一次。除了0到(将近)Ts的可变延迟，还可以有小的固定传播延迟。传播延迟可保持在Ts之下，具有优选的较小延迟。典型地,Fs可通过adc_osr*Fsw确定，例如，32*2MHz=64MHz。可给予微小延迟dpwmFracBits位，dpwmFracBits位是总的dpwm_nbits减去log2(adc_osr)(例如12-5，留下7位的微小延迟)。在各实施例中，微小延迟的一部分可使用2^N*Fs时钟向下计数。

应用最小脉宽(高时间)可以是至少30ns，最小脉冲间隔(低时间)至少为300ns(它也可被规定为更短，如果不是在一行中重复的若干脉冲)。供给电平和延迟的电路可被用来加强这些限制，而脉冲成形器可工作以实现它们。在较低的采样率处，Ts可比30ns更长以使最小宽度脉冲的开始时间被延迟以延伸到下一采样时间。由此，在第一采样中，成形器电路可观察到具有长延迟(Ts-30ns)的0到1电平变化，随后是在下一采样中具有零延迟的1到0电平变化。

成形器可被设计成能够产生具有与短脉宽相似的短脉冲间隔的输出信号，每个采样具有一次瞬变。微小延迟值仅对电平具有改变的状态时的采样有意义。在电平保持静止的连续采样中，可忽略延迟值，而输出仍然在所指示的电平处。根据前述原理的脉冲成形器电路的各实施例可包括下列输入和输出：

输入：

电平－用于在延迟后设定的输出信号(1或0)的新电平

延迟[dpwmfracbits-1:0]－以Ts/2^(dpwmFracBits)为单位的微小延迟。对电平具有改变的状态的采样有效。

Clkfs－输入数据的采样率(Fs)时钟

输出：

pwm_out.

用于固定的Fsw环的方程的概述(具有固定的切换频率的基线实现)

下面的方程给出根据前述原理的固定切换频率控制器的一个实施例的基线实现。

comPID

comp输出是Tsw的高侧FET导通时间分数。

vRatioCalc

输入：

jEstSum–总电流安培/IadcRange

vError–以伏特为单位的电压误差/VadcRange

vRef–以伏特为单位的基准电压/VrefDacRange

vIn–以伏特为单位的供电电压/VinRange

krDroopBrd–以欧姆为单位的电阻*IadcRange=IadcRange*(Rdroop-Rboard)

被缩放为伏特的归一化电感值*(安培满标度)/(切换周期)

kiDuty–乘以1/Vin以计算xifs2duty

kiDuty=(IadcRange/Tsw)*L_nom

kiDutyInv--(Tsw/IadcRange)/L_nom–乘以Vin以计算xduty2ifs

kiDutyInv=(Tsw/IadcRange)/L_nom

vDio–以伏特为单位的体二极管正向电压降

输出

电感器总线电压，以伏特为单位

vInd=vRef*vrefDacRange-jEstSsum*krDroopBrd-vError*VadcRange

基准电压的倒数，以1/伏特为单位

vRefInv=1/(vRef*VrefDacRange)

输入供电电压的倒数，以1/伏特为单位

vInInv=1/(vIn*VinRange)

以伏特/伏特为单位的电压转换比

vRatio=vInd*(vInInv)

归一化的倒数向上斜率——从电流变化(作为满标度的分数)至占空分数(导通时间/切换周期)的缩放因数，以(一个循环上的△占空比)/(△安培/一个循环上的IadcRange)为单位。

xifs2duty=vInInv*kiDuty

归一化的向上斜率——(一个循环上的△安培/IadcRange)/(一个循环上的△占空比)

xduty2ifs=(vIn*VinRange)*kiDutyInv

归一化的倒数向下斜率——从电流变化(作为满标度的分数)至低侧FET占空分数(低侧FET导通时间/切换周期)的缩放因数，以(一个循环上的△低侧FET占空比)/(△安培/一个循环上的IadcRange)为单位。

xifs2dutylo=vRefInv*kiDuty

归一化的向下斜率——(一个循环上的△低侧占空分数)/(△安培/IadcRange)

idutylo2ifs=vInd*kiDutyInv

由于低侧体二极管导电在一个采样时间内的电流步长的负性，以每TS的安培/IadcRange为单位

jDioL=(1/OSR)*(xdutylo2ifs+vDio*kiDutyInv)

由于高侧体二极管导电在一个采样时间内的电流步长的负性，以每T_s的安培/IadcRange为单位

jDioH=(1/OSR)*(xdutylo2ifs-xduty2ifs-vDio*kiDutyInv)

dutyTarg

输入

瞬时相电流的平均值，以安培满标度(安培/IadcRange)为单位

jEstAve=sum(jEst)/phCount

被缩放至等同高侧FET占空分数的瞬时相电流的平均值

diEstAve=sum(diEst)/phCount

不包括稳态的补偿器占空分数需求

comp=PID(vError)+CFB(jEstSum)

电压转换比

vRatio=Vind/Vin

对稳态占空比的电流校正

kEst1=(Ron_ls_nom-Ron_hs_nom).*Tsw./L_nom

kEst2=(Ron_ls_nom+DCR_nom).*Tsw./L_nom

对目标电流的限幅器，其被缩放为占空分数

diTargMax=(50/IadcRange)*(IadcRange*L_nom/Vg/Tsw)

有效相数的倒数

nPhasesInv=1/phCount

输出

用于稳态的高侧FET占空分数(高侧FET导通时间/Tsw)

vDuty=vRatio+kEst1*jEstAve*vRatio+kEst2*jEstAve

内部不受限目标电流，作为占空分数(高侧FET导通时间/Tsw)

diTargPre=diEstAve+vDuty/2+comp*nPhasesInv

受限的目标电流，作为占空分数(高侧FET导通时间/Tsw)

diTarg=min(diTargMax,diTargPre)

电流限制指标

iLimit=(diTargPre>=diTargMax)

currEst

输入

对估计电流的校正，以安培满标度为单位

jEstErr(see currEstErr)

在该采样时间期间的高侧FET导通时间，作为Tsw的分数

dutyHiTs=(Ts期间的高侧FET导通时间)/Tsw

在该采样时间期间的低侧FET导通时间，作为Tsw的分数

dutyLoTs=(Ts期间的底侧FET导通时间)/Tsw

低侧FET在之前的采样时间是否根本导通的指标。如果为0，则PWM开始在高-Z处并可稍后切换高/低侧FET。二极管一开始首先导通，并可在FET导通前将电流放电至零。如果loEnLevelReg为1，则FET首先导通，因此首先FET电流被增加，随后二极管放电电流被增加。问题情形是当电流足够小以使二极管击中零电流时，这可以在FET恢复导通之前发生也可以在FET已截止之后发生。

loEnLevelReg--1，如果低侧FET在之前的采样时钟期间根本导通。

电感器和开关中的电阻损失，每采样时间流过的每安培的安培损失

kEstAve=(Ron_ls*0.85+Ron_hs*0.15+DCR).*Ts./L_nom.*1.385

内部计算

Mosfet电流改变贡献，在一个Ts期间的△安培满标度

jm=dutyHiTs*xduty2ifs-(dutyHiTs+dutyLoTs)*xdutylo2ifs

低侧二极管电流改变的负性，在一个Ts期间的△安培满标度

如果(dutyHiTs+dutyLoTs)<=0[无Mosfet导通时间]

minus_jjl=jDioL

否则

minus_jjl=0

高侧二极管电流改变的负性，在一个Ts期间的△安培满标度

如果(dutyHiTs+dutyLoTs)<=0[无Mosfet导通时间]

minus_jjh=jDioH

否则

minus_jjh=0

估计的电流的首次部分更新，以安培满标度为单位

如果(loEnLevelReg==1)[mosfets首先导通]

j1=jEstFB(之前的循环)-jEstFB*kEstAve+jm

否则

j1=jEstFB(之前的循环)-jEstFB*kEstAve

更新的第二部分，其具有二极管电流效应

如果(j1-minus_jjh)<0[高侧二极管导通，但电流不到达0]

j2=j1-minus_jjh

否则，如果(j1-minus_jjl)>=0[低侧二极管导通，但电流不到达0]

j2=j1-minus_jjl

否则，如果(1/OSR-dutyHiTs-dutyLoTs)<=0[FET在整个循环导通，没有二极管]

j2=j1

否则

j2=0

更新的第三部分，在二极管之后采用MOSFET

如果(loEnLevelReg==1)[MOSFET首先导通，然后是二极管]

j3=j2

否则[在二极管改变后增加MOSFET电流]

j3=j2+jm

估计的电流，以安培满标度为单位

如果(预设)

jnext=0

否则

jnext=j3+jEstErr

输出：

以安培满标度为单位的估计的电流一直有效用于误差反馈

jEstFB=jnext*z^-1

估计的电流，以安培满标度为单位

如果(useSenseCurr==1)

jEst=jSense

否则

jEst=jEstFB

被缩放至Tsw的等同高侧FET导通时间分数的估计的电流

diEst=jEst*xifs2duty

被缩放至Tsw的等同低侧FET导通时间分数的估计的电流

diLoEst=jEst*xifs2dutyLo

icorr

Tsw的电流校正高侧FET导通时间占空分数

iDuty=diTarg-diEst

脉宽

用于脉冲开始领先的平整化的(无波纹)电流调整项

iDutyFlat=iDuty-(1-tEndx-1/OSR)*vDuty

脉宽(作为Tsw的分数的高侧FET保持导通时间)

宽度=iDutyFlat+vDuty-vDuty*(tEndx+1/OSR-min(0.25,tEndx+1/OSR))

表示该宽度的另一种方式，其指示领先脉冲的预测性部分被限制在仅0.25。稳态贡献的大部分实际上源自iDuty中出现的波纹。

宽度=iDuty+vDuty*min(0.25,tEndx+1/OSR)

基于Ts的可变的Fsw环的修整的方程

设计参数

DpwmFracBits–对脉冲定时的分数Ts位的数目。

DpwmIntBits–对脉冲定时计算的整数Ts位的数目(不包括符号)。

compPID

comp输出是Ts的高侧FET导通时间倍数。

旧值与swPer相乘。

vRatioCalc

输入

jEstSum–总电流安培/IadcRange

vError–以伏特为单位的电压误差/VadcRange

vRef–以伏特为单位的基准电压/VrefDacRange

vIn–以伏特为单位的供电电压/VinRange

Vref和Vind之间的有效电阻降，以欧姆为单位的电阻*IadcRange

krDroopBrd=IadcRange*(Rdroop-Rboard)

被缩放至伏特的归一化电感值*(安培满标度)/(采样周期)，再乘以1/Vin 以计算xifs2duty。

kiDuty=(IadcRange/Ts)*L_nom

倒数电感乘以Vin以计算xduty2ifs

kiDutyInv=(Ts/IadcRange)/L_nom

vDio–以伏特为单位的体二极管正向电压降

输出

电感器总线电压，以伏特为单位

vInd=vRef*vrefDacRange-jEstSum*krDroopBrd-vError*VadcRange

倒数基准电压，以1/伏特为单位

vRefInv=1/(vRef*VrefDacRange)

倒数输入供电电压，以1/伏特为单位

vInInv=1/(vIn*VinRange)

以伏特/伏特为单位的电压转换比

vRatio=vInd*(vInInv)

归一化的倒数向上斜率——从电流变化(作为满标度的分数)至每采样占空分数(导通时间/采样周期)的缩放因子，以(一个循环上的△占空比)/(△安培/一个采样上的IadcRange)为单位。

xifs2duty=vInInv*kiDuty

归一化向上斜率——(一个采样上的△安培/IadcRange)/(一个采样上的△占空比)

xduty2ifs=(vIn*VinRange)*kiDutyInv

归一化的倒数向下斜率——从电流变化(作为满标度的分数)至采样的低侧FET占空分数(低侧FET导通时间/采样周期)的缩放因数，以(一个采样上的△低侧FET占空比)/(△安培/一个采样上的IadcRange)为单位。

xifs2dutylo=vRefInv*kiDuty

归一化向下斜率——(一个采样上的△低侧占空分数)/(△安培/IadcRange)

idutylo2ifs=vInd*kiDutyInv

由于低侧体二极管导电而导致的在一个采样时间内的电流步长的负性，以每TS的安培/IadcRange为单位

jDioL=(1/OSR)*(xdutylo2ifs+vDio*kiDutyInv)

由于高侧体二极管导电而导致的在一个采样时间内的电流步长的负性，以每Ts的安培/IadcRange为单位

jDioH=(1/OSR)*(xdutylo2ifs-xduty2ifs-vDio*kiDutyInv)

dutyTarg

输入

瞬时相电流的平均值，以安培满标度(安培/IadcRange)为单位

jEstAve=sum(jEst)/phCount

被缩放至Ts的等同高侧FET占空分数的瞬时相电流的平均值

diEstAve=sum(diEst)/phCount

不包括稳态的补偿器占空分数需求

comp=PID(vError)+CFB(jEstSum)

电压转换比

vRatio=Vind/Vin

对稳态占空比的电流校正

kEst1=(Ron_ls_nom-Ron_hs_nom).*Ts./L_nom

kEst2=(Ron_ls_nom+DCR_nom).*Ts./L_nom

对目标电流的限幅器，其被缩放为Ts的占空分数

diTargMax=(50/IadcRange)*(IadcRange*L_nom/Vg/Ts)

有效相数的倒数

nPhasesInv=1/phCount

输出

对稳态的Ts的高侧FET占空比(高侧FET导通时间/Ts)

vDuty=vRatio+kEst1*jEstAve*vRatio+kEst2*jEstAve

内部不受限目标电流，作为Ts的占空分数(高侧FET导通时间/Ts)

diTargPre=diEstAve+vDuty/2+comp*nPhasesInv

受限的目标电流，作为Ts的占空分数(高侧FET导通时间/Ts)

diTarg=min(diTargMax,diTargPre)

电流限制指标

iLimit=(diTargPre>=diTargMax)

currEst

输入

对估计的电流的校正，以安培满标度为单位

jEstErr(参见currEstErr)

在该采样时间期间的高侧FET导通时间，作为T_s的分数

dutyHiTs=(Ts期间的高侧FET导通时间)/Ts

在该采样时间期间的低侧FET导通时间，作为T_s的分数

dutyLoTs=(Ts期间的低侧FET导通时间)/Ts

低侧FET在之前的采样时间期间是否根本导通的指标。如果为0，则PWM开始在高-Z处并可稍后使高/低侧FET切换至导通。二极管一开始首先导通，并可在FET导通前将电流放电至零。如果loEnLevelReg为1，则FET首先导通，因此首先FET电流被增加，随后二极管放电电流被增加。问题情形是当电流足够小以使二极管击中零电流时，这可以在FET恢复导通前发生也可以在FET已截止后发生。

loEnLevelReg–1，如果低侧FET在之前的采样时钟期间根本导通。

kEstAve=(Ron_ls*0.85+Ron_hs*0.15+DCR).*Ts./L_nom.*1.385

内部计算

Mosfet电流改变贡献，在一个Ts期间的△安培满标度

jm=dutyHiTs*xduty2ifs-(dutyHiTs+dutyLoTs)*xdutylo2ifs

低侧二极管电流变化的负性，在一个Ts期间的Δ安培满标度

如果(dutyHiTs+dutyLoTs)<=0[无MOSFET导通时间]

minus_jjl=jDioL

否则

minus_jjl=0

高侧二极管电流改变的负性，在一个Ts期间的△安培满标度

如果(dutyHiTs+dutyLoTs)<=0[无MOSFET导通时间]

minus_jjh=jDioH

否则

minus_jjh=0

估计的电流的首次部分更新，以安培满标度为单位

如果(loEnLevelReg==1)[mosfet首先导通]

j1=jEstFB(之前的循环)-jEstFB*kEstAve+jm

否则

j1=jEstFB(之前的循环)-jEstFB*kEstAve

更新的第二部分，其具有二极管电流效应

如果(j1-minus_jjh)<0[高侧二极管导通，但电流不到达0]

j2=j1-minus_jjh

否则，如果(j1-minus_jjl)>=0[低侧二极管导通，但电流到达]

j2=j1-minus_jjl

j2=j1

否则

j2=0

更新的第三部分，在二极管之后采用MOSFET

如果(loEnLevelReg==1)[MOSFET首先导通，然后是二极管]

j3=j2

否则[在二极管改变后增加MOSFET电流]

j3=j2+jm

估计的电流，以安培满标度为单位

如果(预设)

jnext=0

否则

jnext=j3+jEstErr

输出：

以安培满标度为单位的估计的电流一直有效用于误差反馈

jEstFB=jnext*z^-1

估计的电流，以安培满标度为单位

如果(useSenseCurr==1)

jEst=jSense

否则

jEst=jEstFB

被缩放至Ts的等同高侧FET导通时间分数的估计的电流

diEst=jEst*xifs2duty

被缩放至Ts的等同低侧FET导通时间分数的估计的电流

diLoEst=jEst*xifs2dutyLo

iCorr

Ts的电流校正高侧FET导通时间占空分数

iDuty=diTarg-diEst

脉冲宽度

采样周期内测得的切换循环中剩余的时间，其在悬伸脉冲期间延伸入下一循环。

tEndx

用于脉冲开始领先的平整化(无波纹)电流调整项

iDutyFlat=iDuty-(swPer-tEndx-1/OSR)*vDuty

脉宽(作为Ts的分数的高侧FET保持导通时间)

脉宽=iDutyFlat+vDuty-vDuty*(tEndx+1/OSR-min(0.25*swPer,tEndx+1/OSR))

宽度=iDuty+vDuty*min(0.25*swPer,tEndx+1/OSR)

尽管已相当详细地描述了前述实施例，然而本领域内技术人员在完全理解上述公开的情况下能清楚知道多种变型和修正。旨在将下面的权利要求书解释成涵盖所有这些变型和修正。如前面提到的，本文披露的单循环预测性控制方法可等同地应用于多种系统，在这些系统中以本文描述的方式利用控制机制来调整要求的状态变量，例如输出状态变量或其它调整的状态变量。

Claims

1.一种在电流共享配置中使相电流斜变的方法，其中，所述相电流求和至总电流，所述方法包括：

通过多个电压调整器模块中的每个电压调整器模块在电流共享配置中提供相应的相电流；

根据所述相应的相电流的循环平均的当前值和提供所述相应的相电流的电压调整器模块的电压误差值，对每个相应的相电流确定目标电流值；以及

响应于指令多个电压调整器模块使其相应的部分电流斜变，而使每个相电流斜变至所述目标电流值。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，根据所述电压误差确定所述目标电流值包括获得下列参数中的一个或多个：

根据所述电压误差的比例控制值；

根据所述电压误差的积分控制值；或者

根据所述电压误差的微分控制值。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括：

通过每个电压调整器模块产生共同输出电压；

其中产生相应的相电流是根据所述共同输出电压来执行的。

4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，还包括：

通过每个电压调整器模块产生相应的控制脉冲；

其中产生共同输出电压是响应于所述相应的控制脉冲来执行的。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，还包括：根据下列参数来确定所述控制脉冲的宽度：

相应的切换循环结束时的目标电流值；以及

相应的切换循环开始时的相应的相电流的值。

6.如权利要求4所述的方法，其特征在于，还包括：确定所述控制脉冲的开始时间，包括计算一开始时间，所述开始时间导致根据相应的切换循环内的目标电流值传递特定量的电荷。

7.如权利要求6所述的方法，其特征在于，所述特定量的电荷与所述目标电流值乘以表征相应的切换循环的时间周期相当。

8.一种电压调整器模块，包括：

输出级，所述输出级被配置成提供一共同输出电压，并进一步被配置成提供相应的相电流，所述共同输出电压也由一个或多个附加电压调整器模块提供，其中所述相应的相电流代表由多个电压调整器模块建立的电流共享配置所提供的总电流的一部分，所述多个电压调整器模块中的每个电压调整器模块被配置成提供在所述电流共享配置中的相应的相电流；以及

控制器，其被配置成：

根据所述相应的相电流的循环平均当前值和与所述共同输出电压对应的电压误差值来确定目标电流值；以及

响应于指令多个电压调整器模块使其相应的相电流斜变，而使所述输出级将所述相电流斜变至目标电流值。

9.如权利要求8所述的电压调整器模块，其特征在于，所述控制器被进一步配置成根据下面的一个或多个参数来确定所述目标电流值：

基于所述电压误差的比例控制值；

基于所述电压误差的积分控制值；或者

基于所述电压误差的微分控制值。

10.如权利要求8所述的电压调整器模块，其特征在于，所述控制器被进一步配置成产生控制脉冲；以及

所述输出级被配置成响应于所述控制脉冲而产生和提供输出电压，所述输出电压也由所述一个或多个附加电压调整器模块提供。

11.如权利要求10所述的电压调整器模块，其特征在于，所述控制器被进一步配置成根据下列参数确定控制脉冲的宽度：

相应的切换循环结束时的目标电流值；以及

相应的切换循环开始时的相电流的值。

12.如权利要求10所述的电压调整器模块，其特征在于，所述控制器被进一步配置成确定所述控制脉冲的开始时间，所述开始时间导致根据相应的切换循环内的目标电流值传递特定量的电荷。

13.如权利要求12所述的电压调整器模块，其特征在于，所述特定量的电荷与所述目标电流值乘以表征相应的切换循环的时间周期相称。

14.一种预测性多相控制器，包括：

输出，其被配置成提供一个或多个控制值，所述一个或多个控制值用于产生控制电压调整器模块的输出级的控制信号，其中，所述电压调整器模块可用作被配置成建立电流共享配置的多个电压调整器模块中的一个，其中所述多个电压调整器模块中的每个电压调整器模块用于提供在电流共享配置中的相应的相电流；以及

电路，其被配置成：

根据第一相电流的循环平均的当前值以及由所述多个电压调整器模块提供的共同输出电压所对应的电压误差值，确定目标电流值，其中所述第一相电流由所述电压调整器模块提供；以及

响应于指令使第一相电流斜变而使所述第一相电流斜变至所述目标电流值，其中为使所述第一相电流斜变，所述控制器被进一步配置成调节一个或多个控制值中的一个或多个。

15.如权利要求14所述的预测性多相控制器，其特征在于，所述电路被进一步配置成根据下面的一个或多个参数来确定所述目标电流值：

基于所述电压误差的比例控制值；

基于所述电压误差的积分控制值；或者

基于所述电压误差的微分控制值。

16.如权利要求14所述的预测性多相控制器，其特征在于，所述一个或多个控制值包括控制脉冲的脉宽值；以及

其中所述控制信号包括所述控制脉冲。

17.如权利要求16所述的预测性多相控制器，其特征在于，所述电路被进一步配置成根据下列参数来确定所述脉宽值：

相应的切换循环结束时的目标电流值；以及

相应的切换循环开始时的第一相电流的值。

18.如权利要求14所述的预测性多相控制器，其特征在于，所述一个或多个控制值包括控制脉冲的开始时间；以及

其中所述控制信号包括所述控制脉冲。

19.如权利要求18所述的预测性多相控制器，其特征在于，所述电路被进一步配置成确定所述控制脉冲的开始时间，所述开始时间导致根据相应的切换循环内的所述目标电流值传递特定量的电荷。

20.如权利要求19所述的预测性多相控制器，其特征在于，所述特定量的电荷与所述目标电流值乘以表征相应的切换循环的时间周期相称。

21.如权利要求14所述的预测性多相控制器，其特征在于，所述电路进一步被配置成根据在切换循环开始时的第一相电流的估计值来确定所述目标电流值。