CN104135938B - 超声波诊断装置和超声波探头 - Google Patents

Abstract

为了减少在多个CMUT元件之间发射和接收灵敏度的变化，一种超声波诊断装置包括：多个CMUT元件(10)，其每个具有振动膜，该振动膜在超声波传输至对象或者从对象接收超声波时振动；上电极(11)和下电极(14)，位于每个CMUT元件(10)的彼此相对侧设置为面对面以通过偏置电源(37)将偏置电压施加至每个CMUT元件；以及发射和接收灵敏度校正单元(35-1至35-n)，用于通过使用每个CMUT元件(10)的振动膜的厚度和共振频率的至少一参数的函数，对每次提供自偏置电源(37)的电压进行校正。

Description

超声波诊断装置和超声波探头

技术领域

本发明涉及一种超声波诊断装置和超声波探头，其能够使用CMUT抑制超声波探头的发射和接收灵敏度的变化。

背景技术

超声波诊断装置是一种通过从超声波探头获得的反射回波来构造诊断图像的装置。超声波探头具有布置为执行电声转化的变换器，其将从超声波诊断装置提供的电信号转化为超声波并将该超声波发射至对象，并且将由对象产生的反射回波信号转化为接收信号。

近年来，使用名为CMUT(电容式微加工超声波传感器)的变换器的超声波探头已经被实际应用。CMUT是通过半导体显微机械加工过程而形成的电容式微加工超声波探头。装配在超声波探头上的CMUT芯片具有将各具有类鼓状乐器的多个部件(CMUT元件)集合的结构，每一CMUT元件的部分对应于膜(振动膜)的一部分而振动，从而执行声压-电压转化。

CMUT的特征在于，超声波的发射和接收灵敏度基于所施加的偏置电压而改变。然而，还明确的是，由于制造变化或者残余应力，即使应用了相同的偏置电压，依然会在多个CMUT元件之间发生发射和接收灵敏度的变化。

在相关领域中的超声波诊断装置，为了校正发射和接收灵敏度的变化，会测量超声波输出信号或者每一CMUT元件的静电电容，并且经校正的偏置电压会施加至每一CMUT元件(例如，参见专利文献1)。

引用列表

专利文献

专利文献1：国际公开号：2005/032374

发明内容

技术问题

在专利文献1内所描述的超声波诊断装置中，测量当给出的偏置电压被施加至CMUT元件等时产生的超声波输出信号的，并使用超声波输出信号的倒数来调节偏置电压。然而，在CMUT元件中，由于输入电压-超声波输出信号的振幅的关系并非成线性，因而其问题在于，误差会伴随该校正产生。

考虑到上文所描述的问题完成本发明，本发明的目的在于，即使存在提供一种超声波诊断装置和超声波探头，即使间隙厚度、振动膜的厚度等改变，其也能够减少在多个CMUT元件之间的发射和接收灵敏度的变化。

问题的解决方案

为了实现上文所描述的目标，本发明提供一种超声波探头，其包括多个CMUT元件，每一CMUT元件均具有彼此相对布置的上电极和下电极以施加偏置电压；和振动膜，其设置在上电极和下电极之间，并在发射和接收期间振动；以及发射和接收灵敏度校正单元，其基于校正数据对偏置电压进行校正，使用选自振动膜的厚度和振动膜的共振频率的至少一参数计算校正数据。

本发明的有益效果

根据本发明，可以提供一种超声波诊断装置和超声波探头，即使间隙厚度、振动膜的厚度等改变，也能够减少在多个CMUT元件之间发射和接收灵敏度的变化。

附图说明

图1为CMUT元件的示意性的截面图。

图2为示出根据本发明的超声波诊断装置的实例的结构示图。

图3为示出根据本发明的超声波诊断装置的另一实例的结构示图。

图4为示出根据本发明的超声波诊断装置的另一实例的结构示图。

图5为示出一个发射和接收灵敏度校正单元的具体结构的实例的示图。

图6为示出根据本发明进行发射和接收灵敏度校正的程序的流程图。

图7是在改变偏置电压的校正条件时，发射和接收灵敏度变化的对照表。

图8为示出根据另一个实施例的超声波诊断装置的结构示图。

图9为示出根据另一个实施例的发射和接收灵敏度校正单元的具体结构的实例的示图。

图10为示出发射和接收灵敏度校正单元的具体结构的另一实例的示图。

图11为示出根据另一个实施例进行发射和接收灵敏度校正的程序的流程图。

图12为示出根据本发明的超声波诊断装置的另一实例的结构示图。

具体实施方式

将描述本发明的实施例。

本发明的一种超声波诊断装置包括超声波探头、发射单元、接收单元、控制单元和偏压电源，超声波探头将超声波发射至对象，并从对象接收反射波，发射单元发射超声波，接收单元从对象接收被反射的波，控制单元控制发射单元和接收单元，偏压电源将偏置电压提供给超声波探头，其中，超声波探头包括多个CMUT元件、振动膜以及发射和接收灵敏度校正单元，每一CMUT元件均具有彼此相对设置的上电极和下电极以提供偏置电压，振动膜设置在上电极和下电极之间，并在发射和接收期间振动，发射和接收灵敏度校正单元基于用于校正施加至上电极和下电极的偏置电压的校正数据，对提供自偏压电源的偏置电压进行校正，并将已校正的偏置电压提供至上电极和下电极，并使用选自振动膜的厚度和振动膜的共振频率的至少一参数计算校正数据。

使用与参考频率和共振频率之间的差值的绝对值成比例的值计算校正数据，参考频率抵消共振频率的量纲。

当共振频率为f，每一CMUT元件的塌陷电压为Vc，并且作为实数的β的值设在0<β<3的范围之内时，使用与V_c·f^-β成比例的值计算校正数据，与V_c·f^-β成比例的值作为施加至每一CMUT元件的偏置电压。

使用每一CMUT元件的振动膜的厚度和每一CMUT元件的塌陷电压计算校正数据。

使用与参考厚度和厚度之间的差值的绝对值成比例的值计算校正数据，参考厚度抵消每一CMUT元件的振动膜的厚度的量纲。

当每一CMUT元件的振动膜的厚度为t，每一CMUT元件的塌陷电压为Vc，并且作为实数的β的值设在0<β<3的范围之内时，使用与V_c·f^-β成比例的值计算校正数据，与V_c·f^-β成比例的值作为施加至每一CMUT元件的偏置电压。

为每一CMUT元件提供发射和接收灵敏度校正单元。

为每两个或更多个CMUT元件提供发射和接收灵敏度校正单元。

为每一超声波探头提供发射和接收灵敏度校正单元。

本发明的一种超声波探头包括多个CMUT元件、振动膜以及发射和接收灵敏度校正单元，每一CMUT元件均具有彼此相对设置的上电极和下电极以提供偏置电压，振动膜设置在上电极和下电极之间，并在发射和接收期间振动，发射和接收灵敏度校正单元基于校正数据对偏置电压进行校正，使用选自振动膜的厚度和振动膜的共振频率的至少一参数计算校正数据。

使用共振频率和每一CMUT元件的塌陷电压计算校正数据。

当共振频率为f，每一CMUT元件的塌陷电压为Vc，以及作为实数的β的值设在0<β<3的范围之内时，使用与V_c·f^-β成比例的值计算校正数据，与V_c·f^-β成比例的值作为施加至每一CMUT元件的偏置电压。

使用每一CMUT元件的振动膜的厚度和每一CMUT元件的塌陷电压计算校正数据。

当每一CMUT元件的振动膜的厚度为t，每一CMUT元件的塌陷电压为Vc，以及作为实数的β的值设在0<β<3的范围之内时，使用与V_c·f^-β成比例的值计算校正数据，与V_c·f^-β成比例的值作为施加至每一CMUT元件的偏置电压。

随后，将参照附图详细描述本发明的实施例。首先，参照图1描述CMUT元件10的结构。

图1为CMUT元件10的示意性的截面图。CMUT元件10具有将设置有上电极11的振动膜12和设置有下电极14的基底16彼此相对设置的结构，并且通过支撑部18对振动膜12进行支撑以使得在振动膜12和基底16之间形成作为真空间隙的空间17。一般而言，上电极11形成为充分薄于振动膜12并且所具有的厚度能使其硬度被忽略。集合图1中所示的多个CMUT元件10，从而形成CMUT芯片。CMUT元件10的构造并非限于图1中所示，而是例如，可以增加其他构成部件。

当从CMUT元件10发射出超声波时，通过偏置电源19将DC偏置电压施加至上电极11和下电极14之间以产生静电吸引力，由此振动膜12发生变形。通过AC电源20将AC电压叠加至DC偏置电压上，而振动膜12在超声波发射和接收的方向(图1中的上下方向)振动以发射超声波。在接收超声波时，由于振动膜12随超声波的接收而变形，并且上电极11和下电极14之间的间距改变，此处产生的静电电容的改变通过电信号的AC成份来探测。

图2为示出根据本发明的一个超声波诊断装置的实例的结构示图。图2中所示的超声波诊断装置30包括超声波探头31和超声波诊断装置主体32。

超声波探头31包括CMUT元件10-1至10-n，其发射和接收灵敏度基于所施加的偏置电压而改变。超声波探头31进一步包括存储单元34，其存储用于校正CMUT元件10-1至10-n的每一个的偏置电压的数据(下文中，是指校正数据)；以及发射和接收灵敏度校正单元35-1至35-n，其根据校正数据将施加至每一个CMUT元件10-1至10-n的偏置电压校正为一个值，从而校正CMUT元件10-1至10-n的发射和接收灵敏度中的变化。存储单元34将作为施加于CMUT元件10-1至10-n的每一个的偏置电压的值形式的校正数据存储为数字数据，并且例如，存储单元34具有ROM、闪存等。校正数据可以以开关、跳针(jumperpin)等方式以二进制编码0和1形式存储。

超声波诊断装置主体32具有偏置电源(DC电源)37，其提供偏置电压；发射单元38，其引起超声波探头31将发射信号输出至对象；接收单元39，其使用超声波探头31，将从对象反射的反射波转化为接收信号，并且放大和定相该接收信号；图像处理单元42，其使用接收信号产生图像信号；显示单元48，其显示所产生的图像信号；发射和接收分离单元40，其分离发射信号和接收信号；控制单元36，其控制发射单元38、接收单元39和图像处理单元42；以及输入单元47，其输入由控制单元36所控制的各个部件的控制参数。控制单元36包括校正控制单元36a，其从存储单元34读取校正数据并且将该校正数据发射至发射和接收灵敏度校正单元35-1至35-n。将通过控制单元36从存储单元34所读取的校正数据发射至发射和接收灵敏度校正单元35-1至35-n。

在图2的实例中，为每个CMUT元件提供一个发射和接收灵敏度校正单元，并且不同的经校正的偏置电压被施加至各自的CMUT元件。由此，由于不同的经校正的偏置电压被应用至各自的CMUT元件，并且精确的偏置电压能够被独立地施加至CMUT元件，因而可以精确地校正每个CMUT元件的发射和接收灵敏度的变化。虽然为一个CMUT元件提供一个发射和接收灵敏度校正单元，并且不同的经校正的偏置电压被施加至各自的CMUT元件，但是也可以为有两个或更多CMUT元件提供一个发射和接收灵敏度校正单元，而相同的经校正的偏置电压可以被施加至两个或更多CMUT元件。

由此，由于施加将被施加至每个CMUT元件的偏置电压的偏置电源在发射和接收灵敏度具有大致相同的变化，因此能够共享配线等，从而有助于减少电路规模。

可以混合两种电路，其一为一个CMUT元件提供一个发射和接收灵敏度校正单元，并将不同的经校正的偏置电压施加至CMUT元件，而另一为两个或更多CMUT元件提供一个发射和接收灵敏度校正单元，并将相同的经校正的偏置电压施加至两个或更多CMUT元件。由此，可以同时使用精确地校正CMUT元件的发射和接收灵敏度的变化以及通过共享实现减少电路规模的优势。

图3为示出根据本发明的超声波诊断装置的另一实例的结构示图。在图3内所示的超声波诊断装置30的超声波探头31b中，如上文所描述的，为i(其中，i≥2)个CMUT元件提供一个发射和接收灵敏度校正单元，将CMUT元件10-1至10-i连接至发射和接收灵敏度校正单元35-1，将CMUT元件10-i+1至10-2×i连接至发射和接收灵敏度校正单元35-2，并且随后，进行类似的连接。注意，也可能出现仅一个发射和接收灵敏度校正单元被设置在一个超声波探头内的情况。

将发射和接收灵敏度校正单元设置在超声波探头内并非是必须的，而是例如，可以被设置在超声波诊断装置主体内。将存储单元34设置在超声波探头内并非是必须的，而是例如，可以被设置在诸如包括硬盘驱动器的个人计算机的外部装置内。

图12为示出根据本发明的一个超声波诊断装置的另一实例的结构示图。在图12内所示的超声波诊断装置30中，发射和接收灵敏度校正单元35-1至35-n被设置在超声波诊断装置主体32内，而非在超声波探头31。以此超声波诊断装置30的结构，由于可以减少从超声波诊断装置主体32至超声波探头31的配线的数量，因而可以实现整个装置的成本减少或者超声波探头线缆的重量减少。发射和接收灵敏度校正单元35-1至35-n布置在超声波诊断装置主体32内，由此，不需要将发射和接收灵敏度校正单元35-1至35-n设置在超声波探头31内，从而可能实现超声波探头体积变小并减少成本。

图4为示出根据本发明的超声波诊断装置的另一实例的结构示图。图4内示出的超声波诊断装置30包括具有个人计算机等的外部装置41，并且将包括硬盘驱动器等的存储单元34设置在外部装置41内。外部装置41内设置有校正控制单元36a，而超声波诊断装置主体32设置有控制单元36b。校正控制单元36a从存储单元34读取校正数据，并且通过具有LAN(局域网)等的通讯单元将该校正数据发射至控制单元36b，而控制单元36b将校正数据发射至发射和接收灵敏度校正单元35-1至35-n。

例如，对于图4中所示的外部装置41，可以使用远程服务器等。此时，可预期的是将与超声波探头31的识别码关联的校正数据预先存储至远程服务器内。存储在存储单元34内的校正数据可以被记录在CD(光盘)、软(注册商标)盘等内，可随超声波探头31一起分配，并且可以存储至存储单元34内。注意，其它构成部件与图2中所示的超声波诊断装置30的构成部件相同，因而将不再赘述。

随后将描述发射和接收灵敏度校正单元35-1至35-n的具体结构。图5为示出一个发射和接收灵敏度校正单元35-i的具体结构的实例的示图。在图5的实例中，将作为发射和接收灵敏度校正单元35-i的D/A转化器43布置在CMUT元件10-i和偏置电源37之间，并且通过控制单元36将从存储单元34读取的校正数据发射至D/A转化器43，从而控制偏置电压并将其施加至CMUT元件10-i。通常，由于D/A转化器43内嵌入电阻电路，因而存在一机制，即，通过发射自控制单元36的校正数据转换内电阻以控制偏置电压。

发射和接收灵敏度校正单元35-1至35-n并不限于图5的实例，而在具有通过控制单元36校正偏置电压的功能的实例的范围内。例如，电子开关等可以通过控制单元36进行控制以转换电阻电路。在图5的实例中，虽然为一个CMUT元件10-i提供了一个发射和接收灵敏度校正单元35-i，但是也可以为两个或更多CMUT元件提供一个发射和接收灵敏度校正单元，而且，相同的偏置电压可以被施加至多个CMUT元件。

然后，将参照数值表达式描述在本发明的超声波诊断装置中执行的一种校正CMUT元件10的发射和接收灵敏度的方法。在本发明中，基于造成CMUT元件10的发射和接收灵敏度变化的参数或者可选参数对偏置电压进行校正，由此，校正了CMUT元件10的发射和接收灵敏度，并且减少了多个CMUT元件之间的发射和接收灵敏度的变化。通过以上所描述的发射和接收灵敏度校正单元35-1至35-n等对偏置电压执行校正。

通过电压-力的转化系数提供CMUT元件10的发射或接收灵敏度。在下文中，将描述确定转化系数的CMUT元件10的参数。如图1中所示，CMUT元件10具有所谓的电容结构，其中，两片电极彼此相对布置，当静电电容为C，而电压为V时，则通过表达式(1)提供静电能W。

$W=\frac{1}{2}C\&CenterDot;V^2...\left(1\right)$

表达式(1)的电能W是施加于的振动膜12的力F和图1中所示的间隙厚度g的乘积，而且当ε₀为真空介电常数，并且S为振动膜12的面积时，由于静电电容C为C＝ε₀·S/g，通过静电能产生的力F通过表达式(2)提供。

$W=F\&CenterDot;g=\frac{1}{2}\left(\frac{{\mathrm{\&epsiv;}}_{0}S}{g}\right)\&CenterDot;V^2$

$F=\frac{1}{2}\left(\frac{{\mathrm{\&epsiv;}}_{0}S}{g}\right)\&CenterDot;\frac{V^2}{g}...\left(2\right)$

由于表达式(2)的电压V为发射信号或者接收信号的偏置电压V_dc和AC电压V_ac的总和，将V＝V_dc+V_ac代入表达式(2)中，因而获得表达式(3)。

$F=\frac{1}{2}\left(\frac{{\mathrm{\&epsiv;}}_{0}S}{g}\right)\&CenterDot;\frac{{(V_{\mathrm{dc}}+V_{\mathrm{ac}})}^2}{g}$

$=\frac{1}{2}\&CenterDot;\left(\frac{{\mathrm{\&epsiv;}}_{0}S}{g}\right)\&CenterDot;\frac{1}{g}(V_{\mathrm{dc}}^2+{2V}_{\mathrm{dc}}{V}_{\mathrm{ac}}+V_{\mathrm{ac}}^2)...\left(3\right)$

当从表达式(3)获得CMUT元件10的发射和接收灵敏度时，由于发射和接收灵敏度是作为信号的AC电压V_ac和力的转化系数，仅由表达式(3)的第一项的偏置电压V_dc产生的力的成分是不需要考虑的并且可被忽略。如果假定V_ac充分小于V_dc，由于表达式(3)的第三项和其它项相比相当小，因而可以忽略，表达式(3)可以简化为(4)。

$F=\frac{1}{2}\left(\frac{{\mathrm{\&epsiv;}}_{0}S}{g}\right)\&CenterDot;\frac{{2V}_{\mathrm{dc}}{V}_{\mathrm{ac}}}{g}$

$=\left(\frac{{\mathrm{\&epsiv;}}_{0}S}{g}\right)\&CenterDot;\frac{V_{\mathrm{dc}}{V}_{\mathrm{ac}}}{g}...\left(4\right)$

由于表达式(4)，电压-力的转化系数Nu由表达式(5)提供。

$\mathrm{Nu}=F/V_{\mathrm{ac}}$

$=\frac{{\mathrm{\&epsiv;}}_{0}S}{g}\&CenterDot;\frac{V_{\mathrm{dc}}}{g}$

∝C·E

$\&Proportional;\frac{V_{\mathrm{dc}}}{g^2}...\left(5\right)$

在表达式(5)中，E是当施加了偏置电压时的电场，并且E＝V_dc/g。在表达式(5)中，∝表示成比例关系，并且在下文中，其被类似地使用。如表达式(5)中所示，CMUT元件10的电压-力的转化系数Nu与间隙厚度g的二次方成反比并且与偏置电压V_dc成比例。从而，可以理解CMUT元件10的发射和接收灵敏度的变化被间隙厚度g显著影响。

在CMUT元件10的发射和接收灵敏度，即，电压-力的转化系数Nu中，为了减少间隙厚度g的影响，通常使用将塌陷电压用作为偏置电压的方法。塌陷电压是一种当振动膜12与相反的表面接触时产生的偏置电压。当k为振动膜12的弹性常数时，能够通过表达式(6)表达塌陷电压V_c的理论关系表达式。

$V_c=\sqrt{\frac{{8\mathrm{kg}}^3}{27{\mathrm{\&epsiv;}}_{0}S}}...\left(6\right)$

由于CMUT元件10的振动膜12具有板簧结构，表达式(6)的弹性常数k与图1中示出的振动膜12的厚度t的三次方成比例(k∝t³)。从而，通过表达式(7)表达塌陷电压V_c。

$V_c\&Proportional;t^{\frac{3}{2}}\&CenterDot;g^{\frac{3}{2}}...\left(7\right)$

由于表达式(5)和表达式(7)，如表达式(8)中所示，当偏置电压V_dc被设定为与塌陷电压V_c成比例的值(V_dc∝V_c)时，可以作为表达式获得CMUT元件10的发射和接收的灵敏度Nu，该表达式与振动膜12的间隙厚度g的乘方和厚度t的乘方成比例。

$\mathrm{Nu}\&Proportional;\frac{V_c}{g^2}$

$\&Proportional;\frac{t^{\frac{3}{2}}\&CenterDot;g^{\frac{3}{2}}}{g^2}$

$\&Proportional;t^{\frac{3}{2}}\&CenterDot;g^{-\frac{1}{2}}...\left(8\right)$

因此，使用塌陷电压V_c，由此，间隙厚度g对CMUT元件10的发射和接收灵敏度的影响能够从二次方显著减少为1/2次方(表达式(8)和表达式(5))。然而，其次，由于使用了塌陷电压V_c，振动膜12的厚度t的影响相当显著地增加了。

为了解决这个问题，本发明描述了一种方法，其中，基于与CMUT元件10的振动膜12在超声波发射和接收方向的共振频率成比例的参数作为与振动膜12的厚度t成比例的参数来校正偏置电压，因而，减少CMUT元件10的发射和接收灵敏度的变化。

CMUT元件10的振动膜12在超声波发射和接收方向的共振频率为振动膜12处于最高能量效率状态时振动的频率。通常，当振动膜12的弹性常数为k并且振动膜12的质量为m时，能够通过表达式(9)表达CMUT元件10的振动膜12的弹性材料的共振频率f。

$f=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}}\sqrt{\frac{k}{m}}...\left(9\right)$

在表达式(9)中，振动膜12的质量为密度和体积的乘积，并且由于体积与振动膜12的厚度t成比例，因而质量m与振动膜12的厚度t成比例(m∝t)。如果认为弹性常数k与振动膜12的厚度t的三次方成比例(k∝t³)，表达式(9)能够简化为表达式(10)。

$f\&Proportional;\sqrt{\frac{t^3}{t}}...\left(10\right)$

∝t

由于表达式(10)，可以理解，共振频率f与振动膜12的厚度t成比例。由于这个原因，共振频率f可以看作为提供振动膜12的厚度t的参数。能够使用阻抗计等来测量CMUT元件10的振动膜12在超声波发射和接收方向的共振频率f。由于上文所描述的表达式，可以理解，使用CMUT元件10的塌陷电压V_c和振动膜12在超声波发射和接收方向的共振频率f或者振动膜12的厚度t对将被施加至每个CMUT元件10的偏置电压进行校正，因而减少CMUT芯片的制造变化的影响。

在本发明中，使用CMUT元件10的振动膜12在超声波发射和接收方向的共振频率f、CMUT元件10的振动膜12的厚度t的测量值、或者CMUT元件10的振动膜12的厚度t的估计值，作为一个与CMUT元件10的振动膜12在超声波发射和接收方向的共振频率成比例的参数。

可以使用任何方法测量CMUT元件10的振动膜12的厚度t。然而，由于振动膜12不能通过显微镜等进行结构性观测，或者CMUT元件10是微小的，因而测量方法受限，情况可能是不易于执行非破坏性的测量，并且很难直接获得振动膜12的厚度t的测量值。

因而，已知的方法是使用振动膜12的厚度t的估计值替代振动膜12的厚度t的测量值。使用振动膜12的厚度t的估计值的方法是没有用作变换器的CMUT芯片(在下文中，称为虚拟芯片)的CMUT元件10受到损坏并且测量振动膜12的厚度t从而估计被作用为变换器的CMUT芯片(在下文中，称为目标芯片)的CMUT元件10的振动膜12的厚度t的方法。

该方法假设振动膜12的厚度t的变化主要受到在热处理等的期间的制造变化的影响。由于CMUT芯片作为IC芯片等形成在半导体晶圆(下文中称为晶圆)上，振动膜12的厚度t的变化在每片晶圆批上呈现，并且分布在相同晶圆上。因而，考虑检查在相同晶圆或者邻近CMUT芯片上的CMUT元件10的振动膜12的厚度t的分布，从而估计目标晶圆的振动膜的厚度t的分布。

然后，在表达示(11)中，将描述一种使用与CMUT元件10的振动膜12在超声波发射和接收方向的共振频率成比例的参数和CMUT元件10的塌陷电压对偏置电压进行校正的方法。下文，通过本发明的方法进行校正的偏置电压被称为校正的偏置电压。

$V_{\mathrm{dc}}=\mathrm{\&alpha;}\&CenterDot;V_c\&CenterDot;{\left(\frac{f}{f_0}\right)}^{-\frac{3}{2}}...\left(11\right)$

在表达示(11)中，α是用于设置的实数常数，例如，被设为从0至1的值，其使校正的偏置电压V_dc不会超出塌陷电压V_c(用于CMUT元件10的可允许的电压值)。此处，假设f为CMUT元件10的振动膜12在超声波发射和接收方向的共振频率。f₀为参考频率，其由校正的偏置电压V_dc的函数抵消了共振频率f的量纲(dimension)。例如，可以给出设计振动膜12的共振频率之时的中心频率，或者可以使用共振频率的测量值的平均值、中间值等作为f₀。

如果将表达式(7)代入表达式(11)并且表达式(10)被进一步使用，如在表达式(12)中，可以抵消振动膜12的厚度t的影响。

$V_{\mathrm{dc}}\&Proportional;\mathrm{\&alpha;}\&CenterDot;{t^{\frac{3}{2}}\&CenterDot;g^{\frac{3}{2}}\left(\frac{f}{f_0}\right)}^{-\frac{3}{2}}$

$\&Proportional;\mathrm{\&alpha;}\&CenterDot;g^{\frac{3}{2}}\&CenterDot;{f_0}^{\frac{3}{2}}...\left(12\right)$

根据表达式(5)和表达式(12)，用于校正的偏置电压的发射和接收的灵敏度Nu'可以通过表达式(13)来表达。

${\mathrm{Nu}}^{\&prime;}\&Proportional;\frac{V_{\mathrm{dc}}}{g^2}$

${\mathrm{Nu}}^{\&prime;}\&Proportional;\frac{\mathrm{\&alpha;}\&CenterDot;g^{\frac{3}{2}}\&CenterDot;{f_0}^{\frac{3}{2}}}{g^2}$

$\&Proportional;\mathrm{\&alpha;}\&CenterDot;g^{-\frac{1}{2}}...\left(13\right)$

因而，随着表达式(11)的校正的偏置电压的使用，可以去除振动膜12的厚度t的变化的影响。

在表达式(11)中，虽然共振频率f被用作与共振频率成比例的参数，并且使用了共振频率f和参考频率f₀，但是能够由CMUT元件10的振动膜12的厚度t的测量值和振动膜12的参考厚度t₀来分别替换共振频率f和参考频率f₀。在不能直接测量振动膜12的厚度t时，用CMUT元件10的振动膜12的厚度t的估计值和振动膜12的参考厚度t₀来分别替换共振频率f和参考频率f₀。这是由于，如表达式(10)中所示，共振频率f与振动膜12的厚度t成比例。

在执行表达式(11)中所示的偏置校正时，使用共振频率f或者振动膜12的厚度t，通过近似表达式的函数可以容易地确定校正的偏置电压。例如，当共振频率f和参考频率f₀之间的差足够小时，可以通过与上文所描述的校正方法相同途径近似地确定校正的偏置电压。如果共振频率f和参考频率f₀之间的差为Δf(＝f-f₀)，则表达式(11)能够通过表达式(14)进行表达。

$V_{\mathrm{dc}}\left(\mathrm{\&Delta;f}\right)=\mathrm{\&alpha;}\&CenterDot;V_c\&CenterDot;{\left(\frac{f}{f_0}\right)}^{-\frac{3}{2}}$

$=\mathrm{\&alpha;}\&CenterDot;V_c\&CenterDot;{\left(\frac{f_0+\mathrm{\&Delta;f}}{f_0}\right)}^{-\frac{3}{2}}$

$=\mathrm{\&alpha;}\&CenterDot;V_c\&CenterDot;{(1+\frac{\mathrm{\&Delta;f}}{f_0})}^{-\frac{3}{2}}...\left(14\right)$

通过泰勒级数展开，表达式(14)能够通过表达式(15)进行表达。

$V_{\mathrm{dc}}=\underset{n=1}{\overset{m}{\mathrm{\&Sigma;}}}\frac{{V_{\mathrm{dc}}}^{\left(n\right)}\left(0\right)}{n!}\&CenterDot;{\mathrm{\&Delta;f}}^n...\left(15\right)$

在表达式(15)中，V_dc ⁽ⁿ⁾(Δf)是通过Δf对V_dc进行的n-th阶微分。

在表达式(15)中，m能够是任意值。例如，如果第一级近似值设为m＝1，则获得表达式(16)。

$V_{\mathrm{dc}}\widetilde{=}\mathrm{\&alpha;}\&CenterDot;V_c\&CenterDot;(1-\frac{3}{2}\frac{\mathrm{\&Delta;f}}{f_0})...\left(16\right)$

本发明并不限于泰勒级数展开，并且可以应用于表达式(14)至表达式(16)的近似或者迭加。

如表达式(17)至表达式(18)中所示，当实数指数为β时，表达式(11)和表达式(16)可以具有可变范围的校正的偏置电压。

$\begin{array}{cc}{\mathrm{\&alpha;V}}_c{\left(\frac{f}{f_0}\right)}^{-\mathrm{\&beta;}}\&le;V_{\mathrm{dc}}<V_c& (\mathrm{\&alpha;}<{\left(\frac{f}{f_0}\right)}^{\mathrm{\&beta;}})\end{array}...\left(17\right)$

在表达式(17)中，可期望建立下面的表达式。

$V_{\mathrm{dc}}=\mathrm{\&alpha;}\&CenterDot;V_c\&CenterDot;{\left(\frac{f}{f_0}\right)}^{-\frac{3}{2}}...\left(17a\right)$

$\begin{array}{cc}{\mathrm{\&alpha;V}}_c(1-\mathrm{\&beta;}\frac{\mathrm{\&Delta;f}}{f_0})\&le;V_{\mathrm{dc}}<V_c& (\mathrm{\&alpha;}<{(1-\mathrm{\&beta;}\frac{\mathrm{\&Delta;f}}{f_0})}^{-1})\end{array}...\left(18\right)$

在表达式(18)中，可期望建立下面的表达式。

$V_{\mathrm{dc}}=\mathrm{\&alpha;}\&CenterDot;V_c\&CenterDot;(1-\frac{3}{2}\frac{\mathrm{\&Delta;f}}{f_0})...\left(18a\right)$

当使用了表达式(17)的校正的偏置电压时，用于校正的偏置电压的发射和接收的灵敏度Nu"通过表达式(19)进行表达。

${\mathrm{Nu}}^{\&prime;\&prime;}\&Proportional;t^{(\frac{3}{2}-\mathrm{\&beta;})}\&CenterDot;g^{-\frac{1}{2}}...\left(19\right)$

在表达式(19)中，当β＝3/2＝1.5时，振动膜12的厚度t对发射和接收的灵敏度之影响被最小化。

此处，使得当使用了表达式(17)的校正的偏置电压时的发射和接收的灵敏度Nu"的变化小于当仅使用了表达式(8)的塌陷电压执行偏置校正时的发射和接收的灵敏度Nu的变化的β的范围和表达式(19)能够被确定。

作为发射和接收的灵敏度的变化的测量，例如，当使用了晶圆批的诸如变化的平均值或者统计值时，使用相对误差。由于振动膜12的间隙厚度g和厚度t的变化彼此独立，可假设他们不存在相关性；更确切地说，协方差为0。当振动膜的厚度t和间隙厚度g的变化分别为σ_t ²和σ_g ²时，当仅使用塌陷电压执行偏置校正时，并且当使用了表达式(17)的校正的偏置电压时的相对误差分别通过表达式(20)和(21)进行表达。

${\left(\frac{{\mathrm{\&sigma;}}_{\mathrm{Nu}}}{\mathrm{Nu}}\right)}^2={\left(\frac{1}{\mathrm{Nu}}\frac{\&PartialD;\mathrm{Nu}}{\&PartialD;g}\right)}^2\&CenterDot;{{\mathrm{\&sigma;}}_g}^2+{\left(\frac{1}{\mathrm{Nu}}\frac{\&PartialD;\mathrm{Nu}}{\&PartialD;t}\right)}^2\&CenterDot;{{\mathrm{\&sigma;}}_t}^2...\left(20\right)$

${\left(\frac{{\mathrm{\&sigma;}}_{{\mathrm{Nu}}^{\&prime;\&prime;}}}{N{u}^{\&prime;\&prime;}}\right)}^2={\left(\frac{1}{N{u}^{\&prime;\&prime;}}\frac{\&PartialD;N{u}^{\&prime;\&prime;}}{\&PartialD;g}\right)}^2\&CenterDot;{{\mathrm{\&sigma;}}_g}^2+{\left(\frac{1}{N{u}^{\&prime;\&prime;}}\frac{\&PartialD;N{u}^{\&prime;\&prime;}}{\&PartialD;t}\right)}^2\&CenterDot;{{\mathrm{\&sigma;}}_t}^2...\left(21\right)$

在表达式(20)和(21)中，σ_Nu ²和σ_Nu" ²为发射和接收的灵敏度的方差。

为了在使用表达式(17)的校正的偏置电压时使得发射和接收的灵敏度Nu"小于仅使用塌陷电压执行偏置校正时发射和接收的灵敏度Nu，相对误差应满足表达式(22)。

${\left(\frac{{\mathrm{\&sigma;}}_{\mathrm{Nu}}}{\mathrm{Nu}}\right)}^2>{\left(\frac{{\mathrm{\&sigma;}}_{{\mathrm{Nu}}^{\&prime;\&prime;}}}{{\mathrm{Nu}}^{\&prime;\&prime;}}\right)}^2...\left(22\right)$

如果将表达式(8)和(19)代入表达式(20)和(21)，并执行偏微分，则获得表达式(23)和(24)。

${\left(\frac{{\mathrm{\&sigma;}}_{\mathrm{Nu}}}{\mathrm{Nu}}\right)}^2={\left(\frac{1}{2}\frac{{\mathrm{\&sigma;}}_g}{g}\right)}^2+{\left(\frac{3}{2}\frac{{\mathrm{\&sigma;}}_t}{t}\right)}^2...\left(23\right)$

${\left(\frac{{\mathrm{\&sigma;}}_{N{u}^{\&prime;\&prime;}}}{N{u}^{\&prime;\&prime;}}\right)}^2={\left(\frac{1}{2}\frac{{\mathrm{\&sigma;}}_g}{g}\right)}^2+{\left((\frac{3}{2}-\mathrm{\&beta;})\frac{{\mathrm{\&sigma;}}_t}{t}\right)}^2...\left(24\right)$

然后，将表达式(23)和(24)代入表达式(22)，从而获得表达式(25)。

${\left(\frac{1}{2}\frac{{\mathrm{\&sigma;}}_g}{g}\right)}^2+{\left(\frac{3}{2}\frac{{\mathrm{\&sigma;}}_t}{t}\right)}^2>{\left(\frac{1}{2}\frac{{\mathrm{\&sigma;}}_g}{g}\right)}^2+{\left[(\frac{3}{2}-\mathrm{\&beta;})\frac{{\mathrm{\&sigma;}}_t}{t}\right]}^2$

${\left(\frac{3}{2}\right)}^2>{(\frac{3}{2}-\mathrm{\&beta;})}^2$

0＞β(β-3)

0＞β＜3...(25)

因而，使得在使用表达式(17)的校正的偏置电压时的发射和接收的灵敏度Nu″小于仅使用塌陷电压执行偏置校正时的发射和接收的灵敏度Nu的β的范围变为如表达式(25)中所示。

这样，β的值设在0<β<3的范围内，并且如表达式(17)内所示对偏置电压进行校正，从而确定校正的偏置电压。

可以将表达式(11)一般化为表达式(26)，因而确定校正的偏置电压V_dc的值。

$V_{\mathrm{dc}}=\mathrm{\&alpha;}\&CenterDot;V_c\&CenterDot;{\left(\frac{f}{f_0}\right)}^{-\mathrm{\&beta;}}...\left(26\right)$

此时，如表达式(17)，α的值可以设置为α<(f/f₀)^β，并且如表达式(25)，β的值可以设置为0<β<3。在表达式(26)中，α为用于设定的常数，以使得校正的偏置电压V_dc不会超出塌陷电压V_c，塌陷电压V_c为用于CMUT元件10的可允许的电压值。校正的偏置电压V_dc设置为与塌陷电压V_c成比例的值，因而，如表达式(8)所示，可以减少间隙厚度g对CMUT元件10的发射和接收灵敏度的影响。此外，校正的偏置电压V_dc设置为与(f/f₀)^-β成比例的值，因而，如表达式(12)和(19)所示，可以减少振动膜12的厚度t对CMUT元件10的发射和接收灵敏度的影响。

由于表达式(26)与V_c·f^-β成比例，因此将被施加至CMUT元件10的偏置电压可以被校正为与V_c·f^-β成比例的值。此时，如表达式(25)中所示，β的值可以设置在0<β<3的范围内。

可以将表达式(16)一般化为表达式(27)，并且将被施加至CMUT元件10的偏置电压可以被校正为与V_c·(1-β·|f-f₀|/f₀)成比例的值。

$V_{\mathrm{dc}}\&Proportional;V_c\&CenterDot;(1-\mathrm{\&beta;}\frac{\left|\mathrm{\&Delta;f}\right|}{f_0})...\left(27\right)$

此时，如表达式(25)中所示，β的值可以设置在0<β<3的范围内。

在数学表达式中，虽然使用共振频率f和参考频率f₀提供描述，其可以分别被替换为CMUT元件10的振动膜12的厚度t的测量值和振动膜12的参考厚度t₀。共振频率f和参考频率f₀可以分别被替换为CMUT元件10的振动膜12的厚度t的估计值和振动膜12的参考厚度t₀。

振动膜12的参考厚度t₀为常数，并且可以提供计划值，或者可以提供振动膜12的厚度t的测量值或者估计值的平均值等。

然后，将描述根据本发明的CMUT元件10的发射和接收的灵敏度校正的程序。图6为示出根据本发明进行发射和接收灵敏度校正的程序的流程图。

首先，将CMUT芯片装配到超声波探头31上(S101)。

然后，测量每个CMUT元件10的塌陷电压以及与振动膜12在超声波发射和接收方向的共振频率成比例的参数(S102)。

首先，将描述一种在S102中测量CMUT元件10的塌陷电压的方法。塌陷电压是一种当振动膜12与相反的表面进行接触时产生的电压，更确切地说，间隙厚度g被最小化。由于间隙厚度g与静电电容成反比，因而能够用静电电容作为指数测量塌陷电压。在测量期间，偏置电压可以逐渐增长至CMUT元件10以测量静电电容，并且可以确定当静电电容值为最大值时的使用电压(applicationvoltage)。

然后，将描述一种在S102中测量振动膜12在超声波发射和接收方向的共振频率的方法。由于CMUT元件10的振动膜12在超声波发射和接收方向的振动模式能够通过作为等效电路的电阻、电容、和线圈的串联模式进行表达，在电阻、电容、和线圈的结点阻抗被最小化时，频率变为共振频率。

在本发明中，在测量共振频率时，上电极11和下电极14之间的电阻抗通过阻抗计进行测量。除阻抗计以外，测量共振频率的方法还可以使用可比较方法。例如，可以测量在给定电压被应用至测量目标(包括CMUT元件10)时的电流值，然后阻抗作为电压和电流的商而确定，从而确定共振频率。可选地，即将被测量的CMUT元件10可以嵌入桥接电路中，并且平衡可以确定以执行测量。此时，频率在作为参考(诸如共振频率的计划值)的频率附近变化，从而可以在更短时间内执行测量。

如图3中所示，当相同的偏置电压被施加至两个或更多CMUT元件10时，在施加了相同的偏置电压的多个CMUT元件10并联连接的状态下测量塌陷电压和共振频率。可选地，可以根据每个CMUT元件10的塌陷电压以及共振频率确定代表值、平均值等，并使用代表值、平均值等。

如上文所描述，作为与共振频率成比例的参数，可以确定振动膜12的厚度t的测量值或者估计值代替共振频率。在确定振动膜12的厚度t的测量值或者估计值时，可以满足，靠近作为传感器的CMUT芯片或者位于相同晶圆上的不作为传感器的CMUT芯片被设置为虚拟芯片，位于虚拟芯片内的CMUT元件10受到损坏，而振动膜12的厚度t根据横断面来测量以确定估计值。

例如，在减少多个CMUT元件的每一个的发射和接收灵敏度的变化时，芯片接近位于晶圆上的目标芯片；可期望地，位于目标芯片两侧的芯片设置为虚拟芯片，并且测量靠近执行偏置校正的多个CMUT元件10的虚拟芯片上的至少一个CMUT元件10的振动膜12的厚度t。可以使用从虚拟芯片获取的振动膜12的测量值的平均值或者测量值作为在偏置校正时使用的振动膜12的厚度t的估计值。

例如，在校正每片晶圆批的振动膜12的厚度t的变化时，在相同晶圆上的至少一片芯片(作为执行偏置校正的CMUT芯片)被设置为虚拟芯片，测量虚拟芯片的至少一个位置的任意CMUT元件10的振动膜12的厚度t，并且将测量值、测量值的平均值等设置为估计值。例如，在测量期间，当通过显微镜观测CMUT元件10的振动膜12的横断面时执行测量。此时，可期望的是，能够执行纳米级的测量的诸如扫描电子显微镜或者透射电子显微镜的装置被用作显微镜，从而能够测量振动膜12的厚度t的变化。

返回图6的流程图，在执行S102的测量之后，基于每一CMUT元件10的塌陷电压以及与振动膜12在超声波发射和接收方向的共振频率成比例的参数计算校正的偏置电压(S103)。

此后，将基于将被施加至每一CMUT元件10的校正的偏置电压的校正数据存储至存储单元34内(S104)。

然后，基于存储在存储单元34内的校正数据，校正的偏置电压被施加至每一CMUT元件10(S105)。在步骤S105中，实际使用了超声波诊断装置30。

然后，将描述当基于本发明对偏置电压进行校正时超声波发射和接收灵敏度的变化减少的效果。图7是在改变将被施加至每一CMUT元件10的偏置电压的校正条件时，发射和接收灵敏度变化的对照表。

图7示出当振动膜12的间隙厚度g和厚度t相对于设计值变化±10％时的核对结果。校正情况具有三种情况，即，以本发明的塌陷电压和共振频率的校正(在下文中，被称为根据本发明的校正)、不考虑塌陷电压和共振频率的校正(在下文中，被称为无校正)、和仅通过塌陷电压进行的校正(在下文中，被称为塌陷电压校正)。在无校正和塌陷电压校正的情况下，发射和接收灵敏度的变化分别为约±20％和约±10％，在根据本发明的校正的情况下，发射和接收灵敏度的变化分别为约±5％。更确切地说，借助根据本发明的校正，发射和接收灵敏度的变化能够减少至无校正的情况下的约1/4，以及当仅使用塌陷电压校正的1/2。

通过此方法，在本发明的超声波诊断装置内，由于即使振动膜的间隙厚度和厚度改变，也可以减少多个CMUT元件之间的发射和接收灵敏度的变化，从而消除超声波图像的不规则，使其可以提供高质量超声波图像。在装配方面使用半导体处理，可以降低变化管理的频率。由于此原因，可以提高CMUT芯片的产量并减少制造时间。

图8为示出根据另一个实施例的超声波诊断装置的结构示图。在此实施例中，各发射和接收灵敏度校正单元45-1至45-n校正将被施加至各CMUT元件10-1至10-n的偏置电压，以使得偏置电压在制造期间变成预定值。由于此原因，在使用超声波诊断装置30d时，不需要控制发射和接收灵敏度校正单元45-1至45-n，并且在前述实施例中，不需要提供作为组元的存储单元34、控制单元36和外部装置41。排除发射和接收灵敏度校正单元45-1至45-n的组元与前述实施例相同，因而其描述不再赘述。

下一步，将描述根据这些实施例的超声波诊断装置30d的发射和接收灵敏度校正单元45-1至45-n的具体结构。图9为示出根据此实施例的一个发射和接收灵敏度校正单元45-i的具体结构的实例的示图。

在此实施例中，固定电阻元件R_p和R_s作为发射和接收灵敏度校正单元45-i串联和并联布置在CMUT元件10-i和偏置电源37之间，并且偏置电压分配至两个电阻上，因而校正将被施加至CMUT元件10-i上的电压。在超声波诊断装置30d制造时选择R_p和R_s的电阻值，并且嵌入R_p和R_s。由于能够选择多个偏置电压值进行输出，发射和接收灵敏度校正单元45-1至45-n不限于图9中所示之实例，。

图10为示出根据此实施例的一个发射和接收灵敏度校正单元45-i的具体结构的另一实例的示图。例如，如图10中所示，可以使用可变电阻VR，并且可以在制造时设定电阻值，因而校正偏置电压。可以使用具有可变电阻和齐纳二极管、可变电阻和晶体管的限压电路，或者具有运算放大器的稳压电路。在图9和图10内，虽然已经描述了为一个CMUT元件10-i提供一个发射和接收灵敏度校正单元45-i的实例，但是如前文所述，相同的校正的偏置电压可以被施加至多个CMUT元件。

下一步，将描述根据此实施例的CMUT元件10的发射和接收灵敏度校正的程序。图11为示出根据此实施例进行发射和接收灵敏度校正的程序的流程图。

首先，CMUT芯片被装配在超声波探头31上(S201)。

然后，测量每个CMUT元件10的塌陷电压以及与振动膜12在超声波发射和接收方向的共振频率成比例的参数(S202)。

在执行S202的测量之后，基于每一CMUT元件10的塌陷电压以及与振动膜12在超声波发射和接收方向的共振电压成比例的参数计算校正的偏置电压(S203)。

此后，调节发射和接收灵敏度校正单元45-1至45-n的电阻值(S204)。然后，偏置电压被施加至每一CMUT元件10(S205)。

在此实施例中，虽然在装配超声波诊断装置30d之时，作为预先调节电阻值的步骤的S204是必须的，但在S205中施加偏置电压，固定的偏置电压仅仅被施加于每个发射和接收灵敏度校正单元45-1至45-n，由此分别被控制的校正的偏置电压能够被施加至每一CMUT元件10。应用于每个发射和接收灵敏度校正单元45-1至45-n的固定的偏置电压可以临时地变化。

在根据此实施例的超声波诊断装置内，如前述实施例，即使振动膜的间隙厚度和厚度t改变，由于可以减少多个CMUT元件之间的发射和接收灵敏度的变化，则可以消除超声波图像的不规则，使得可以提供高质量超声波图像。

虽然已参考附图对根据本发明的超声波诊断装置和超声波探头的优选实施例进行了描述，但本发明并不限于该实例。对本领域技术人员来说，在不偏离此申请所公开的技术精神的范围内作出各种可选的实例或者修正的实例是显而易见的，而且可以理解，这些仍落于本发明的技术范围之内。

附图标记列表

10：CMUT元件，11：上电极，12：振动膜，14：下电极，16：基底，17：空间，18：支撑部，19：偏置电源，20：AC电源，30：超声波诊断装置，31：超声波探头，32：超声波诊断装置主体，34：存储单元，35-1至35-n：发射和接收灵敏度校正单元，36：控制单元，37：偏置电源，38：发射单元，39：接收单元，40：发射和接收分离单元，41：外部装置，42：图像处理单元，43：D/A转化器，45-1至45-n：发射和接收灵敏度校正单元，47：输入单元，48：显示单元。

Claims (15)

1.一种超声波诊断装置，包括：

超声波探头，其将超声波发射至对象，并从所述对象接收反射波；

发射单元，其发射所述超声波；

接收单元，其从所述对象接收所述反射波；

控制单元，其控制所述发射单元和所述接收单元；和

偏压电源，其将偏置电压提供至所述超声波探头，

其中，所述超声波探头包括多个CMUT元件，每一所述CMUT元件均具有彼此相对布置的上电极和下电极以施加所述偏置电压；和振动膜，其设置在所述上电极和所述下电极之间，并在发射和接收期间振动，以及

发射和接收灵敏度校正单元，其基于用于校正施加至所述上电极和所述下电极的所述偏置电压的校正数据，对提供自所述偏压电源的所述偏置电压进行校正，并将已校正的偏置电压提供至所述上电极和所述下电极，以及

使用选自所述振动膜的厚度和所述振动膜的共振频率的至少一参数计算所述校正数据。

2.根据权利要求1所述的超声波诊断装置，其中，使用所述共振频率和每一所述CMUT元件的塌陷电压计算所述校正数据。

3.根据权利要求2所述的超声波诊断装置，其中，使用与参考频率和共振频率之间的差值的绝对值成比例的值计算所述校正数据，所述参考频率抵消所述共振频率的量纲。

4.根据权利要求1所述的超声波诊断装置，其中，当所述共振频率为f，每一所述CMUT元件的塌陷电压为Vc，并且作为实数的β的值设在0<β<3的范围之内时，使用与V_c·f^-β成比例的值计算所述校正数据，与V_c·f^-β成比例的值作为施加至每一所述CMUT元件的所述偏置电压。

5.根据权利要求1所述的超声波诊断装置，其中，使用每一所述CMUT元件的所述振动膜的厚度和每一所述CMUT元件的塌陷电压计算所述校正数据。

6.根据权利要求5所述的超声波诊断装置，其中，使用与参考厚度和所述振动膜的厚度之间的差值的绝对值成比例的值计算所述校正数据，所述参考厚度抵消每一所述CMUT元件的所述振动膜的所述厚度的量纲。

7.根据权利要求1所述的超声波诊断装置，其中，当每一所述CMUT元件的所述振动膜的厚度为t，每一所述CMUT元件的塌陷电压为Vc，并且作为实数的β的值设在0<β<3的范围之内时，使用与V_c·t^-β成比例的值计算所述校正数据，与V_c·t^-β成比例的值作为应用至每一所述CMUT元件的所述偏置电压。

8.根据权利要求1所述的超声波诊断装置，其中，为每一所述CMUT元件提供所述发射和接收灵敏度校正单元。

9.根据权利要求1所述的超声波诊断装置，其中，为每两个或者更多个所述CMUT元件提供所述发射和接收灵敏度校正单元。

10.根据权利要求1所述的超声波诊断装置，其中，为每一所述超声波探头提供所述发射和接收灵敏度校正单元。

11.一种超声波探头，包括：

多个CMUT元件，每一所述CMUT元件均具有彼此相对设置的上电极和下电极以施加偏置电压；和振动膜，其设置在所述上电极和所述下电极之间，并在发射和接收期间振动；以及

发射和接收灵敏度校正单元，其基于校正数据对所述偏置电压进行校正，使用选自所述振动膜的厚度和所述振动膜的共振频率之至少一参数计算所述校正数据。

12.根据权利要求11所述的超声波探头，其中，使用所述共振频率和每一所述CMUT元件的塌陷电压计算所述校正数据。

13.根据权利要求11所述的超声波探头，其中，当所述共振频率为f，每一所述CMUT元件的塌陷电压为Vc，并且作为实数的β的值设在0<β<3的范围之内时，使用与V_c·f^-β成比例的值计算所述校正数据，与V_c·f^-β成比例的值作为应用至每一所述CMUT元件的所述偏置电压。

14.根据权利要求11所述的超声波探头，其中，使用每一所述CMUT元件的所述振动膜的厚度和每一所述CMUT元件的塌陷电压计算所述校正数据。

15.根据权利要求11所述的超声波探头，其中，当每一所述CMUT元件的所述振动膜的厚度为t，每一所述CMUT元件的塌陷电压为Vc，并且作为实数的β的值设在0<β<3的范围之内时，使用与V_c·f^-β成比例的值计算所述校正数据，与V_c·f^-β成比例的值作为应用至每一所述CMUT元件的所述偏置电压。