CN104137339A - 非福斯特去耦网络 - Google Patents

Abstract

四端口天线耦合网络，其仅具有两个负电容器，并且具有四个或更多的正电容器；采用一个或多个宽带去耦电路以改进两单元和四单元天线阵列的低频接收性能的方法，其中每个所述的宽带去耦电路包括最多两个非福斯特组件，这两个非福斯特组件优选地模拟负电容器。

Description

非福斯特去耦网络

相关申请的交叉引用

本申请涉及于2012年4月4日提交的名为“Antenna Array withWide-band Reactance Cancellation”的美国临时专利申请61/620384号并要求其优先权，其全部内容通过引用合并于此。本发明还涉及与本申请同日提交的题为“Antenna Array with Wide-bandReactance Cancellation”的美国专利编号为13/856375(代理所案号为627436-4)的非临时申请。此外，本发明还涉及与本申请同日提交的题为“Broadband non-Foster Decoupling Networks forSuperdirective Antenna Arrays”的美国专利编号为13/856403(代理所案号为627593-8)的非临时申请。此外，本发明还涉及与本申请同日提交的题为“Antenna Array with Wide-band ReactanceReduction”的PCT申请(代理所案号为627289-1)。

关于联邦资助的研究或发展的声明

无

技术领域

本技术涉及用于超导向(superdirective)天线阵列的宽带非福斯特(non-foster)去耦网络。其涉及用于改进接收天线阵列的灵敏度的方法和装置，尤其是那些工作在天线元件的间隔小于半个波长的频率上的天线阵列。通过采用利用了非福斯特电路单元(即，负电容)的去耦网络以获得宽带操作以及天线电抗的抵消，从而提高阵列敏感度。去耦网络通过分离天线阵列模式以使每个模式可以独立和同时地匹配阻抗来提高灵敏度，从而允许在每个模式中有效地提取能量。虽然传统的无源去耦网络的使用被本领域技术人员所熟知，但本发明采用包含非福斯特电路单元的去耦网络以获得宽带应用并(在优选实施例中)排除对单独的阻抗耦合网络的需求。

背景技术

诸如负电容和负电感等非福斯特电路单元已经作为一种将天线的带宽扩展至低频条件的工具被研究了多年。举例而言：专利权人为G.Skahill、R.M.Rudish和J.A.Piero的题为“Apparatus and methodfor broadband matching of electrically small antennas”的美国专利6,121,940号。

在一些公开中已经报导过采用非福斯特单元进行简单的单元间耦合，例如：R.C.Hansen的“Wideband Dipole Arrays using widebandcoupling,”IEEE Microwave and optical tech letters,vol.28,no.6,2003。在这篇文献中Hansen模拟了终端与集总负电感(lumpednegative inductors)相连接的偶极单元(dipole element)的平面阵列。模拟结果显示出在宽带宽上的阵列增益较高。这种途径并未尝试与天线模式的去耦和阻抗匹配。

已经有文献报导过，在单元之间的间隔降低到半个波长以下的时候采用模式去耦网络作为提高天线阵列的性能的工具。去耦网络的示例可以由以下文献中获得：C.Volmer等人的“Broadbanddecoupling and matching of superdirective two port antennaarray,”IEEE antennas and propagation letter,vol 7,2008；以及J.C.Coetzee等人的“port decoupling for small arrays bymeans of an eigenmode feed network,”IEEE trans.On antennasand propagation,vol 56,no.6 June 2008。这些文献并未考虑采用非福斯特电路单元来扩大带宽性能。

发明内容

本技术的一个方面提供了仅具有两个负电容器并且具有四个或更多的正电容器的四端口天线去耦网络。

另一个方面中提供了一种四端口天线去耦网络，具有：第一端口和第二端口，其在使用中均直接或间接耦合至天线元件；第三端口和第四端口，其在使用中均直接或间接耦合至无线电发射和/或接收装置；每个所述第一端口和第二端口均具有第一连接点和第二连接点，所述第一端口和第二端口的第一连接点彼此直接连接，所述第一端口和第二端口的第二连接点通过至少一对正电容器彼此连接，所述一对正电容器之间具有共同结点；所述第三端口具有第一连接点和第二连接点，所述第三端口的第一连接点通过第一负电容器电容耦合至所述一对正电容器中的第一个，所述第三端口的第二连接点直接耦合至所述一对正电容器中的第二个；所述第四端口具有第一连接点和第二连接点，所述第四端口的第一连接点直接耦合至所述第一端口和第二端口的第一连接点，所述第四端口的第二连接点通过包含了一个负电容器的由三个电容器组成的π网络来耦合至所述第四端口的第一连接点和所述一对正电容器之间的共同结点。

本技术的又一个方面中提供了采用一个或多个宽带去耦电路来改进两单元和四单元天线阵列的低频接收性能的方法，其中每个所述宽带去耦电路包括最多两个非福斯特组件。

附图说明

图1为天线网络、去耦网络、和非福斯特(NF)匹配网络的框图。该去耦网络模态功率分离并且允许每个输出端口独立地匹配阻抗，从而最大化接收功率。

图2为常见魔术T结构的电路示意图。端口3和4均通过对称性彼此隔离。

图2a示出了具有两个单元的天线阵列的辐射图案(限定了模式1和2)。

图2b以框图的形式描述了图2中的两个单元的去耦网络，但是电路单元值对应于说明书中的式7。

图3为仅包含电容器的去耦网络的示意图。

图4描述了两个小的线天线的电路模型。源Vs和Vd为代表入射E电场的等效电压源。

图5描述了宽带180度耦合器的电路。

图5a为对图5进行少量修改的版本，其中，天线电容形成了宽带180度耦合器的一部分。网络中标注的电容值C优选地接近但略大于天线电容值。

图6示出了180度混合耦合器的S系数的大小的模拟结果。在超过十进位的带宽内显示出近理想的性能。

图7提供了偶数个模式(左手边)和奇数个模式(右手边)的接收功率与可获得功率的比值的曲线图。还示出了在不存在去耦网络时的所述比值的曲线图(虚线)。

图8为四单元正方形阵列的去耦网络的电路示意图。宽带180度混合电路可以如图所示地互连接以提供宽带去耦。

具体实施方式

超导向天线为单元的间隔小于约在天线的操作频率处的波长的四分之一的天线阵列。每个独立的天线元件包括双极天线、单极天线(通常或理想地为接地面)、贴片天线(patch antennas)等。独立的天线元件的间隔很近(通常使相邻有源天线元件之间的间隔不超过λ/4，其中λ为天线操作频率的波长)以使得阵列可以“超导向(superdirective)”。图1描述了具有四个天线元件10₁-10₄的超导向天线阵列10，该四个天线元件通过天线网络S耦合至去耦网络Su以将四种模式(模式1-模式4)传递给四个无线电接收器或收发器(未示出)。

上述讨论中，四个天线元件10₁-10₄被描述为接收天线，但可以理解的是本发明也可以应用为发射模式，因此所公开的去耦网络Su可以用在接收和发射应用中。

图1在右方示出了与四个物理天线10₁-10₄的连接，其中物理天线可以是诸如单极或双极天线等有线天线。天线网络S通常代表物理天线之间的互阻抗和自阻抗值。因此天线网络S通常是基于物理天线10₁-10₄的物理排列的给定值。例如，四个天线排列为直线与四个天线排列为圆形会带来不同的天线网络S。天线网络S可以通过测量、通过仿真、或通过如与本申请同日提交的题为“Antenna Array withWide-band Reactance Cancellation”的编号为13/856375(代理所案号为627436-4)的美国专利申请所示的方法来确定。用户添加去耦网络以将每个辐射模式的输入分离出去。图1中的NF电路为输入(模式1-4)与天线自身(去耦网络Su、天线网络S和天线)之间的阻抗匹配电路。图1中天线系统的输出功率(并不暗示着限制并且假设存在接收器实施例)为每个模式上接收的功率之和。

在去耦网络Su和标记了模式1-4的线之间示出了四个非福斯特电路NF。根据四个无线电接收器、发射器或收发器的四种模式(模式1-模式4)与去耦网络Su的对应端口的阻抗之间的阻抗匹配来确定是否需要或需求四个非福斯特电路NF，因此该四个非福斯特电路NF在某种意义上是可选择的。图1中描述的天线网络S可以是被设计而成的网络、和/或是由于天线元件之间间隔较近从而彼此之间不独立(这种情况通常称为交互耦合)而形成的网络，如上文所讨论的。在超导向实施例中，图1中描述的优选天线网络S为仅代表由天线元件间隔较近而得到的交互耦合的网络。

图1中的四种模式可以代表无线电接收器、发射器或收发器的输入或输出。本文描述的去耦网络Su可以有效地用于互逆(reciprocal)的天线阵列(即在有需要时，可以接收和发射)，因此同样可以有效地用于非互逆(non-reciprocal)的天线阵列，即仅可以接收或发射。

图1示出了四种模式和四个天线10₁-10₄。本文描述的去耦网络还可以对两种模式(由此与两个有源天线元件)起作用，而并不是只能对四种模式(以及图1的四个天线10₁-10₄)起作用。本发明的优选实施例为两个单元的去耦网络(将参考图5进行详细描述)，并且将四个如图5中所示的去耦网络结合使用以对排列为圆形的四个单元去耦，将在下文中参考图8详细解释。除图1中描述的有源单元10₁-10₄之外，每个天线元件10₁-10₄可以根据需要具有一个或多个与天线元件相关的无源天线元件。

可以通过采用去耦网络Su以保证所有的模式均良好地匹配，从而改进多端口天线阵列10的接收。天线的模型理论(见J.J.Lynch,“A modal analysis of multiport antennas,”Int.Journal ofAntennas and Prop.,vol.2011,Article ID 438437)示出N个天线的阵列的辐射特性可以精确地通过N种辐射模式进行完整地描述。对于互逆天线，接收图案和发射图案相同，使得N种模式也完整地描述了天线阵列10的接收特性。当所有N种模式均与一组负载阻抗匹配时，通过阵列10接收到最大的功率。总而言之，由于在超导向天线阵列中的天线元件10₁-10_N之间的交互耦合，因此非常难以获得这种阻抗匹配。如果天线阵列的散射矩阵S代表其RF特征，那么具有等于S*(S的共轭矩阵)的散射矩阵的负载网络可以达到最大接收功率。给定这种矩阵，如何在远小于宽频带的单一频率下构建对应的负载网络并非显而易见。图2a描述了两个单元天线的辐射图案(模式1和2)。图2a中的天线元件相距λ/10。模式1为两个单元的独立图案之和，模式2为两个单元的独立图案的差异。

模式描述允许(理论上)引导模式，将能量汇集(funneling)到彼此隔离的不同端口。当端口被隔离时，可以对每个端口单独地实施阻抗匹配以获得最大的接收(或发射)功率。实际操作中可以由无源、互逆组件建立这种去耦网络。对于散射矩阵为S的N单元天线阵列，如果我们选择NxN的子矩阵U以包含与特征向量S^HS(其中上标H表示共轭转置)相等的列，那么具有下述式1中的散射系数的2N端口去耦网络将对该阵列去耦。

$S_u=\left(\begin{array}{cc}0& U^T\\ U& 0\end{array}\right)$    (式1)

注意到上式中为0的项实际上为全部0的NxN子矩阵。由此可以看出理想的去耦网络具有匹配的输入和输出端口(当端口在所需阻抗内终止时)并且将在一侧入射的能量(根据U)以修改后的振幅和相位汇集到另一侧。因此，一个端口的输出为由电路的另一侧的端口入射的信号的线性结合。由于矩阵U为厄米矩阵(Hermetian matrix)的特征向量矩阵，其具有单式：U^HU＝I(其中I为单位矩阵)。因此，理想的去耦网络Su为无损耗的并且互逆的。实际操作中将会存在损耗，因此仅在损耗不存在时才能获得代表理想性能的Su。注意到，虽然U的值已知并且因此Su的值已知，但是如何物理上实施Su是未知的。

将去耦网络连接至天线阵列，由去耦网络Su的输出反推的散射矩阵为Г，其为NxN的对角矩阵，如图1中所示。Г的对角单元为每个模式的反射系数。由于所有的非对角线单元为0，这些输出端口被去耦。由此每个端口可以获得匹配的负载Г以保证转移了最大功率给该负载。这些匹配负载的结合与去耦网络一起创造了用于最大功率转移的散射矩阵S*(从天线端口观察)。为了获得宽带性能，可以采用非福斯特网络构建输出匹配网络S和去耦网络Su自身。

虽然去耦这些模式使得分别与每个模式匹配，但是实现去耦网络的难度通常与实现S^*难度差不多。实际中某些天线阵列具有对称性，产生了矩阵单元独立于频率的已知去耦矩阵。例如，具有相同单元的N单元圆形阵列的去耦矩阵U的值由下式给出：

其中n,m＝0,1,...,N-1   (式2)

注意到去耦矩阵并不唯一：每个去耦矩阵可以通过复常数

(complex constant)与U的任何列相乘并且保留其去耦特征。这等效于在去耦网络的左侧(输出侧)的对应端口上插入固定相移。还注意到该矩阵和去耦网络Su参数独立于频率。

本文将考虑两种天线配置，其排列为圆形图案。将会为两天线阵列和四天线阵列指定去耦网络Su。去耦网络将基于图2中所示的“魔T(Magic T)”网络。即，去耦网络Su将实现为包含如图2中所示的电路，但是其元件值之间具有指定的关系。

最简单的情况为两单元(N＝2)，其去耦矩阵为 $U=\frac{1}{\sqrt{2}}\left(\begin{array}{cc}1& 1\\ 1& -1\end{array}\right).$ 该矩阵的散射矩阵(式1)通常被称为180度耦合器。我们可以采用如图2中所示的本领域技术人员熟知的魔术T结构(见N.Marcuvitz的“Waveguide handbook,”Radiation Lab Series,Vol.10,McGraw-Hill,NY,1951,p.117)及其等价网络来实施这种180度耦合器。该网络的Z系数矩阵可以通过检查表达为下式：

$Z=\left(\begin{array}{cccc}{z}_{11}& z_{12}& z_{13}& z_{14}\\ z_{12}& z_{11}& z_{13}& {-z}_{14}\\ z_{13}& z_{13}& z_{33}& 0\\ z_{14}& {-z}_{14}& 0& z_{44}\end{array}\right)$    (式3)

注意到Z₂₂＝Z₁₁、Z₁₂＝Z₂₁、并以此类推，即所谓的Z的对称性。

通过执行下述式4，从而保证当端口在各自参考阻抗内终止时具有完美的输入/输出阻抗匹配。

z₁₁+z₁₂＝z₃₃，(z₁₁+z₁₂)²＝2z₁₃ ²+1，z₁₁-z₁₂＝z₄₄，(z₁₁-z₁₂)²＝2z₁₄ ²+1   (式4)

通过这些条件，并且假定无损网络(z₁₁＝jx₁₁等)，去耦网络的散射矩阵为：

$S_u=\left(\begin{array}{cccc}0& 0& \frac{{\mathrm{jx}}_{13}}{1\±\sqrt{1-{{2x}_{13}}^2}}& \frac{{\mathrm{jx}}_{14}}{1\±\sqrt{1-{{2x}_{14}}^2}}\\ 0& 0& \frac{{\mathrm{jx}}_{13}}{1\±\sqrt{1-{{2x}_{13}}^2}}& \frac{{\mathrm{jx}}_{14}}{1\±\sqrt{1-{{2x}_{14}}^2}}\\ \frac{{\mathrm{jx}}_{13}}{1\±\sqrt{1-{{2x}_{13}}^2}}& \frac{{\mathrm{jx}}_{13}}{1\±\sqrt{1-{{2x}_{13}}^2}}& 0& 0\\ \frac{{\mathrm{jx}}_{14}}{1\±\sqrt{1-{{2x}_{14}}^2}}& \frac{{\mathrm{jx}}_{14}}{1\±\sqrt{1-{{2x}_{14}}^2}}& 0& 0\end{array}\right)$    (式5)

在选择符号(正负号)时，必须在表达式中同时选择包括x₁₃的的两个符号，并且同时选择包含x₁₄的两个符号。因此，总共存在四个可能的符号选择和两个实系数x₁₃、x₁₄可以改变。同样，针对无损去耦网络的约束条件(见式4)要求以及

检查式5，表明当x₁₃,x₁₄→∞时去耦S矩阵趋近于

$S_u\→\frac{1}{\sqrt{2}}\left(\begin{array}{cccc}0& 0& a& b\\ 0& 0& a& -b\\ a& a& 0& 0\\ b& -b& 0& 0\end{array}\right)$    (式6)

其中可以独立选择a＝±1、b＝±1。当频率趋向于0时，由于小电容的阻抗和趋向于无穷大，因此采用小电容轻易地实现该极限所需的大阻抗值。该结果为在低频限制下的几乎独立于频率的去耦网络(在频率向0降低时，矩阵Su逐渐接近理想的独立于频率的性能)。由于在集成电路(IC)中很容易制造致密电容，因此仅采用电容还为去耦网络的集成电路的实施提供了有利的效果。

对于大的x₁₃和x₁₄，由式4可得和图2的电路单元值由下式给出：

$\begin{array}{c}{x}_{11}-x_{12}-x_{14}\≅(b\sqrt{2}-1)x_{14}\\ x_{44}-{2x}_{14}\≅-2(1-\frac{b}{\sqrt{2}})x_{14}\\ x_{12}\≅\frac{a}{\sqrt{2}}{x}_{13}-\frac{b}{\sqrt{2}}{x}_{14}\\ x_{12}-x_{13}\≅-\frac{b}{\sqrt{2}}{x}_{14}-(1-\frac{a}{\sqrt{2}})x_{13}\\ x_{33}-x_{13}\≅(a\sqrt{2}-1)x_{14}\end{array}$    (式7)从而得到图3中所示的电路。注意到一些电容值必须为负以实现此电路。为这些负电容器元件采用非福斯特负电容电路。结果是针对图2b中所示的在去耦网络200的端口1和2处耦合的两个相同的天线10₁和10₂通过式7反映的电路单元值进行宽带去耦，这些电路单元值可以在某些情况为负而不像图2中的现有技术的去耦网络一样假定电路单元值为正。

我们现在适当地选择电容值(以及符号a和b)以在去耦网络连接至天线时提供稳定的操作。为了分析稳定性，我们对图4中所示的天线进行建模。对于间隔较小的两个小双极天线的S矩阵，该模型提供了合理的良好近似。电阻-电感组合模拟了辐射电阻的1/f²频率依赖性，而电容模拟了小型电气线状天线的典型电抗曲线。通过使用与终端电阻串联的电容器来终止输出端口(端口3和4)(在这些端口处包含电容器的原因是希望在这些端口处提供电抗抵消)、并且计算从天线电压源看过去的输入阻抗的零点，由此来确定电路稳定性。由此计算出的复合零点为电路连接到电压源时该电路的振荡的固有频率，并且当所有零点处于复合平面的左半边时电路稳定。

其分析的过程十分冗长，因此其细节在此不作描述。但是其结果为在以下条件满足时电路稳定：C₁₃>0并且a＝1；或C₁₃<0并且a＝-1。以实施的观点来看，需要使负电容的数量最小化，其原因在于这些组件均很复杂并且需要比正电容更大的电路面积。由图3可以看出为C₁₃选择正电容会得到更少的负电容器，因此这是我们将要选择的，从而得到图5的电路中的本发明的一个实施例。需要注意的是，本实施例使用了两个且仅仅两个负电容器。

我们还可以自由选择C₁₄和b。同样，我们选择C₁₄>0并且b＝1以使负电容器的数量最小化。使可以获得图5中所示的电路。其仅包含2个负电容器。如图5a的实施例中所示，该电路还通过将端口1和2的串联电容器C替换为具有大约相同电容值的天线，从而为小的(电容型)线天线提供了显著的电抗抵消。因此，图5a的实施例(电路100’)采用了天线电容(C_ant)作为去耦网络的一部分，有效地移除了天线电抗并且因此消除了对图1的非福斯特NF组件的任何需求或要求。由于天线电容通常为天线元件的固有电容而并非附加至电路的电容器(虽然在一些实施例中C_ant可能为天线元件本身与其他残余或设置的电容性耦合的组合电容)，因此以虚线显示该天线电容。任何残余电容可以由隔离的输出端口3和4(端口3和4为天线用于接收RF信号时的输出端口，而当发射RF信号时端口3和4为输入端口)上的匹配网络移除。只要C的值大于天线电容C_ant，那么该电路就是稳定的。并且只要C的值仅仅略大于天线电容C_ant，那么匹配就是有效地，并且在需要时可以将图1中所示的非福斯特NF单元省略。

在电路模拟器(Spice)中模拟图5中的180度耦合器电路。图6中描绘了一些S系数的大小的曲线(由于对称性，一些S系数相同)。该曲线清楚地示出了超过十进位的频带内均显示出近理想的性能，并且随着频率降低其性能持续提高。注意到尽管去耦为魔术T网络的固有功能，但阻抗仍不匹配。图6示出了S11在一个从10Mhz至100Mhz的十进位的频率中均小于1％反射率(-20db)的曲线图。重要的是，能量可以在通过S13和S14示出的两个天线端口之间被平均划分。S13和S14的值3db显示了在天线端口1和2之间能量分配为50/50。

随后图4中所示的两个耦合天线的电路模型连接至图5的电路模型，其中天线电容C_ant替换去耦电路中的电容器C串联至端口1和2。所得的模拟表明完成的电路在C_ant<C时稳定，而在C_ant>C时不稳定，与分析中所预测的一样。

针对长度为半个波长和四分之一个波长且在100Mhz处相隔的两个双极天线来模拟接收性能。图7示出了传递给输出端口的功率与天线的两个输出端口的每一个(奇数和偶数个模式)可以获得的功率的比值的曲线图。还包含了移除了去耦网络时传递给输出端口的曲线。该曲线清楚地显示了对于两种模式，接收功率均大幅提高。由于奇数模式中的辐射阻抗极低，因此在奇数个模式中，可以预料到这种放置地较近的双极之间接收的功率的总量只是可以获得的功率的一小部分。对于这些模拟，输出端口的终端阻抗均为50欧姆(Ohms)。性能的改进几乎全部归因于两个天线的电抗抵消。通过在输出端口的额外的电抗抵消、以及为更好地匹配低模态电阻而进行的阻抗转换可以进一步改进性能。

图5的宽带180度混合耦合器还可以用于为排列为圆形的相同的天线元件10₁-10₄的四单元阵列天线阵列提供宽带性能。因为其也可以被认为是N＝4的圆形阵列，因此去耦矩阵独立于频率，并且由下式给出：

$U=\frac{1}{2}\left(\begin{array}{cccc}1& 1& 1& 1\\ 1& -j& -1& j\\ 1& -1& 1& -1\\ 1& j& -1& -j\end{array}\right)$    (式8)

由于电磁场的对称性，第二个和第四个模式的特征值(例如，模式反射系数)相同(即退化)，因此U的这些列的线性组合也会去耦这些模式。因此另一个去耦天线端口的矩阵为：

$U=\frac{1}{2}\left(\begin{array}{cccc}1& 1& 1& 1\\ 1& 1& -1& -1\\ 1& -1& 1& -1\\ 1& -1& -1& 1\end{array}\right)$    (式9)

提供这种去耦函数的电路可以由图8中所示的四个180度混合电路100构建。因此，图5中所示的四个电路100可以如图8中所示进行互连以在本发明实施例的四单元阵列中提供形式上的去耦。实际上，对于直接耦合至天线元件的两个耦合器，可以优选地采用图5a的实施例(电路100’)以代替图5的实施例。优选连接到的端口号被公开为1-4(端口1-4)，其在每个电路100和100’的相邻位置出现。对于图8中的电路布置，电路100和100’可以以串联接至正电容器的一个负电容器结束。两个串联耦合的电容器可能可以被单电容器所替代以在某种程度上简化电路。

最后，根据对图5和5a的电路100和100’仔细观察，读者可以注意到这些电路的端口1、2和4是不平衡的(注意到每个端口1、2和4的一个引脚共同耦合)，而端口3是平衡的。因此，当端口3耦合至端口1、2或4时，优选地采用平衡-不平衡换衡器(balun)B。图8示出了两个平衡-不平衡换衡器B(一个换衡器位于最上端电路100’的端口3与最左端电路100的端口1之间，而另一个换衡器位于最下端电路100’的端口3与最左端电路100的端口2之间)。图8中还给出了平衡-不平衡换衡器B的一种可能的电路表示方法。每个换衡器B的匝数比可能为1:1，但其取决于图8的电路如何实施。

在此总结本发明的优选实施例的描述。上文中的描述包括本发明的优选实施例，其以示出和描述为目的。其并非意味着穷举或将本发明限制为所公开的具体形式。在上述示教的范围内可以进行多种修改和变化。可以在不脱离权利要求书的发明构思的范围内对本发明进行额外的变化。

本文中描述的所有单元、部分和步骤均被优选地包含。可以理解对本领域技术人员而言，显然任意这些单元、部分和步骤均可以被其他单元、部分和步骤所替代、或完全被删除。

总而言之，本文至少公开了以下内容：四端口天线耦合网络，其仅具有两个负电容器，并且具有四个或更多的正电容器；采用一个或多个宽带去耦电路以改进两单元和四单元天线阵列的低频接收性能的方法，其中每个所述的宽带去耦电路包括最多两个非福斯特组件，这两个非福斯特组件优选地模拟负电容器。

构思：

此外，本文公开了以下构思：

构思1.具有两个负电容器并且具有四个或更多正电容器的四端口天线去耦网络。

构思2.四端口天线去耦网络，具有：

第一端口和第二端口，其在使用中均直接或间接耦合至天线元件；

第三端口和第四端口，其在使用中均直接或间接耦合至无线电发射和/或接收装置；

每个所述第一端口和第二端口均具有第一连接点和第二连接点，所述第一端口和第二端口的第一连接点彼此直接连接，所述第一端口和第二端口的第二连接点通过至少一对正电容器彼此连接，所述一对正电容器之间具有共同结点；

所述第三端口具有第一连接点和第二连接点，所述第三端口的第一连接点通过第一负电容器电容耦合至所述一对正电容器中的第一个，所述第三端口的第二连接点直接耦合至所述一对正电容器中的第二个；

所述第四端口具有第一连接点和第二连接点，所述第四端口的第一连接点直接耦合至所述第一端口和第二端口的第一连接点，所述第四端口的第二连接点通过包含了一个负电容器的三电容器网络耦合至所述第四端口的第一连接点和所述一对正电容器之间的共同结点。

构思3.构思2中的四端口天线去耦网络，其中所述第一端口和第二端口的第二连接点均通过另一对电容器连接至所述一对正电容器，在先描述的所述一对电容器和所述另一对电容器在所述第一端口的第二连接点和所述第二端口的第二连接点之间串联连接。

构思4.构思3中的四端口天线去耦网络，其中所述另一对电容器的每一个至少部分地通过所述天线元件之一来实现。

构思5.采用一个或多个宽带去耦电路来改进两单元和四单元天线阵列的低频接收性能的方法，其中每个所述宽带去耦电路包括最多两个非福斯特组件。

构思6.构思5的方法，其中所述两个非福斯特组件中的每一个均模拟负电容器。

构思7.八端口天线去耦网络，包括按以下构造设置的四个四端口耦合器：四个端口用于耦合至天线元件，并且另外四个端口用于耦合至接收和/或发射装置，其中至少两个所述四端口耦合器均具有两个负电容器和四个或更多的正电容器。

构思8.构思7中所述的八端口天线去耦网络，其中所述另外四个四端口耦合器中的至少两个均具有一个负电容器和四个或更多的正电容器。

Claims (8)

1.四端口天线去耦网络，其仅具有两个负电容器并且具有四个或更多的正电容器。

2.四端口天线去耦网络，包括：

第一端口和第二端口，其在使用中均直接或间接耦合至天线元件；

第三端口和第四端口，其在使用中均直接或间接耦合至无线电发射和/或接收装置；

每个所述第一端口和第二端口均具有第一连接点和第二连接点，所述第一端口和第二端口的第一连接点彼此直接连接，所述第一端口和第二端口的第二连接点通过至少一对正电容器彼此连接，所述一对正电容器之间具有共同结点；

所述第三端口具有第一连接点和第二连接点，所述第三端口的第一连接点通过第一负电容器电容耦合至所述一对正电容器中的第一个，所述第三端口的第二连接点直接耦合至所述一对正电容器中的第二个；

所述第四端口具有第一连接点和第二连接点，所述第四端口的第一连接点直接耦合至所述第一端口和第二端口的第一连接点，所述第四端口的第二连接点通过包含了一个负电容器的三电容器网络耦合至所述第四端口的第一连接点和所述一对正电容器之间的共同结点。

3.如权利要求2中的所述的四端口天线去耦网络，其中所述第一端口和第二端口的第二连接点均通过另一对电容器连接至所述一对正电容器，在先描述的所述一对电容器和所述另一对电容器在所述第一端口的第二连接点和所述第二端口的第二连接点之间串联连接。

4.如权利要求3中的所述的四端口天线去耦网络，其中所述另一对电容器中的每一个至少部分地通过所述天线元件之一来实现。

5.采用一个或多个宽带去耦电路来改进两单元和四单元天线阵列的低频接收性能的方法，其中每个所述宽带去耦电路包括最多两个非福斯特组件。

6.如权利要求5所述的方法，其中所述两个非福斯特组件中的每一个均模拟负电容器。

7.八端口天线去耦网络，包括按以下构造设置的四个四端口耦合器：四个端口用于耦合至天线元件，并且另外四个端口用于耦合至接收和/或发射装置，其中至少两个所述四端口耦合器均具有两个负电容器和四个或更多的正电容器。

8.如权利要求7中所述的八端口天线去耦网络，其中所述另外四个四端口耦合器中的至少两个均具有一个负电容器和四个或更多的正电容器。