CN104132738A - 一种温度传感器及温度检测方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及温度检测技术领域，本发明提供一种温度传感器及温度检测方法，温度传感器包括振荡器、计数器以及计算器；振荡器用于向计数器输出某一频率的周期性信号；计数器用于对周期性信号进行计数，并将信号的计数值和信号的总时间长度发送给计算器；计算器用于根据信号的计数值和信号的总时间长度计算温度值，与现有技术相比，通过简单的计数器完成现有技术中的模数转换器的量化功能，由于计数器非常容易实现，因此，简化了现有技术中对模拟量到数字量转换这个环节的复杂性，具有结构简单、易于实施、占用芯片面积小以及功耗低的优点。

Description

一种温度传感器及温度检测方法

技术领域

本发明涉及温度检测技术领域，尤其涉及温度传感器及温度检测方法。

背景技术

随着电子信息技术的发展和人们生活水平的提高，人们对芯片的要求也越来越高：芯片不仅需要支持更多的功能，还需要具有更高的性能，并且需要具有更低的成本。这些日益苛刻的要求，对芯片的设计提出了越来越多的挑战，芯片中的每一个模块都要做到精益求精。可惜的是，随着CMOS工艺特征尺寸越来越小，虽然芯片可以做到速度更快、面积更小，但是各种非理想因素，例如工艺偏差，温度特性等对芯片的影响也越来越大。芯片中的关键模块，必须要具有抵御这些非理想因素的能力，以维持其性能的稳定。这就需要在芯片中增加许多传感器，来检测各种器件的工艺偏差，检测芯片的温度，并利用传感器的输出结果对芯片中的关键模块进行校准或者补偿。

作为诸多传感器中的一种，温度传感器在芯片中具有尤为重要的地位，因为工艺偏差对芯片来说是固定不变的，但温度的变化却是时时存在的，因此温度的检测和补偿必须时时进行。

目前最好的温度传感器器件基于双极型晶体管，其具有良好的稳定性和线性度，能够实现高精度的测量。CMOS工艺能够提供衬底寄生纵向PNP管(VPNP)，被广泛用于在CMOS工艺上设计温度传感器，同样具有良好的特性。如图1所示，是一个典型的CMOS温度传感器组成框图，它包括模拟前端101，模数转换器(ADC)102以及数字接口103。

如图2所示，是图1的一个具体实施例，也是现有技术中被广泛应用的温度传感器架构，通过2个PNP管的V_BE电压之差实现温度检测目的。其中，PNP管Q1的面积为A，PNP管Q2的面积为m·A；也就是说PNP管Q2面积是PNP管Q1面积的m倍。电流源201和202，通常采用PMOS管进行设计，其中电流源201的电流为p·Ib，电流源202的电流为Ib；也就是说电流源201的电流是电流源202电流的p倍，将Vtsp、Vtsn以差分的方式送给模数转换器(ADC)203进行量化。该差分电压用数学公式表示为：

$\begin{array}{c}\mathrm{Vts}=\mathrm{Vtsp}-\mathrm{Vtsn}=V_{\mathrm{BE},Q1}-V_{\mathrm{BE},Q2}=\frac{\mathrm{kT}}{q}\ln \left(\frac{p\·\mathrm{Ib}}{\mathrm{Is}}\right)-\frac{\mathrm{kT}}{q}\ln \left(\frac{\mathrm{Ib}}{m\·\mathrm{Is}}\right)\\ =\frac{\mathrm{kT}}{q}\ln (p\·m)\end{array}---\left(1\right)$

其中，k和q都是物理常数，而p和m是预先设定的比值，因此这些参数都是精确不变的值。表达式(1)表明，Vts严格正比于绝对温度T。

在温度传感器的应用中，模数转换器(ADC)203比较普遍采用的是SAR-ADC(逐次逼近型ADC)和ΣΔ-ADC(积分-微分型ADC)，因为它们相对其它类型ADC来说具有低功耗和高分辨率的特点，比较适合温度检测应用场合。模数转换器(ADC)203除了需要接收差分输入Vtsp、Vtsn外，还需要一个高精度的基准电压Vref作为参考，它由高精度基准电压产生电路204产生。通过将Vtsp-Vtsn与Vref进行比较并量化，得到温度量化的数字码D_out。这个过程用表达式可以表示为：

$\frac{\mathrm{Vts}}{\mathrm{Vref}}=\frac{D_{\mathrm{out}}-D_0}{2^M}---\left(2\right)$

联立表达式(1)和表达式(2)得到：

$T=\frac{D_{\mathrm{out}}-D_0}{2^M}\·\frac{\mathrm{Vref}}{\frac{k}{q}\ln (p\·m)}---\left(3\right)$

其中，D₀是初始值，由ADC具体设计决定，M为ADC位数，表达式(3)给出了温度与ADC输出数字码之间的关系。

现有技术虽然能够实现性能优异的温度传感器，但是最大的缺点是实现复杂，功耗大，并且占用芯片面积大，主要瓶颈在于模数转换器ADC和高精度基准电压产生电路。对于模数转换器ADC，无论采用上述任何一种结构实现起来都不容易，特别是当模数转换器ADC位数很大时实现更为复杂；而高精度基准电压产生电路设计上也具有相当大的难度，通常需要对常规的带隙基准电路做二阶曲率补偿，还需要一些复杂的校准过程。综上所述，现有技术中的温度传感器存在实现复杂、功耗大以及占用芯片面积大的问题。

发明内容

本发明的目的在于提供一种温度传感器及温度检测方法，旨在解决针对现有技术中的温度传感器存在实现复杂、功耗大以及占用芯片面积大的问题。

本发明是这样实现的，一种温度传感器，所述温度传感器包括振荡器、计数器以及计算器；

所述振荡器用于向所述计数器输出某一频率的周期性信号；

所述计数器用于对所述周期性信号进行计数，并将信号的计数值和信号的总时间长度发送给计算器；

所述计算器用于根据所述信号的计数值和所述信号的总时间长度计算温度值。

本发明还提供一种基于上述的温度传感器的温度检测方法，所述温度检测方法包括以下步骤：

振荡器向计数器输出某一频率的周期性信号；

所述计数器对所述周期性信号进行计数，并将信号的计数值和信号的总时间长度发送给计算器；

所述计算器根据所述信号的计数值和所述信号的总时间长度计算温度值。

本发明还提供一种温度传感器，所述温度传感器包括振荡器、存储器、计数器以及计算器；

所述振荡器用于向所述计数器输出某一频率的周期性信号；

所述计数器用于对所述周期性信号进行计数，并将信号的计数值和信号的总时间长度发送给计算器；

所述存储器用于存储芯片在出厂校准时在额定温度下输入周期性信号后得到的初始计数值，并将所述初始计数值发送给所述计算器；

所述计算器根据所述初始计数值、所述信号的计数值和所述信号的总时间长度计算温度值。

本发明还提供一种上述的温度传感器的温度检测方法，其特征在于，所述温度检测方法还包括以下步骤：

所述振荡器向所述计数器输出某一频率的周期性信号；

所述计数器对所述周期性信号进行计数，并将信号的计数值和信号的总时间长度发送给计算器；

存储器存储芯片在出厂校准时在额定温度下输入周期性信号后得到的初始计数值，并将所述初始计数值发送给所述计算器；

所述计算器根据所述初始计数值、所述信号的计数值和所述信号的总时间长度计算温度值。

本发明提供的温度传感器及温度检测方法，通过采用计数器对振荡器的频率进行计数，能够将振荡器的温度特性数字化，通过建立计数值与温度之间的关系式，得到温度的具体值，与现有技术相比，通过简单的计数器完成现有技术中的模数转换器的量化功能，由于计数器非常容易实现，因此，简化了现有技术中对模拟量到数字量转换这个环节的复杂性，具有结构简单、易于实施、占用芯片面积小以及功耗低的优点。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是现有技术中温度传感器的结构示意图；

图2是现有技术中温度传感器的电路结构图；

图3是本发明一种实施例提供的温度传感器的结构示意图；

图4是本发明一种实施例提供的温度传感器中振荡器的电路结构图；

图5是本发明另一种实施例提供的温度传感器中振荡器的电路结构图；

图6是本发明一种实施例提供的温度传感器中振荡器输出的周期信号波形以及计数示意图；

图7是本发明另一种实施例提供的温度传感器的结构示意图；

图8是本发明另一种实施例提供的温度传感器的温度检测方法的流程图；

图9是本发明另一种实施例提供的温度传感器的温度检测方法的流程图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

为了说明本发明的技术方案，下面通过具体实施例来进行说明。

本发明一种实施例提供一种温度传感器，如图3，温度传感器包括振荡器301、计数器302以及计算器303；

振荡器301用于向计数器302输出某一频率的周期性信号；

计数器302用于对周期性信号进行计数，并将信号的计数值和信号的总时间长度发送给计算器303；

计算器303用于根据信号的计数值和信号的总时间长度计算温度值。

对于振荡器301：在CMOS芯片中，数字电路通常需要时钟信号，时钟信号在芯片内部由振荡器301产生。振荡器301通常选取RC振荡器，因为RC振荡器具有结构简单、集成度高以及性能良好的特点，从而得到了广泛的研究和应用。

振荡器301可以采用下面两种常用的RC振荡器结构：

如图4所示，是一个经典的精简RC振荡器结构，振荡核心由第一反相器A1和第一反相器A2、第一电阻R1以及第一电容C1组成。其中第一电阻R1并联在第一反相器A1两端，第一电容C1的一端连接第一反相器A1的输入端，第一电容C1的另一端连接第二反相器A2的输出端，RC振荡器还包括时钟输出缓冲器(BUF)A3。

该RC振荡器的频率满足以下关系式：

$F_{\mathrm{clk}}=\frac{1}{\mathrm{RC}}---\left(4\right)$

如图5所示，是另一种RC振荡器结构，采用了2个比较器和一个电荷泵。

其中，PMOS管M1、NMOS管M3以及第二电阻R2组成一个基准产生电路，产生基准电压VH、VL和基准电流I，满足关系式：I＝(VH-VL)/R。

PMOS管M1与PMOS管M2为一对电流镜，并且具有完全相同的尺寸，从而将PMOS管M1中的电流镜像到M2，使得M2流过与M1相同的电流，即I_M2＝I_M1＝I。NMOS管M3、NMOS管M4同样也为一对电流镜，并且具有完全相同的尺寸，从而将NMOS管M3中的电流镜像到NMOS管M4，使得NMOS管M4流过与NMOS管M3相同的电流，即I_M4＝I_M3＝I。

PMOS管M2、PMOS管M5、NMOS管M6、NMOS管M4构成一个电荷泵，其中PMOS管M2和NMOS管M4分别提供充电电流和放电电流，PMOS管M5和NMOS管M6为开关，控制充电或者放电，根据前面分析，I_M2＝I_M4＝I。

第一比较器401、第二比较器402和R-S锁存器400构成充放电切换装置。当第二电容C2上的电压达到下限VL时，切换装置开始对电容进行充电；当第二电容C2上的电压达到上限VH时，切换装置开始对电容进行放电。电容上的电压在上限电压VH和下限电压VL间来回摆动，形成振荡信号。对电容的充电和放电速率由电荷泵电流I决定。

因此，该RC振荡器的频率可以写为：

$F_{\mathrm{clk}}=\frac{1}{2C(\mathrm{VH}-\mathrm{VL})}=\frac{1}{2\mathrm{RC}}---\left(5\right)$

优选的，第二电容C2通常选取MIM(金属-介质-金属)电容或者MOM(金属-氧化硅-金属)电容实现，因为这两种电容的温度系数非常小，线性度也非常好，对振荡频率的温度特性影响可忽略。但是R的温度系数通常不能忽略，这使得振荡频率与温度相关。举例来说，假设R的温度系数为1m/℃，则在-40～85deg温度范围内，振荡频率随温度的变化百分比大约为+/-6％。

需要说明的是，RC振荡器301的振荡频率除了与RC相关外，还与很多非理想因素相关，例如比较器的延时，反相器的延时，电荷泵的充放电速度等。但是，只要将RC振荡器301的频率设置的足够低，低于某一阈值，例如将频率设为32kHz，那么这些非理想因素对振荡频率的影响可以忽略不计，此时频率几乎完全取决于RC的乘积；如果再选取前面MIM或者MOM电容，那么频率几乎完全由电阻R的温度系数决定，而电阻的温度系数是一个由材料的物理特性决定的值，不存在工艺偏差，这使得我们利用RC振荡器的频率温度特性制作温度传感器成为了可能。

对于计数器302，其用于接收2个频率输入，其中一个为参考时钟F_ref，另一个为振荡器301输出的被计数时钟F_clk。参考时钟F_ref用来定义计数的时间长度，参考时钟F_ref必须是精准的时钟，通常都是由晶体振荡器提供；在绝大部分芯片中，晶体振荡器都是必备的。计数器302的输出为计数结果，即在一个定义好的时间窗口内，被计数时钟F_clk一共有多少个周期。

其中，通过采用m位计数器302对参考时钟进行计数来定义时间窗口，可以得出总时间长度为2^m·T_ref，假设计数结果为q，则频率F_clk与频率F_ref满足如下关系：

$F_{\mathrm{clk}}=\frac{q}{2^m}{F}_{\mathrm{ref}}---\left(6\right)$

由于计数的原理性限制，这里会存在+/-1的计数误差，但是只要m足够大，即时间窗口足够长，那么计数值q足够大，那么这个计数误差可以忽略不计。又由于：

$F_{\mathrm{clk}}=\frac{1}{\mathrm{RC}}=\frac{1}{R_0[1+\mathrm{\α}\·(T-T_0)]\·C}---\left(7\right)$

结合表达式(6)，可以进一步得到：

$\frac{1}{R_0[1+\mathrm{\α}\·(T-T_0)]\·C}=\frac{q}{2^m}{F}_{\mathrm{ref}}---\left(8\right)$

其中，T₀为额定温度，优选的，额定温度通常选取25℃，R₀是在额定温度下的阻值，称为额定阻值，α为电阻R的温度系数，由于第二电容C2选用MIM或者MOM电容，其线性度好，温度系数可忽略，因此表达式(8)中没有出现电容的温度系数项。

本发明还提供另一种实施例，如图7所示，温度传感器包括振荡器301、计数器302、存储器304以及计算器303；

振荡器301用于向计数器302输出某一频率的周期性信号；

计数器302用于对周期性信号进行计数，并将信号的计数值和信号的总时间长度发送给计算器303；

存储器304用于存储芯片在出厂校准时在额定温度下输入周期性信号后得到的初始计数值，并将初始计数值发送给计算器303；

计算器303根据初始计数值、信号的计数值和信号的总时间长度计算温度值。

本实施例与上一个实施例的区别在于增加一个存储器304，存储器304用于存储对出厂时芯片进行计数所得到的信号的初始计数值，出厂校准具体只在芯片出厂阶段，将温度设置在额定温度(即T＝T₀)，输入周期性信号后执行一次计数，得到信号的初始计数值q₀，将此结果存入存储器304中。由于在芯片正常应用阶段，温度总是在变化，此时得到的计数值记为q，然后从存储器304中读取初始计数值q₀，将初始计数值q₀和当前计数值q一起发送给计算器303，求出温度的具体数值。

优选的，存储器304为非易失性存储器。

进一步地，计算器303根据初始计数值、信号的计数值和信号的总时间长度计算温度值的整个过程用数学表示如下：

$\frac{1}{R_{0}C}=\frac{q_0}{2^m}{F}_{\mathrm{ref}}---\left(9\right)$

联立表达式(8)和(9)得到：

$T=T_0+\frac{1}{\mathrm{\α}}(\frac{q_0}{q}-1)---\left(10\right)$

表达式(10)给出了温度T与计数结果q之间的确定关系式。在这个表达式中，所有参数都是已知的(或者通过实验方法可以确定的)：T₀为额定温度(出厂校准温度)，这是已知的；α为电阻材料的温度系数，工艺厂会提供，或者通过实验方法也可以得到；q₀为出厂校准时记录到存储器304中的初始计数值。

本实施例与上述实施例相比，在计算方法上增加了出厂校准的步骤，原因在于，在利用表达式(8)计算温度T时，由于电阻R存在较大的工艺偏差，而表达式(8)直接与电阻R的绝对值相关，所以计算出的温度不准确，必然存在较大的偏差。通过增加的出厂校准这个环节后得到了一个初始计数值q₀，将电阻的工艺偏差体现在初始计数值q₀中，得到计算温度的表达式变为(10)，这就可以精确计算温度。

在另一种实施例中，由于电阻的温度系数通常不超过1m/℃，因此电阻随温度的变化比例不会太大(大约百分之几)，也就是|α·(T-T₀)|＜＜1，这种情况下，式(8)近似可以写为：

$\frac{1}{R_0\·C}[1-\mathrm{\α}\·(T-T_0)]\≈\frac{q}{2^m}{F}_{\mathrm{ref}}---\left(11\right)$

联立表达式(11)和表达式(9)得到：

$T\≈T_0+\frac{1}{\mathrm{\α}}(1-\frac{q}{q_0})=T_0-\frac{1}{\mathrm{\α}}\·\frac{\mathrm{\Δq}}{q_0}---\left(12\right)$

这里可以看到此时表达式更为简单，温度直接与计数差值Δq呈线性关系，更易于计算。同样，所有参数都是已知的(或者通过实验方法可以确定的)。

最终，利用表达式(10)或者(12)计算出温度，实现了温度检测的目的。计算器303就是通过表达式(10)或者(12)计算温度值。

本发明另一种实施例还提供一种上述温度传感器的温度检测方法，如图8所示，该温度检测方法包括以下步骤：

S401.振荡器301向计数器302输出某一频率的周期性信号；

S402.计数器302对周期性信号进行计数，并将信号的计数值和信号的总时间长度发送给计算器303；

S403.计算器303根据信号的计数值和信号的总时间长度计算温度值。

步骤S403具体为：

根据以下公式计算温度值：

$\frac{1}{R_0[1+\mathrm{\α}\·(T-T_0)]\·C}=\frac{q}{2^m}{F}_{\mathrm{ref}}$

其中，T₀为额定温度，R₀为额定阻值，m为计数器位数，q为信号的计数值，F_ref为计数器的参考频率，α为电阻的温度系数。

本发明另一种实施例还提供另一种温度传感器的温度检测方法，如图9所示，该温度检测方法包括以下步骤：

S501.振荡器301向计数器302输出某一频率的周期性信号；

S502.计数器302对周期性信号进行计数，并将信号的计数值和信号的总时间长度发送给计算器303；

S503.存储器304存储芯片在出厂校准时在额定温度下输入周期性信号后得到的初始计数值，并将初始计数值发送给计算器303；

S504.计算器303根据初始计数值、信号的计数值和信号的总时间长度计算温度值。

在步骤S504中，作为一种实施例，具体为：

根据以下公式计算温度值：

$T=T_0+\frac{1}{\mathrm{\α}}(\frac{q_0}{q}-1)$

T₀为额定温度，α为电阻的温度系数，q₀为信号的初始计数值，q为信号的计数值。

在步骤504中，作为另一种实施例，具体为：

根据以下公式计算温度值：

$T\≈T_0+\frac{1}{\mathrm{\α}}(1-\frac{q}{q_0})=T_0-\frac{1}{\mathrm{\α}}\·\frac{\mathrm{\Δq}}{q_0}$

T₀为额定温度，α为电阻的温度系数，q₀为信号的初始计数值，q为信号的计数值，Δq为计数差值，定义为Δq＝q-q₀。

下面再具体介绍一下本发明的技术构思，本发明的技术方案中的RC振荡器，通过经由电阻控制的电流系统对电容进行充电或者放电来操作。当电容上的电压达到上限(或者高于某个阈值)时，切换装置开始对电容进行放电；当电容上的电压达到下限(或者低于某个阈值)时，切换装置开始对电容进行充电，于是电容上的电压在上限电压和下限电压间产生来回摆动，形成振荡信号，对电容的充电和放电速率经由电阻的电流来控制。

但是，CMOS工艺上MOS器件、电容、电阻都存在较大的工艺分散性，且都带有温度系数，导致RC振荡器产生的频率往往不够精确。RC振荡器频率“不精确”包括2层含义：一是振荡频率存在工艺分散性，即片与片或者批次与批次之间频率都不一样，但这很容易消除，只需在出厂阶段做一次频率校准即可；二是振荡频率随温度会变化，这个无法轻易消除，特别涉及到升温或者降温过程，复杂且成本高，不可大批量生产，因此生产过程中通常不采用，必须通过电路设计来尽量消除频率温漂。

在许多应用中，希望对RC振荡器做精细的温度补偿以实现零温度系数，但是实现起来非常困难，但是可以转变一下思路：既然RC振荡器的温度特性难以消除，如果有可能，何不利用RC振荡器的温度特性做一些事情？基于这个思想，提出了一种基于RC振荡器的温度传感器，同样具有良好的温度特性，但实现起来与现有技术所示的技术方案相比容易很多。

其中，计数器302就相当于现有技术中的ADC。计数时间越长，则计数值越大，则精度越高。由于计数器非常容易实现，仅仅是几个D触发器的简单级联，实现任意位数的计数器302都没有丝毫难度，所以大大简化了模拟到数字转换这一块的设计。

对于计数器302的精度估计，假设我们希望达到的温度测量精度为ΔT_step，那么计数器302必须能够识别这一个最小步长的温度变化，由于计数值的最小变化量为1，那么有:

$|\frac{1}{\mathrm{\&alpha;}}\&CenterDot;\frac{\mathrm{\&Delta;q}+1-\mathrm{\&Delta;q}}{q_0}|<\mathrm{\&Delta;}{T}_{\mathrm{step}}$

推出：

$q_0>\frac{1}{\mathrm{\&alpha;}\&CenterDot;\mathrm{\&Delta;}{T}_{\mathrm{step}}}---\left(13\right)$

举例来说，假设电阻温度系数α＝1m/℃，要达到的温度测量精度为1℃，则q₀＞1000，留一定的余量，计数器302取11bits足够了(最大计数值2047)。

在实施过程中，选取的电阻温度系数尽可能大一些，并且电阻温度特性尽可能线性一些，这样可以减小计数器302的位数，从而减少一次完整温度转换所开销的时间，同时还可以提高测量的精度。通常多晶硅电阻能够达到这个要求。

关于非理想特性：

比较器、反相器都会有延时，如果RC振荡器301的频率较高，那么这些非理想因素对振荡频率的影响不可忽略，这会降低温度检测的精度。但如果将振荡频率设置得比较低，例如几十kHz，那么这些非理想因素对振荡频率的影响可忽略，这时振荡频率完全取决于RC的乘积，这是我们希望的。因此，当用作温度传感器的时候，将RC振荡器301的频率尽可能设置得低一些，通常在kHz或者几十kHz级别比较合适。

本发明中采用较低频率的RC振荡器，具有良好的频率温度特性，可以作为温度传感器。采用计数器对RC振荡器的频率进行计数，能够将RC振荡器的温度特性数字化，建立计数值与温度之间的关系式，通过适当计算后，得到温度的具体值。

本发明的技术方案的正确实施需要两个步骤：出厂校准步骤和正常应用步骤。在芯片出厂阶段，温度设置在额定温度(即T＝T₀)，执行一次计数，计数值记为q₀，将此结果存入非易失性存储器中，在芯片正常应用阶段，温度总是在变化，设计数值记为q。从非易失性存储器中读取q₀，并将q₀和q一起送给计算器，根据温度与计数值之间的关系式，求出温度的具体数值。将这两个步骤结合，能够消除电阻工艺偏差的影响。

本发明的方案在实施过程中，为了让非理想因素(例如反相器的延时，比较器的延时，电荷泵的速度等等)对振荡频率的影响小到忽略不计，RC振荡器的频率应该设置得适当低一些，通常在kHz级别或者几十kHz级别。

本发明所提出的方案具有结构简单、易于实施、面积小、功耗低等诸多优点。不需要复杂的ADC和高精度基准电压产生电路，而是通过一个简单的计数器完成ADC量化的功能。计数时间长度越长，则计数值越大，则精度越高。由于计数器非常容易实现，仅仅是几个D触发器的简单级联即可，因此实现任意位数的计数器都没有丝毫难度，所以大大简化了模拟量到数字量转换这个环节的复杂性，使得方案变得简单易于实施，具有功耗、面积、成本等优势。

本发明采用计数器对RC振荡器的频率进行计数，能够将RC振荡器的温度特性数字化，通过建立计数值与温度之间的关系式，得到温度的具体值，与现有技术相比，通过简单的计数器完成现有技术中的模数转换器的量化的功能，由于计数器非常容易实现，因此，简化了现有技术中对模拟量到数字量转换这个环节的复杂性，具有结构简单、易于实施、占用芯片面积小以及功耗低的优点。

以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下做出若干等同替代或明显变型，而且性能或用途相同，都应当视为属于本发明由所提交的权利要求书确定的专利保护范围。

Claims (10)

1.一种温度传感器，其特征在于，所述温度传感器包括振荡器、计数器以及计算器；

所述振荡器用于向所述计数器输出某一频率的周期性信号；

所述计数器用于对所述周期性信号进行计数，并将信号的计数值和信号的总时间长度发送给计算器；

所述计算器用于根据所述信号的计数值和所述信号的总时间长度计算温度值。

2.如权利要求1所述的温度传感器，其特征在于，所述振荡器为RC振荡器，所述计算器用于根据所述信号的计数值和所述信号的总时间长度计算温度值具体为：

根据以下公式计算温度值：

$\frac{1}{R_0[1+\mathrm{\&alpha;}\&CenterDot;(T-T_0)]\&CenterDot;C}=\frac{q}{2^m}{F}_{\mathrm{ref}}$

其中，T₀为额定温度，R₀为额定阻值，m为计数器位数，q为信号的计数值，F_ref为计数器的参考频率，α为电阻的温度系数。

3.一种基于如权利要求1所述的温度传感器的温度检测方法，其特征在于，所述温度检测方法包括以下步骤：

所述振荡器向计数器输出某一频率的周期性信号；

所述计数器对所述周期性信号进行计数，并将信号的计数值和信号的总时间长度发送给计算器；

所述计算器根据所述信号的计数值和所述信号的总时间长度计算温度值。

4.如权利要求3所述的温度检测方法，其特征在于，所述计算器根据所述信号的计数值和所述信号的总时间长度计算温度值的步骤具体为：

根据以下公式计算温度值：

$\frac{1}{R_0[1+\mathrm{\&alpha;}\&CenterDot;(T-T_0)]\&CenterDot;C}=\frac{q}{2^m}{F}_{\mathrm{ref}}$

其中，T₀为额定温度，R₀为额定阻值，m为计数器位数，q为信号的计数值，F_ref为计数器的参考频率，α为电阻的温度系数。

5.一种温度传感器，其特征在于，所述温度传感器包括振荡器、存储器、计数器以及计算器；

所述振荡器用于向所述计数器输出某一频率的周期性信号；

所述计数器用于对所述周期性信号进行计数，并将信号的计数值和信号的总时间长度发送给计算器；

所述存储器用于存储芯片在出厂校准时在额定温度下输入周期性信号后得到的初始计数值，并将所述初始计数值发送给所述计算器；

所述计算器根据所述初始计数值、所述信号的计数值和所述信号的总时间长度计算温度值。

6.如权利要求5所述的温度传感器，其特征在于，所述振荡器为RC振荡器，所述计算器根据所述初始计数值、所述信号的计数值和所述信号的总时间长度计算温度值具体为：

根据以下公式计算温度值：

$T=T_0+\frac{1}{\mathrm{\&alpha;}}(\frac{q_0}{q}-1)$

T₀为额定温度，α为电阻的温度系数，q₀为信号的初始计数值，q为信号的计数值。

7.如权利要求5所述的温度传感器，其特征在于，所述振荡器为RC振荡器，所述计算器根据所述初始计数值、所述信号的计数值和所述信号的总时间长度计算温度值具体为：

根据以下公式计算温度值：

$T\&ap;T_0+\frac{1}{\mathrm{\&alpha;}}(1-\frac{q}{q_0})=T_0-\frac{1}{\mathrm{\&alpha;}}\&CenterDot;\frac{\mathrm{\&Delta;q}}{q_0}$

T₀为额定温度，α为电阻的温度系数，q₀为信号的初始计数值，q为信号的计数值，Δq为计数差值，定义为Δq＝q-q₀。

8.一种基于如权利要求5所述的温度传感器的温度检测方法，其特征在于，所述温度检测方法还包括以下步骤：

所述振荡器向所述计数器输出某一频率的周期性信号；

所述计数器对所述周期性信号进行计数，并将信号的计数值和信号的总时间长度发送给计算器；

存储器存储芯片在出厂校准时在额定温度下输入周期性信号后得到的初始计数值，并将所述初始计数值发送给所述计算器；

所述计算器根据所述初始计数值、所述信号的计数值和所述信号的总时间长度计算温度值。

9.如权利要求8所述的温度检测方法，其特征在于，所述计算器根据所述初始计数值、所述信号的计数值和所述信号的总时间长度计算温度值的步骤具体为：

根据以下公式计算温度值：

$T=T_0+\frac{1}{\mathrm{\&alpha;}}(\frac{q_0}{q}-1)$

T₀为额定温度，α为电阻的温度系数，q₀为信号的初始计数值，q为信号的计数值。

10.如权利要求8所述的温度检测方法，其特征在于，所述计算器根据所述初始计数值、所述信号的计数值和所述信号的总时间长度计算温度值的步骤具体为：

根据以下公式计算温度值：

$T\&ap;T_0+\frac{1}{\mathrm{\&alpha;}}(1-\frac{q}{q_0})=T_0-\frac{1}{\mathrm{\&alpha;}}\&CenterDot;\frac{\mathrm{\&Delta;q}}{q_0}$

T₀为额定温度，α为电阻的温度系数，q₀为信号的初始计数值，q为信号的计数值，Δq为计数差值，定义为Δq＝q-q₀。