CN104136758A - 通过脉冲宽度调制来操控电感负载 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及通过脉冲宽度调制来操控电感负载，这根据具有给定定值占空比的周期性定值操控信号。在所述定值操控信号的每个周期上，所述定值操控信号在至少第一持续时间期间处于在高和低逻辑状态中确定的第一逻辑状态，和在该周期的剩余部分期间处于另一逻辑状态。根据定值操控信号(PWM)生成激活电感负载的操控信号(S21、S31)。借助于第一计数器(3)，根据定值操控信号(PWM)来确定第一持续时间(t0)。根据第二计数器(4)确定第二持续时间(t0-td2)，在所述第二持续时间(t0-td2)期间，对应于负载(O1)处观测的有效操控信号(V，OUT)的逻辑信号(L_Out)处于所确定的第一逻辑状态。并且使增加了惯性td2的第二持续时间伺服于第一持续时间。于是，有效占空比等于定值占空比。

Description

通过脉冲宽度调制来操控电感负载
技术领域
本发明一般地涉及通过脉冲宽度调制来操控电感负载，并且更具体地，涉及用于这种操控的方法和设备。
特别地，本发明在汽车领域中找到应用，例如在节气门定位的电子操控系统(或“ETC”系统，ETC针对英文“Electronic Throttle Control(电子节气门控制)”)中，又或在气体再循环处的电子操控系统(或“EGR”系统，EGR针对英文“ExhaustGaz Recirculation(废气再循环)”)。
背景技术
可以通过H桥结构来实现通过脉冲宽度调制对电感负载的操控，所述H桥结构包括四个功率开关，即两个“高侧”开关和两个“低侧”开关。由第一高侧开关和第一低侧开关形成的第一对，当它们闭合时，使得能够使电流以第一方向在负载中流通。由另一高侧开关和另一低侧开关形成的第二对相反地使得能够使电流以另一方向在负载中流通。两个低处晶体管或两个高处晶体管当它们一起闭合时，使得能够实现电流自由运转(英文为“free wheeling”)流通。
各个开关通常包括功率MOS晶体管(“Metal Oxyde Semiconductor(金属氧化物半导体)”的英文首字母缩写，即金属氧化物栅极的场效应晶体管)。根据脉冲宽度调制的定值操控信号来实现四个MOS晶体管的模拟操控信号序列，所述脉冲宽度调制的定值操控信号的占空比使得能够操控在负载中注入的电流量。在MOS晶体管的操控栅极处引起和缓的电流和电压变化(称为“摆率(Slew-Rate)”)，以便避免突然转换，其产生电磁干扰。
考虑到转换序列，在开关断开以及闭合时MOS晶体管的响应较慢。由此导致在负载端子上的操控信号的有效占空比不同于定值操控信号的占空比。更确定地，其较小。
在其中负载通过闭环而被操控的应用中，该差异不是非常有妨碍的，因为系统因此具有适配能力，以便获得在负载处期望的有效行为。例如，这是当关于由电动机操控的活门阀角位置的信息由传感器再发送并构成适当伺服的对象时的情况。
但是存在一些应用或情形，其中占空比的精度是关键的，并且有时甚至在闭环中，当希望该闭环非常迅速时。
在这样的情形中，可以考虑根据例如对负载及其模拟操控装置的行为进行表征的表格，通过软件来补偿由和缓的电流-电压变化(摆率)引入的占空比误差。然而，该解决方案是繁琐的且不在所有情形中解决该问题。
发明内容
本发明的目的在于消除或至少减缓上述现有技术的缺点的全部或部分。
为此，本发明的第一方面提出一种通过脉冲宽度调制来操控电感负载的设备，其中，根据具有给定定值占空比的周期性定值操控信号，在所述定值操控信号的各个周期上，所述定值操控信号在至少第一持续时间期间处于在高和低逻辑状态中确定的第一逻辑状态，和在该周期的剩余部分期间，处于另一逻辑状态，所述设备包括：
·操控单元，其被布置用于根据定值操控信号和在电流-电压变化(摆率)的情况下来生成激活电感负载的操控信号；
·第一计数器，其被布置用于根据定值操控信号来确定第一持续时间；和
·第二计数器，其被布置用于确定第二持续时间，在所述第二持续时间期间，对应于负载处观测的有效操控信号的逻辑信号处于所确定的第一逻辑状态。
另外，所述设备为使得操控单元被配置用于使第二持续时间伺服于第一持续时间。
根据另一实施例，用计数器-逆计数器取代所述第一计数器和第二计数器，所述计数器-逆计数器被布置用于当仅有定值操控信号处于第一逻辑状态时以时钟信号的边沿速率(rythme)来计数，和用于当仅有逻辑信号处于所述第一逻辑状态时以所述时钟信号的边沿速率来逆计数，所述操控单元被配置以使得计数器-逆计数器达到负值。
在第一实施例的改进中，第一计数器被布置用于自使所述定值操控信号转到第一逻辑状态中的定值操控信号边沿起始并且直到使所述定值操控信号转到另一逻辑状态中的定值操控信号边沿来以时钟信号的边沿速率而计数。
有利地，操控单元被配置用于响应于使所述定值操控信号转到另一逻辑状态中的定值操控信号边沿以及在已将所述第一计数器的当前计数值保存在寄存器中之后而生成第一计数器的重置于零信号。
根据另一改进，第二计数器被布置用于自对应于负载处有效操控信号的、使所述逻辑信号转到第一逻辑状态中的逻辑信号边沿起始并且直到使所述逻辑信号转到另一逻辑状态中的逻辑信号边沿来以时钟信号边沿速率而计数。
另外，操控单元被配置用于在第二计数器的当前计数值达到被保存在寄存器中的第一计数器计数值时，生成第二计数器的重置于零信号。
有利地，操控单元此外被配置用于在第二计数器的当前计数值达到被保存在寄存器中的第一计数器计数值时，生成去活电感负载的操控信号。
本发明还涉及一种通过脉冲宽度调制来操控电感负载的方法，根据具有给定定值占空比的周期性定值操控信号，在所述定值操控信号的各个周期上，所述定值操控信号在至少第一持续时间期间处于在高和低逻辑状态中确定的第一逻辑状态，和在该周期的剩余部分期间，处于另一逻辑状态，所述方法包括：
·根据定值操控信号和在电流-电压变化(摆率)的情况下生成激活电感负载的操控信号；
·借助于第一计数器、根据定值操控信号来确定第一持续时间；
·根据第二计数器来确定第二持续时间，在所述第二持续时间期间，对应于负载处观测的有效操控信号的逻辑信号处于所确定的第一逻辑状态；和
·使第二持续时间伺服于第一持续时间。
有利地，第一计数器自使所述定值操控信号转到第一逻辑状态中的定值操控信号边沿起始并且直到使所述定值操控信号转到另一逻辑状态中的定值操控信号边沿来以时钟信号的边沿速率而计数。
另外，响应于使所述定值操控信号转到另一逻辑状态中的定值操控信号边沿以及在已将所述第一计数器的当前计数值保存在寄存器中之后重新初始化第一计数器。
而且，第二计数器自对应于负载处有效操控信号的、使所述逻辑信号转到第一逻辑状态中的逻辑信号边沿起始并且直到使所述逻辑信号转到另一逻辑状态中的逻辑信号边沿来以时钟信号边沿速率而计数。
在本发明的改进中，在第二计数器的当前计数值达到被保存在寄存器中的第一计数器计数值时，重新初始化第二计数器。
另外，可以配置操控单元，以使得操控信号被生成用于在第二计数器的当前计数值达到被保存在寄存器中的第一计数器计数值时，去活电感负载。
附图说明
在阅读随后的描述时，本发明的其它特征和优点还将变得明显。所述描述纯粹为说明性的且应该相对于附图进行阅读，其中：
-图1a-1d为图示了借助于H桥而通过脉冲宽度调制来操控电感负载的示意图；
-图2a-2c分别为定值操控信号和有效操控信号的时序图，用于操控例如诸如图1上所表示的负载。
-图3a为在没有校正设备的情况下给出作为定值占空比的函数的负载处有效占空比的图解；
-图3b为在存在校正设备的情况下给出作为定值占空比的函数的负载处有效占空比的图解；
-图4a为根据第一实施例的操控设备的示例的功能示意图；
-图4b为根据另一实施例的操控设备的示例的功能示意图；
-图5a和5b分别为定值操控信号和有效操控逻辑信号的时序图，对于相对低的占空比的值；
-图6a和6b分别为定值操控信号和有效操控逻辑信号的时序图，对于经常使用的占空比的值；
-图7a和7b分别为定值操控信号和有效操控逻辑信号的时序图，对于相对高的占空比的值；以及
-图8a和8b分别为定值操控信号和有效操控逻辑信号的时序图，对于非常接近于100％的占空比的值。
具体实施方式
参照图1a至1d，诸如电动机1之类的电感负载的操控设备例如包括“H桥”类型的转换结构。
这样的转换结构包括四个开关，各自例如由功率MOS晶体管构成。第一晶体管M1被连接在被带至电池电压Vbat的正供应端子和发动机第一端子之间。第二晶体管M2被连接在所述发动机第一端子和接地端子Gnd之间。第三晶体管M3被连接在发动机第二端子和接地端子Gnd之间。最后，第四晶体管M4被连接在正供应端子Vbat和所述发动机第二端子之间。晶体管M1和M4被称为高侧(英文为“high side”)晶体管以及晶体管M2和M3被称为低侧(英文为“lowside”)晶体管。可以根据四个状态来操控所述桥，其中仅三个是必要的。
在第一状态中，由高侧晶体管M1和低侧晶体管M3形成的对当这些晶体管导通(开关闭合)时，使得能够使电流以第一方向流通穿过发动机1，如由图1a上的箭头所指示的。晶体管M2和M4因此被阻断(开关断开)。
相反地，在第二状态中，由低侧晶体管M2和高侧晶体管M4形成的对当这些晶体管导通(开关闭合)时，使得能够使电流以另一方向流通穿过发动机1，如由图1b上的箭头所指示的。晶体管M1和M3因此被阻断(开关断开)。
在由图1c图示的第三状态中，高侧晶体管M1和M4被阻断(开关断开)并且低侧晶体管M2和M3导通(开关闭合)。这使得能够在晶体管M1断开后，以穿过M2和M3的短路电流的形式来排出在电感负载中积累的能量，如由图1c上的箭头所表示的。该状态被定性为“自由运转(roue libre)”状态。其可以接连于在第一状态或第二状态中H桥的运行而被操控。注意到，在晶体管M1断开之后和在晶体管M2闭合之前，电流已在晶体管M2的结构二极管中流通。这是可以定性为被动自由运转(roue libre passive)的过渡状态。
最后，在由图1d图示的第四状态中，低侧晶体管M2和M3被阻断(开关断开)并且高侧晶体管M1和M4导通(开关闭合)。这使得能够在晶体管M3断开后，以穿过M1和M4的短路电流的形式来排出在电感负载中积累的能量，如由图1d上的箭头所表示的。该状态被定性为“自由运转”状态。其可以接连于在第一状态或第二状态中H桥的运行而被操控。在晶体管M3断开之后和在晶体管M4闭合之前，被动自由运转的电流已在晶体管M4的结构二极管中流通。
所述第三和第四状态对于实现自由运转是等同的。实际上，可以不存在其中之一。
将领会，本发明不受转换结构的类型所限。尤其是，其还适用于半桥式转换结构，或适用于单一功率开关。同样，图1a到1d上示出的一个或多个功率开关的实现形式只是非限制性示例。这些开关可以各自包括另外类型的场效应晶体管(FET，英文为“Field Effect Transistor”)、双极型晶体管(BJT，英文为“Bipolar Junction transistor”)、隔离栅极的双极型晶体管(IGBT，英文为“InsulatedGate Bipolar Transistor”)等，代替MOS晶体管。还可以包括这样的晶体管的组装，如有必要则带有其它组件，诸如电阻器、电容器等。
负载1中的电流操控通过具有给定定值占空比的周期性定值操控信号的脉冲宽度调制来实现，所述操控信号被用于生成用于晶体管桥的转换信号。
如图2a上所表示的，这样的定值操控信号PWM，在各个周期上，在至少第一持续时间期间处于在高和低逻辑状态中确定的第一逻辑状态，以及在该周期的剩余部分期间处于另一逻辑状态。在图中所示的示例中，定值操控信号PWM在小于周期T的持续时间t0期间处于高逻辑状态。所述定值占空比dcom通过以下而给出：
dcom＝t0/T                                                 (1)
图2b对应于通过图1a和1c的组合而给出的序列。该图给出了例如晶体管M1的晶体管的源极上的电流I和电压V的演变，这是通过响应于图2a的定值操控信号PWM得到的。
图2c对应于通过图1a和1d的组合而给出的序列。该图给出了例如晶体管M3的晶体管的源极上的电压V的演变，这是通过响应于图2a的定值操控信号PWM得到的。
由于电流-电压变化(摆率)，电流I和电压V的上升和下降是以缓和斜率的，而不是定值操控信号PWM的方形边沿。例如，电流变化可以大约为3A/μs，以及电压变化为3V/μs。
由定值操控信号PWM的边沿引起的每个转换处，存在三个阶段的序列，所述三个阶段为停滞时间A、电流变化B和电压变化C。在定值操控信号PWM的上升沿之后或在所述信号的下降沿之后，该序列的顺序并不是相同的。
引入停滞时间A以用于避免由连至相同输出端的两个晶体管(M1和M2，或M3和M4)的传导所构成的短路。在该停滞时间A期间，实施被动自由运转(穿过晶体管和二极管的传导)。由此，电压变成轻微为负(图2b)或轻微在电池电压以上(图2c)。
在定值操控信号PWM的上升沿之后，首先有停滞时间A，随后是电流变化B以及最后是电压变化C。在定值操控信号PWM的下降沿之后，首先有电压变化C，随后是电流变化B以及最后是停滞时间A。结果导致在MOS晶体管的操控栅极上的电压V的上升相对于定值操控信号PWM的上升沿的延迟td1。相反地，电压V的下降相对于定值操控信号PWM的下降沿的迟延td2较小(td2＜td1)。结果是在其期间所操控的MOS晶体管的源极上的电压大于高电压Vbat的一半的持续时间等于t0-td1+td2，而不是t0。换句话说，通过将负载处的有效操控信号的占空比标记为deff，则有：
Deff＜dcom                (2)
这体现了以下事实：即有效操控信号的占空比(对应于电压V)小于定值操控信号PWM的占空比。
延迟差ti＝td1-td2意味着在其期间负载处的有效操控信号处于高状态(对应于超过电池电压Vbat的一半)的时间相对于在其期间定值操控信号PWM处于高逻辑状态的持续时间t0的减少。实际上，该减少可以大约为数μs，例如5到10μs，甚至更多一些。
定值占空比可以在0％和100％之间变化，有效占空比例如被允许有5％的绝对偏差，即在定值占空比为50％时为45％或55％。
在图3a的图解上，曲线32以示意性方式图示了作为定值占空比的值dcom的函数的有效占空比的值deff。在这些值之间的理想关系为由以45°倾斜且通过图解原点的直线31所表示的相等关系。此处，曲线32相对于直线31向右方岔开，这以取决于延迟差ti的程度。而且，该岔开的值可以在曲线32两侧的虚线条曲线所符号表示的某些限制内部变化，这是由于组件特征的分散和变化，这些变化基本上由于温度引起，但也由于老化以及组件之间的分散。该变化使得如引言中指示的软件处的校正不完美。
在例如大约1kHz的相对低的定值操控信号PWM的频率上，有效占空比deff相对于定值占空比dcom的降低可以是可接受的。事实上，在该频率上，定值操控信号PWM具有1ms的周期，以使得由于MOS晶体管的转换时间引起的延迟差ti可忽略，因为其表示出占空比上可接受的误差。例如，如果ti＝10μs，那么误差为1％。
然而，在例如大约10kHz的较高频率上，该降低使得难以遵守小于5％的有效占空比deff上的误差裕度，即使实施了如引言中提到的软件补偿。
这是提出以上类型操控的原因，但是其中使在其期间有效操控信号处于高逻辑状态的时间伺服，以使得其对应于在其期间定值操控信号处于该高逻辑状态的时间。
操控设备的两个实施例被分别示意性地表示于图4a和4b中。
图3b的图解示出了在存在校正设备的情况下作为操控占空比dcom的函数的有效占空比deff的变化。对于接近100％的占空比产生了轻微变更。
图4a的设备包括操控单元2，例如微控制器、ASIC电路(英文为“ApplicationSpecific Integrated Circuit”，即专用集成电路)、微处理器、SoC(英文为“Systemon Chip”，即单芯片系统)或类似的。操控单元2在输入端接收操控信号PWM和DIR以及时钟信号CLK。其在输出端将操控信号递送给为发动机1供电的H桥MOS晶体管，其中出于附图清楚和本文简明的考虑，仅有图1a至1d的晶体管M1和M2被表示于此。同样，将只针对晶体管M1来详述电压-电流变化(摆率)装置(注意到，该设备可以位于晶体管M2而不是晶体管M1的栅极上)。这些装置包括被操控的电流源21和被操控的电流源31，其分别被布置用于对晶体管M1的操控栅极进行充电和放电。分别通过由操控单元2生成的信号S21和信号S31来操控源21和31。
在操控单元2的输入端侧，信号DIR例如为操控发动机转向(即穿过H桥的电流流通方向(见图1a和1b))的二进制逻辑信号。定值操控信号PWM和其定值占空比dcom确定为负载供电的电流，和由此确定发动机1的速度和/或扭矩。
所述设备还包括第一计数器3，其具有时钟输入端、重置于零输入端和计数输出端(象征性地表示为唯一输出端)。时钟输入端接收逻辑信号，导致设备的定值操控信号PWM和时钟信号CLK在例如‘与’型的逻辑门中的逻辑组合。重置于零输入端接收由操控单元2供应的第一计数器3的值的重置于零信号Reset_A。由操控单元2激活重置于零信号Reset_A，以用于重新初始化第一计数器3，最迟在接收定值操控信号PWM的上升沿时。
被如此布置，第一计数器3被适配用于在其中定值操控信号PWM处于高逻辑状态的时间间隔期间以时钟信号CLK的速率而计数，和由此用于测量该间隔的持续时间t0(参照图2a)。在定值操控信号PWM返回到低逻辑状态时以第一计数器3的计数值形式可用的该持续时间因此通过操控单元2获取。该持续时间被存储于该后者的寄存器中。因此由操控单元2通过激活重置于零信号Reset_A来重新初始化第一计数器3。
在操控单元2的输出端侧，将晶体管M1的源极通过其而连接到发动机1的端子的节点称为O1。该节点上的电压(图2b中标记为V)对应于模拟信号OUT。该信号将操控信号传达至负载处。其呈现以上提及的有效占空比deff。‘电压水平适配’门由此将逻辑电压L_Out供应给操控单元2，带有与由该操控单元2接受的高和低逻辑状态相对应的电压水平。换句话说，当电压V(信号OUT)在电池电压Vbat的一半以上时，有效操控逻辑信号L_Out处于高逻辑状态，以及当电压V(信号OUT)在电池电压Vbat的一半以下时，处于低逻辑状态。
所述设备还包括第二计数器4，其具有时钟输入端、重置于零输入端和输出端。时钟输入端接收逻辑信号，导致设备的有效操控逻辑信号L_Out和时钟信号CLK在例如‘与’型的逻辑门中的逻辑组合。重置于零输入端接收由操控单元2供应的计数器的值的重置于零信号Reset_B。如以下将详述的，由操控单元2激活信号Reset_B。
被如此布置，第二计数器4被适配用于在其中有效操控逻辑信号L_Out处于高逻辑状态的时间段期间来以信号CLK的速率而计数，和由此用于从中测量持续时间(在图2b中标记为t0-ti)。应当考虑晶体管M2的断开时的延迟td2。该延迟由以下事实补偿：第一计数器3的初始值为td2。该值来自定值操控信号PWM的前一周期。其以第二计数器4的计数值形式而可用，通过操控单元2连续获取，例如在时钟信号CLK的每个上升沿处。
例如通过软件来配置操控单元2以借助于信号S21和S31来维持晶体管M1导通，以便借助于第二计数器4而测量的持续时间对应于借助于第一计数器3测量的且存储在寄存器中的值t0。换句话说，在其期间负载处(即晶体管M1的源极上)的有效操控信号被维持于高状态(对应于超过电压Vbat的一半)的时间被伺服于持续时间t0。这通过延长有效控制信号V的脉冲持续时间而重又补偿延迟td，诸如在图2b右侧由虚线条所符号表示的。
现在将关于图5a-5b、6a-6b、7a-7b和8a-8b的时序图来描述设备的运行。图5a和5b分别为定值操控信号PWM和有效操控逻辑信号L_Out的时序图，对于相对低(此处即接近10％)的占空比的值。图6a和6b分别为定值操控信号PWM和有效操控逻辑信号L_Out的时序图，对于经常使用(此处即接近35％)的占空比的值。图7a和7b分别为定值操控信号PWM和有效操控逻辑信号L_Out的时序图，对于相对高(即通过下方值而接近90％)的占空比的值。最后，图8a和8b分别为定值操控信号PWM和信号L_Out的时序图，对于接近100％的占空比的值。
首先考虑图6a和6b的情况，在其期间定值操控信号PWM处于高逻辑状态的持续时间t0的测量起动，在步骤S1中，当定值操控信号PWM转到高逻辑状态时，即在定值操控信号PWM的上升沿上。同样地，操控单元2对操控信号S21和S31进行操纵，以便引起晶体管M1的闭合，带有所希望的电流-电压变化(摆率)。上述测量由第一计数器3实现，从零计数值开始，所述计数值在定值操控信号PWM的上升沿之前被初始化以用于所考虑的时段，如将在以下解释的。测量停止在步骤S2中，当定值操控信号PWM回到低逻辑状态时。t0的值因此通过操控单元2获取且被存储于该后者的寄存器中。接下来由操控单元2通过激活信号Reset_A来重新初始化第一计数器3，最迟在定值操控信号PWM的上升沿处，这给出零起始值，用于定值操控信号PWM随后时段上的计数。
并行地，在其期间电压V(信号OUT)应当被维持于多于Vbat一半的持续时间的测量起动，在步骤S3中，当有效操控逻辑信号L_Out转到高逻辑状态时，即在有效操控逻辑信号L_Out的上升沿上。测量于是起动于晶体管M1变成传导(开关闭合)时的有效时刻。
更确切地，在其期间电压V(信号OUT)应当被维持于多于Vbat一半的持续时间对应于t0，但是在其期间应当对操控信号S21和S31进行操控以维持晶体管M1传导(开关闭合)的持续时间对应于该持续时间t0减去在晶体管M1断开时的转换延迟之间的差(标记为ti)，即t0-ti。
由第二计数器4实现的测量开始于非零值，所述非零值对应于晶体管M1断开时的转换延迟值td2。这被获得，以及将在阅读下文时理解它。以连续的方式，第二计数器4的计数值因此由操控单元2在时钟信号CLK的各个边沿上获取，并与借助于第一计数器3测量的且被存储在操控单元2的前述寄存器中的t0值相比较。
在步骤S4中，当第二计数器4的计数值等于t0时，操控单元2对操控信号S21和S31进行操纵，以便引起晶体管M1的阻断(晶体管断开)。M1的源极上的电压V(信号OUT)因此下降到接地Gnd的电势。同时，由操控单元2通过激活重置于零信号Reset_B来重新初始化第二计数器4。
然而，由第二计数器4进行的计数不会停止。在步骤S5中，只当有效操控逻辑信号L_Out回到低逻辑状态时、即当负载端子(其还对应于M1的源极)上的电压V(信号OUT)转到电池电压Vbat一半以下时，其才停止。在该时刻，第二计数器4的值因此对应于M1的转换的延迟td2。因此该延迟td2的值被预加载在第二计数器4中，用于随后循环的计数，即用于定值操控信号PWM的随后时段。
如将会理解的，由晶体管M1实施的开关断开被提前持续时间td2，所述持续时间td2对应于所述晶体管M1的切断时的延迟，以使得开关的有效闭合时间正好等于t0。
在第一实现变型中，不测量切断延迟td2，但是可以由对操控单元2进行操纵的软件基于固定值而被考虑。例如，经由可以在设备的设计阶段期间在实验室实现的设备表征步骤，可以得到该固定值。该实施例虽然较简单，然而给出不太好的结果。
在另一变型中，可以通过除第二计数器4之外的计数器来测量切断延迟td2。该解决方案给出优于以上第一变型的结果，尤其因为其考虑到了组件的有效特征。尽管如此，与以上关于图4a描述的优选实施例相比，其仍然是不太高效的，这是根据由于温度变化引起的效应被考虑得不太好。
将注意到，在由图6a-6b所图示的情况下，如由图7a-7b所图示的情况下，步骤S3可以在步骤S2之前介入。在该情况下，例如由微控制器的操纵软件实现的内部逻辑阻止实现在第二计数器4的值之间的比较，只要步骤S2尚未发生的话。事实上，直到该时刻，定值操控信号PWM过程中的时段的值t0尚未在操控单元2的寄存器中可用。
以上描述仅作为说明性而给出，并且不限制本发明的范围。任何技术上可设想的实现变型都可以优选于所描述的实施例。具体地，计数器3和4以及与它们的运行相关联的逻辑门可以被实现在例如实施操控单元2的微控制器中。
例如，由图4b所图示的实施例，虽然基本上非常不同，但仅为图4a所呈现的实施例的优化。
图4b的设备使用与图4a上相同的元件21、31、M1、M2和1。操控单元2总是存在，但具有不同作用。信号PWM和DIR以及L_OUT使得能够操纵窗口方向(Sens)和Reset_A信号，以便以如下方式对取代图4a的第一计数器3的计数器-逆计数器5进行管理：
在计数器-逆计数器5中，窗口信号通过借助于‘与’门让时钟信号CLK通过或否而使得能够进行计数。当定值操控信号PWM处于高状态而信号L_OUT处于低状态，并且窗口信号因此处于高状态时，计数发生。
当定值操控信号PWM处于低状态而信号L_OUT处于高状态，并且窗口信号因此同样处于高状态时，逆计数发生。
当定值操控信号PWM和信号L_OUT处于相同状态，窗口信号因此处于低状态时，既不存在计数也不存在逆计数。
方向信号使得能够定位计数器-逆计数器5的计数或逆计数。当计数器-逆计数器5达到值0时，在逆计数期间，M1的断开序列被触发。前面已见到，因此存在其期间计数器-逆计数器5继续逆计数的延迟td2，且达到的值表示负值-td2，其在随后的计数期间被从中扣除。
相对于图4a的实施例，图4b的优点在于用单一计数器取代两个，且所需要的计数能力小得多，因为测量延迟中最大的就足够了，即td1，而并不是测量持续时间t0，所述持续时间t0可以达到完整周期。
O1处电压水平相对于电池电压Vbat一半的比较可以被简化，这以精度的轻微变更为代价；例如，参照图2a，通过将O1处电压变化的结束取为计数的开始或结束事件，而不是取电压变化的中间。用电压变化的开始来取代同样是适合的。

Claims (13)

1.通过脉冲宽度调制来操控电感负载的设备，其中，根据具有给定定值占空比(dcom)的周期性定值操控信号(PWM)，在所述定值操控信号(PWM)的各个周期上，所述定值操控信号(PWM)在至少第一持续时间(t0)期间处于在高和低逻辑状态中确定的第一逻辑状态，和在该周期的剩余部分期间，处于另一逻辑状态，所述设备包括：
·操控单元(2)，被布置用于根据定值操控信号(PWM)和在电流-电压变化(摆率)的情况下生成激活电感负载的操控信号(S21、S31)；
·第一计数器(3)，被布置用于根据定值操控信号(PWM)来确定第一持续时间(t0)；和
·第二计数器(4)，被布置用于确定第二持续时间(t0-td2)，在所述第二持续时间(t0-td2)期间，对应于负载(O1)处观测的有效操控信号(V，OUT)的逻辑信号(L_Out)处于所确定的第一逻辑状态，
其中操控单元(2)被配置用于使第二持续时间伺服于第一持续时间。
2.根据权利要求1所述的设备，其中，用计数器-逆计数器(5)取代所述第一计数器(3)和第二计数器(4)，所述计数器-逆计数器(5)被布置用于当仅有定值操控信号处于第一逻辑状态时以时钟信号(CLK)的边沿速率来计数，和用于当仅有逻辑信号(L_out)处于所述第一逻辑状态时以所述时钟信号(CLK)的边沿速率来逆计数，所述操控单元(2)被配置以使得计数器-逆计数器(5)达到负值。
3.根据权利要求1所述的设备，其中，第一计数器(3)被布置用于自使所述定值操控信号(PWM)转到第一逻辑状态中的定值操控信号(PWM)边沿起始并且直到使所述定值操控信号(PWM)转到另一逻辑状态中的定值操控信号(PWM)边沿来以时钟信号(CLK)的边沿速率而计数。
4.根据权利要求3所述的设备，其中，操控单元(2)被配置用于响应于使所述定值操控信号(PWM)转到另一逻辑状态中的定值操控信号(PWM)边沿、以及在已将所述第一计数器(3)的当前计数值保存在寄存器中之后而生成第一计数器(3)的重置于零信号(Reset_A)。
5.根据权利要求1、3或4中任一项所述的设备，其中，第二计数器(4)被布置用于自对应于负载处有效操控信号(OUT)的、使所述逻辑信号(L_Out)转到第一逻辑状态中的逻辑信号(L_Out)边沿起始并且直到使所述逻辑信号转到另一逻辑状态中的逻辑信号(L_Out)边沿来以时钟信号(CLK)的边沿速率而计数。
6.根据权利要求4和5所述的设备，其中，操控单元(2)被配置用于当第二计数器(4)的当前计数值达到被保存在寄存器中的第一计数器(3)的计数值时，生成第二计数器(4)的重置于零信号(Reset_B)。
7.根据权利要求6所述的设备，其中，操控单元(2)此外被配置用于当第二计数器(4)的当前计数值达到被保存在寄存器中的第一计数器(3)的计数值时，生成去活电感负载的操控信号(S21、S31)。
8.通过脉冲宽度调制来操控电感负载的方法，根据具有给定定值占空比(dcom)的周期性定值操控信号(PWM)，在所述定值操控信号(PWM)的各个周期上，所述定值操控信号(PWM)在至少第一持续时间(t0)期间处于在高和低逻辑状态中确定的第一逻辑状态，和在该周期的剩余部分期间，处于另一逻辑状态，所述方法包括：
·根据定值操控信号(PWM)和在电流-电压变化(摆率)的情况下生成激活电感负载的操控信号(S21、S31)；
·借助于第一计数器(3)，根据定值操控信号(PWM)来确定第一持续时间(t0)；
·根据第二计数器(4)来确定第二持续时间(t0-td2)，在所述第二持续时间(t0-td2)期间，对应于负载(O1)处观测的有效操控信号(V，OUT)的逻辑信号(L_Out)处于所确定的第一逻辑状态；和
·使第二持续时间(t0-td2)伺服于第一持续时间(t0)。
9.根据权利要求8所述的方法，其中，第一计数器(3)自使所述定值操控信号(PWM)转到第一逻辑状态中的定值操控信号(PWM)边沿起始并且直到使所述定值操控信号(PWM)转到另一逻辑状态中的定值操控信号(PWM)边沿来以时钟信号(CLK)的边沿速率而计数。
10.根据权利要求9所述的方法，其中，响应于使所述定值操控信号(PWM)转到另一逻辑状态中的定值操控信号(PWM)边沿以及在已将所述第一计数器(3)的当前计数值保存在寄存器中之后重新初始化第一计数器(3)。
11.根据权利要求8到10中任一项所述的方法，其中，第二计数器(4)自对应于负载处有效操控信号(OUT)的、使所述逻辑信号转到第一逻辑状态中的逻辑信号(L_Out)边沿起始并且直到使所述逻辑信号(L_Out)转到另一逻辑状态中的逻辑信号(L_Out)边沿来以时钟信号(CLK)的边沿速率而计数。
12.根据权利要求9和10所述的方法，其中，在第二计数器(4)的当前计数值达到被保存在寄存器中的第一计数器(3)的计数值时，重新初始化第二计数器(4)。
13.根据权利要求12所述的方法，其中，操控单元(2)此外被配置以使得操控信号(S21、S31)被生成用于当第二计数器(4)的当前计数值达到被保存在寄存器中的第一计数器(3)的计数值时禁用电感负载。
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