CN104113506A - 一种ofdm双调制解调方式的实现方法与装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种OFDM双调制解调方式的实现方法与装置，通过接收端计算接收数据的信噪比量化值SNR_quant，并将该信噪比量化值SNR_quant与预设的阈值进行比较来决定发送端和接收端的调制和解调模式。本发明在调制解调方式的切换方面，系统不需要计算误码率，直接采用计算信噪比量化值的方式实现，这种方式采用的计算步骤较少，硬件实现简单，开销较少，且灵活度较高。

Description

一种OFDM双调制解调方式的实现方法与装置

技术领域

本发明涉及无线通信系统领域，具体涉及一种OFDM双调制解调方式的实现方法与装置。

背景技术

OFDM(正交频分复用)是一种高效率的通信技术方案，它既是一种调制技术，也是一种复用技术。OFDM自诞生之日起，就一直受到密切的关注，如今已被4G/B4G/5G标准所采用。目前，OFDM及其相关技术仍然是学术界的一个研究热点。在OFDM系统中，可以通过采用不同的调制解调方式对数据进行调制解调，比如经典的BPSK，QPSK，16QAM，64QAM，256QAM等调制解调方式。这涉及到一种叫做自适应调制解调的方法，这种方法的主要目的是根据系统在不同质量的信道环境下，为通信系统选择合适的调制解调方式以使系统的性能达到最优。

现有的OFDM调制方式仅选取以上列出的其中一种或者是选取多种。如果选取一种调制方式，那么就会因为调制方式单一失去灵活性。如果选取多种调制方式，势必增加系统实现的复杂性，由此大幅度提高硬件成本。事实上，较多的调制方式从现实的角度来说是冗余的，而且从硬件实现上来看会增加处理难度，会占用较多的硬件资源甚至增大系统的不稳定因素。此外，在调制解调方式的切换方面，现有的多种调制解调方式在进行切换前需要求取误码率，通过误码率求得信噪比，再改变调制方式，这种方法在实现上较为复杂，在复杂性和实时性上没有优势。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种OFDM双调制解调方式的实现方法与装置，其具有一定的灵活性，较大的降低了实现复杂度，还具有较高的调制解调效率，是一种低成本，兼顾各种因素的且易于实现的OFDM系统。

为解决上述问题，本发明是通过以下技术方案实现的：

一种OFDM双调制解调模式的实现方法，包括如下步骤：

(1)发送端和接收端在通信之前进行初始化，初始化之后，双方采用16QAM和QPSK调制解调模式中的默认的调制解调模式开始进行通信；

(2)发送端在所需发送的数据之前嵌入2个相同的长训练序列后，形成原始数据；

(3)发送端在通信开始时采用默认的调制模式对原始数据进行调制处理后，发送出去；

(4)接收端接收发送端发来的数据，并在通信开始时采用默认的解调模式对收到的数据进行解调处理；

(5)接收端先对接收数据进行同步处理，再根据同步后的时序判断出接收数据中2个长训练序列的起始位置，并提取出这2个长训练序列的实部数据和虚部数据；

(6)接收端计算接收数据的信噪比量化值SNR_quant，即

${\mathrm{SNR}}_{\mathrm{quant}}=\frac{\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}[{(r_I\left(k\right)+r_I(k+N))}^2+{(r_Q\left(k\right)+r_Q(k+N))}^2]}{\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}[{(r_I\left(k\right)-r_I(k+N))}^2+{(r_Q\left(k\right)-r_Q(k+N))}^2]}$     ①

式中：r_I(k)表示第一长训练序列的第k个实部数据；r_I(k+N)表示第二长训练序列的第k个实部数据；r_Q(k)表示第一长训练序列的第k个虚部数据；r_Q(k+N)表示第二长训练序列的第k个虚部数据；N表示第一和第二长训练序列的长度，即点数值N；∑表示求累加；

(7)接收端将计算出的信噪比量化值SNR_quant与设定的信噪比阈值η比较；当SNR_quant≥η时，则接收端将解调模式设为16QAM解调模式，同时通过无线信道发送指令让接收端将调制模式也设为16QAM调制模式；当SNR_quant<η时，则接收端将解调模式设为QPSK解调模式，同时通过无线信道发送指令让接收端将调制模式也设为QPSK调制模式。

上述方法中，所述点数值N＝64，即第一和第二长训练序列的长度均为64。

上述方法中，所述默认的调制模式为QPSK调制模式，默认的解调模式也为QPSK解调模式。

一种OFDM双调制解调方式的实现装置，包括发送端和接收端两部分。其中：

所述发送端包括扰码单元、卷积编码单元、分组交织单元、第一串并转换单元、映射单元、加导频单元、第二串并转换单元、IFFT单元、第一并串转换单元、加循环前缀单元、DA变换单元、射频发单元和指令接收单元；扰码单元连接卷积编码单元的输入端；卷积编码单元的输出端分为两路，一路连接分组交织单元的第一数据端口，另一路连接分组交织单元的第二数据端口；分组交织单元的两个输出分别与第一串并转换单元的两个输入端相连；第一串并转换单元有两路输出端，一路输出端与映射单元的第一数据端口连接，另一路输出端与映射单元的第二数据端口连接；映射单元的两个输出端与加导频单元的两个输入端相连；加导频单元的输出与第二串并转换单元的输入相连，第二串并转换单元的输出端与IFFT单元的输入端相连；IFFT单元的输出端接至并第一串转换单元的输入端，第一并串转换单元的输出端连接至加循环前缀单元的输入端；加循环前缀单元的输出端与DA变换单元的输入端相连，DA变换单元的输出端连接至射频发单元的输入端；指令接收器的输入端通过无线信道与接收端的指令发送器的输出端连接；指令发送器的两路输出端，一路与分组交织单元的控制端口相连，另一路与映射单元的控制端口相连。

所述接收端包括射频收单元、AD变换单元、去循环前缀单元、第三串并转换单元、FFT单元、第二并串转换单元、去导频单元、解映射单元、第三并串转换单元、解交织单元、译码单元，解扰码单元、同步处理单元、信道均衡单元、SNR_quant计算单元和指令发送单元；射频收单元的输出端与AD变换单元的输入端连接；AD变换单元的输出端与去循环前缀单元的输入端相连；去循环前缀单元的输出端与第三串并转换单元的输入端相连，第三串并转换单元的输出端接至FFT单元的输入端；FFT单元的输出端分与第二并串转换单元的输入端相连；第二并串转换单元的输出端接至去导频单元的输入端；去导频单元的输出端分为两路，一路与解映射单元的解映射单元的第一数据端口相连，另一路与解映射单元的第二数据端口相连；解映射单元的两个输出端与第三并串转换单元的两个输入端相连接；第三并串转换单元有两个输出端，一路输出端与解交织单元的第一数据端口相连，另一路输出端与解交织单元的第二数据端口相连；解交织单元的两个输出端接至译码单元的两个输入端，译码单元的输出端与解扰码单元的输入端相连；同步处理单元的输入输出端连接在AD变换单元的输出端与去循环前缀单元的输入端之间；信道均衡单元的输入输出端连接在FFT单元的输出端与第二并串转换单元的输入端之间；SNR_quant计算单元的输入端与同步处理单元和信道均衡单元的输出端相连，SNR_quant计算单元的输出端与指令发送器的输入端相连；指令发送器有两个输出端，一个输出端通过无线信道与发送端的指令接收器连接，另一个输出端与接收端的解映射单元和解交织单元的控制端口相连。

发送端的射频发单元通过无线信道与接收端的射频收单元连接。

上述装置中，所述译码单元为采用硬判决方式的Viterbi译码单元。

上述装置中，所述指令发送单元和指令接收单元均为无线收发单元。

上述装置中，所述分组交织单元的第一数据端口为QPSK数据端口，分组交织单元的第二数据端口为16QAM数据端口；所述映射单元的第一数据端口为QPSK数据端口，映射单元的第二数据端口为16QAM数据端口；所述解映射单元的第一数据端口为QPSK数据端口，解映射单元的第二数据端口为16QAM数据端口；所述解交织单元的第一数据端口为QPSK数据端口，解交织单元的第二数据端口为16QAM数据端口。

与现有技术相比，本发明具有以下优点：

1.系统采用两种调制解调方式，且两种调制解调方式结构简单。与多种调制解调相比，既有一定的灵活性，又减少了功能冗余，兼具灵活性和实用性。

2.系统所采用的两种调制解调方式适用于绝大多数信道环境，在不同质量的信道环境下可以实现快速自由切换，且硬件实现容易，开销大大减少。

3.在调制解调方式的切换方面，系统不需要计算误码率，直接采用计算信噪比量化值的方式实现，这种方式采用的计算步骤较少，硬件实现简单。

附图说明

图1为系统总体结构示意图。

图2为扰码结构示意图。

图3为卷积编码示意图。

图4为QPSK方式下交织示意图。

图5为16QAM方式下第一级交织示意图。

图6为16QAM方式下第二级交织及第一级解交织示意图。

图7为OFDM符号加(去)循环前缀示意图。

图8为为QPSK方式下解交织示意图。

图916QAM方式下第二级解交织示意图。

图10为本OFDM系统采用的长训练序列结构。

图11为信噪比量化值SNR_quant计算方法示意图。

具体实施方式

一种OFDM双调制解调方式的实现方法，其包括如下步骤：

(1)发送端和接收端在通信之前进行初始化。

将发送端与接收端中与调制解调方式有关的单元(即发送端的分组交织单元和映射单元，接收端的解映射单元和解交织单元)进行初始化。初始化之后，双方采用默认的调制解调方式进行通信，通信开始。在本实施例中，默认的调制解调方式为QPSK方式。

(2)发送端在所需发送的数据(即有效数据)之前嵌入2个相同的长训练序列后，形成原始数据；

(3)发送端采用QPSK调制方式对原始数据进行处理。该处理的步骤按OFDM基带处理所包含的基本步骤进行处理，包括：

a.加扰：采用扰码单元对原始数据做扰码。发送端的扰码单元的结构采用经典的多项式S(x)＝x⁷+x⁴+1的结构，如图2所示。将要加扰的数据送入7位移位寄存器，对扰码单元的第4位和第7位寄存器的输出进行求和，这个和值一方面进入扰码单元参与移位及计算，同时与原始数据相加，相加的数据即是加扰后的数据。这部分对于QPSK与16QAM是共用的。

b.卷积编码：卷积编码单元对加扰后的数据做卷积编码。发送端的卷积编码单元采用编码效率为1/2的编码方式，编码多项式分别为S₁(x)＝x⁶+x⁵+x³+x²+1,S₂(x)＝x⁶+x³+x²+x+1，如图3所示，其中T_b表示移位寄存器，它把扰码后的数据送入与多项式相对应的两个6位移位寄存器。一路与移位寄存器的第2,3,5,6位相加，得到第一路输出数据即“输出二进制数据1路”，同时，另一路与移位寄存器的第1,2,3,6位相加，得到第二路输出数据即“输出二进制数据2路”，由此实现了编码效率为1/2的卷积编码。为减小实现复杂度，对卷积编码后的数据不删余，这部分对于QPSK与16QAM是共用的。

c.交织：分组交织单元对编码后的数据做分组交织。

本OFDM系统用到的子载波数是N＝64个，有效数据子载波数是48个，导频子载波4个，空子载波12个。它们在64个(序号为0-63)子载波中的位置序号为：6-57中的第6,23,40,57为导频子载波，其余为数据子载波，0-5,58-63为空子载波，空子载波上都加载数据0。

QPSK方式下的交织只采用一级交织。采用将数据按一定的地址递增顺序先写入RAM，再按顺序读出的方式进行交织，本OFDM系统建立12*8矩阵，这是QPSK方式下子载波数N＝64时，有效数据子载波为48时，一个OFDM符号包含的有效数据编码比特数，如图4所示，写地址从0开始按地址递增8的顺序将数据按列写入RAM，每写完一列再另起一列写入，如此将一个OFDM符号12*8个数据写完，读数据时将数据从地址0按地址递增1的顺序读出，读出的数据即为QPSK方式下交织后的输出数据。

如果系统默认初始化后的调制方式是16QAM，或者系统在之后的通信过程中按16QAM方式进行通信，则发送端按16QAM方式做相应处理(下同)，对于交织：

16QAM方式下的交织分两级交织。第一级交织：采用将数据按一定的地址递增顺序写入RAM，再按顺序读出数据的方式进行交织，本系统在RAM中建立16*12矩阵，这是16QAM方式下子载波数N＝64，有效子载波数为48时一个OFDM符号包含的有效数据编码比特数。如图5所示，写地址从0开始按地址递增12的顺序将数据按列写入RAM，每写完一列再另起一列写入，如此将一个OFDM符号的16*12个数据写完，读数据时将数据从地址0按地址递增1的顺序读出，读出的数据即为16QAM方式下的第一级交织后的输出数据。第二级交织：如图6所示，将第一级交织后的数据分为24bit一组，前12bit数据，顺序不变直接输出，后12bit，相邻的两个bit交换位置输出，这样输出的数据即为16QAM方式下第二级交织后的输出数据。

d.串并转换：第一串并转换单元对分组交织之后的数据做第一次串并转换，这是映射数据的需要。对于QPSK方式，采用1路转2路的串并转换，即将串行数据转换为一系列2bit为一组的数据。对于16QAM方式，采用1路转4路的串并转换，即将串行数据转换为一系列4bit为一组的数据。

e.映射：映射单元对第一次串并转换后的数据做映射。QPSK和16QAM分别按照经典的映射法则参与映射，见表1和2，QPSK将2bit数据映射为对应的一个复数，16QAM将4bit映射为对应的一个复数。

表1

表2

f.加导频：加导频单元对映射之后的数据加导频。IFFT之前选定4个间距相同的子载波，加入4路导频信号，也就是在IFFT之前的0-63共64路数据中选择4路加入导频信号，这里选择第6,23,40,57个子载波做为导频子载波，这里选择加入的导频信号为-1，-1，-1,1。

g.串并转换：第二串并转换单元对加导频之后的数据做第二次串并转换。将加导频后的数据按64个一组存入RAM。

h.IFFT(快速傅里叶逆变换)计算：IFFT单元对第二次串并转换后的数据做IFFT计算。按经典的FFT计算方法即可，本实施例的IFFT计算的点数N＝64。

i.并串转换：第一并串转换单元对IFFT后的数据进行并串转换。IFFT输出的数据是并行的64个复数为一组的数据，对IFFT计算后的数据做并串转换，即将每组64个数据存入RAM中再顺序读出。

j.加循环前缀：加循环前缀单元对并串转换后的数据加循环前缀。如图7所示，本OFDM系统采用的加循环前缀长度是有效数据的1/6-1/4，循环前缀是复制一个OFDM符号有效数据的尾部数据，并将其放在有效数据前面。复制的数据的长度是一个OFDM符号有效数据的1/6-1/4，这里取1/4，即取16个点。实现方法是控制上一步存入RAM中数据的输出顺序。让RAM先输出最后一段长度为(1/6-1/4)N的数据，再顺序输出RAM中的全部N个数据，这样RAM输出的数据就构成了一个加循环前缀的OFDM符号。这一步的目的是为了减少符号间干扰(ISI)；

k.DA变换：将OFDM符号送入DA变换D单元进行数模变换。DA变换器的精度这里选用12位。

l.射频发送：将DA变换后的模拟信号送往射频发单元，射频发单元将调制后的信息经无线信道发送出去。

(4)接收端对收到的信息进行解调处理。解调的步骤按OFDM基带处理所包含的基本步骤进行处理，包括：

a.射频收：射频收单元将发送端发送的射频信号按照现有方法将射频信号变换到基带信号。

b.AD变换：AD变换单元对射频收单元输出的信号进行AD变换，将模拟基带信号转变为数字信号。在本实施例中，AD变换单元采用12bit AD芯片。

c.去循环前缀：去循环前缀单元对AD变换后的数据做去循环前缀。这一步的前提是完成符号同步，符号同步可以采用现有的方法实现。如图7所示，去循环前缀是去掉OFDM符号有效数据之前的(1/6-1/4)N的数据，这里是1/4，表示16个数据。通过将AD变换后的带有循环前缀的一个OFDM符号的数据存入RAM，在RAM输出时，只让RAM输出后面的64个数据就完成了去循环前缀。

d.串并转换：第三串并转换单元将去循环前缀后的数据按64个一组存入RAM。

e.FFT计算：FFT单元对串并转换后的数据做FFT计算。与发送端对应，收端做64点FFT计算即可。

f.并串转换：第二并串转换单元对FFT后的数据进行并串转换。FFT输出的数据是并行的64个复数为一组的数据，对FFT计算后的数据做并串转换，即将每组64个数据存入RAM中再顺序读出；

g.去导频：去导频单元对上一步存入RAM中的数据让其只输出不包含导频位置的信号的数据，即不输出第6,23,40,57的位置的数据，其他数据按顺序输出，即完成了去导频。

h.解映射：解映射单元对去导频后的复数按照QPSK或者16QAM的经典的映射法则参与解映射。QPSK将1个复数映射成1个2bit的二进制数据，16QAM将1个复数解映射为1个4bit二进制数据。

i.并串转换：第三并串转换单元将解映射后的2bit并行数据或者4bit并行数据按顺序串行输出。对于QPSK，是将2bit数据串行输出，对于16QAM方式，是将4bit并行数据串行输出、

j.解交织：解交织单元对上一步串并转换后的数据进行解交织。

与发送端的交织相对应，QPSK方式下的解交织只用到一级解交织，采用将数据按一定的地址递增顺序先写入RAM，再按顺序读出数据的方式进行解交织，本系统在RAM中建立8*12矩阵，这是QPSK方式下子载波数N＝64，有效数据子载波数为48时一个OFDM符号包含的有效数据编码比特数，如图8所示，写地址从0开始按地址递增12的顺序将数据按列写入RAM，每写完一列再另起一列写入，如此将一个OFDM的8*12个数据写完，读数据时将数据从地址0按地址递增1的顺序读出，读出的数据即为QPSK方式下解交织后的输出数据。

与发送端的交织相对应，16QAM方式下分两级解交织，第一级解交织：如图6所示，将数据按24bit一组，前12bit，按顺序不变依次直接输出，后12bit，相邻的两个bit交换位置，这样输出的数据即为16QAM方式下的第一级解交织后的输出数据；

16QAM方式下的第二级解交织：采用将数据按一定的地址递增顺序先写入RAM，再按顺序读出数据的方式进行解交织，本系统在RAM中建立12*16矩阵，这是16QAM方式下子载波数N＝64，有效数据子载波数为48时，一个OFDM符号包含的有效数据编码比特数，如图9所示，写地址从0开始按地址递增16的顺序将数据按列写入RAM，每写完一列再另起一列写入，如此将一个OFDM符号的12*16个数据写完，读数据时将数据从地址0按地址递增1的顺序读出，读出的数据即为16QAM方式下的第二级解交织后的输出数据；

k.Viterbi译码：译码单元对解交织后的数据做译码。译码单元采用经典的Viterbi译码方法，具体是采用约束长度为7，回溯深度为42的硬判决方式，以简化硬件设计实现难度。Viterbi译码的具体实现可以参考相关文献，在此不必做详细介绍；

l.解扰码：解扰码单元对Viterbi译码后的数据进行解扰码。解扰码单元的结构与发送端使用的扰码单元是完全一致的，即多项式为S(x)＝x⁷+x⁴+1结构。且发端扰码单元与收端扰码单元的初始值必须一致，这里初始值为7’b1111111，接收端解扰的工作方式与发送端的加扰完全一致。解扰码后输出的就是发送端发送的数据(即有效数据)。

(5)接收端对接收数据做同步处理。同步处理单元涉及到帧同步、载波同步、符号同步和采样同步，这些同步均可以采用现有的方法来实现。

(6)接收端对接收数据做信道均衡。信道均衡可以采用现有的基于长训练序列的方法来实现，利用长训练序列一方面可以完成信道均衡，同时也可以为计算信噪比量化值SNR_quant提供数据，信道均衡的实现可以采用现有的基于长训练序列的方法来实现。

(7)接收端对接收数据做信噪比量化值计算。

接收端对收到的信息进行解调的过程中，要对信道的质量进行判断，也就是要计算信噪比量化值SNR_quant，它是通过OFDM符号中的两个长训练序列来实现的，长训练序列的提取的前提是同步处理单元已经完成了帧同步，载波同步和符号同步，这些同步可以采用现有方法来实现。在FFT之后就可以根据同步后的时序判断出长训练序列的起始位置，把这些位置上的数据的实部数据和虚部数据分别存储在两个存储器中，即实现了长训练序列的提取。提取出长训练序列的实部数据和虚部数据之后，再根据本发明提供的方法计算信噪比量化值SNR_quant。

首先说明计算SNR_quant所需要的数据。本OFDM系统采用的训练序列须包括两个相同的长训练序列LTS1和LTS2，LTS1与LTS2的长度都为N＝64点复数，本OFDM系统采用的长训练序列的结构如图10所示。发送端发送的OFDM符号被接收端接收以后，按照上述方法提取出LTS1和LTS2，分离出实部和虚部，采用如式①所示的计算方法计算信噪比量化值SNR_quant。之所以采用这种方法的原因是：一、接收端在做信道均衡的时候，即信道均衡单元在工作时需要提取并利用这两个长训练序列LTS1与LTS2，所以可以供SNR_quant计算单元直接使用；二、现有的选取调制解调方式的依据是，首先接收端要统计误码率，然后再根据误码率的值推导出信噪比的值，再根据信噪比的值决定调制方式的选取，而本发明的方法是直接通过提取出LTS1与LTS2的数据，只需要做简单的算术运算和累加及比值即可计算出信噪比量化值SNR_quant，用信噪比量化值做为选择调制解调方式的依据，这在实现方法和硬件设计上更为简单，更易于实现。

计算信噪比量化值的SNR_quant计算表达式如下：

${\mathrm{SNR}}_{\mathrm{quant}}=\frac{\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}[{(r_I\left(k\right)+r_I(k+N))}^2+{(r_Q\left(k\right)+r_Q(k+N))}^2]}{\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}[{(r_I\left(k\right)-r_I(k+N))}^2+{(r_Q\left(k\right)-r_Q(k+N))}^2]}$     ①

式中：r_I(k)表示LTS1的第k个实部数据；r_I(k+N)表示LTS2的第k个实部数据；r_Q(k)表示LTS1的第k个虚部数据；r_Q(k+N)表示LTS2的第k个虚部数据；N表示长序列LTS1与LTS2的长度，也就是点数值，这里N＝64；∑表示求累加。

发送端和接收端在通信开始时按照默认的方式，如按QPSK这种调制解调方式进行发送与接收信息，接收端接收到发送端的信息后，提取出LTS1和LTS2数据，并分别取LTS1和LTS2的实部数据和虚部数据，计算时要将LTS1的数据和LTS2中相应位置上的数据一一对应，比如，计算LTS1与LTS2的实部数据之和r_I(k)+r_I(k+N)，其含义是r_I(k)表示LTS1的第k个实部数据，r_I(k+N)表示LTS2的第k个实部数据，r_I(k)+r_I(k+N)表示LTS1的第k个数据的实部数据与LTS2中的第k个实部数据相加，其他同理类推。式①中的表示对求得的N个值做累加。

下面介绍按式①和图11进行计算的说明。图11中的表示加法器，表示平方器，表示累加器，表示除法器，由图5可知，计算方法和步骤是这样的：

a)计算LTS1与LTS2的实部数据之和r_I(k)+r_I(k+N)；

b)计算LTS1与LTS2的虚部数据之和r_Q(k)+r_Q(k+N)；

c)计算LTS1与LTS2的实部数据之差r_I(k)-r_I(k+N)；

d)计算LTS1与LTS2的虚部数据之差r_Q(k)-r_Q(k+N)；

e)计算LTS1与LTS2的实部数据之和r_I(k)+r_I(k+N)的平方；

f)计算LTS1与LTS2的虚部数据之和r_Q(k)+r_Q(k+N)的平方；

g)计算LTS1与LTS2的实部数据之差r_I(k)-r_I(k+N)的平方；

h)计算LTS1与LTS2的虚部数据之差r_Q(k)-r_Q(k+N)的平方；

i)将5,6两步的和相加，将7,8两步的和相加；

j)将第9步中每次计算得到的数据累加，共计累加N-1＝63次；

11.将第10步得到的两个累加值做除法。

通过对LTS1与LTS2的实部虚部数据的计算，求得信噪比量化值SNR_quant。

(8)接收端决定调制解调方式的选取。上一步计算出SNR_quant之后，接收端SNR_quant计算单元就把SNR_quant的值与阈值η比较。其中阈值η的值完全可以根据通信质量自行调节，如典型的SNR_quant值，在5-480之间，可以设置η的值为200，如果SNR_quant≥200，则阈值比较器输出的指令信号signal(*)为signal_16QAM。阈值比较器立即输出信号给指令发送器，指令发送器将指令信号signal_16QAM发送给发送端的分组交织单元与映射单元的控制端口，同时发送给接收端的解映射端口与解交织单元的控制端口。发送端的控制端口决定发送端的分组交织单元与映射单元选择16QAM方式。同时接收端的控制端口决定接收端的解映射单元与解交织单元选择16QAM方式。即在之后的通信过程中，双方使用的调制解调方式是16QAM。如果SNR_quant<200，则双方使用的调制解调方式是QPSK。

对于接收端的指令发送器和发送端的指令接收器，采用现有技术的无线收发模块即可。

所述指令信号signal(*)需要发送端与接收端约定好，比如约定signal(*)为signal_16QAM＝8’b00111100时表示双方按16QAM方式进行通信，signal_16QAM＝8’b11000011时表示双方按QPSK方式进行通信。

基于上述方法所设计的一种OFDM双调制解调方式的实现装置，包括发送端和接收端两部分。发送端通过无线信道与接收端连接。

参见图1上半部分，所述发送端包括扰码单元、卷积编码单元、分组交织单元、第一串并转换单元、映射单元、加导频单元、第二串并转换单元、IFFT单元、第一并串转换单元、加循环前缀单元、DA变换单元、射频发单元和指令接收单元。所述发送端的各单元的硬件连接情况如下：扰码单元通过卷积编码单元与分组交织单元相连，其中卷积编码单元的两路输出端，一路连接分组交织单元的分组交织(16QAM)的数据端口，另一路连接分组交织单元的分组交织(QPSK)的数据端口。分组交织单元(16QAM)与分组交织单元(QPSK)的输出分别与第一串并转换单元的两个输入端相连。第一串并转换单元有两路输出端，一路输出端与映射单元的映射单元(16QAM)连接，另一路输出端与映射单元的映射单元(QPSK)连接。映射单元(16QAM)的输出与映射单元(QPSK)的输出分别与加导频单元的两个输入端相连。加导频单元的输出与第二串并转换单元的输入相连，第二串并转换单元的输出端与IFFT单元的输入端相连。IFFT单元的输出端接至并第一串转换单元的输入端，第一并串转换单元的输出端连接至加循环前缀单元的输入端。加循环前缀单元的输出端与DA变换单元的输入端相连，DA变换单元的输出端连接至射频发单元的输入端，射频发单元最终将发送端的信息经无线信道发出。指令接收器的输入端通过无线信道与接收端的指令发送器的输出端连接；指令发送器的两路输出端，一路与分组交织单元的控制端口相连，另一路与映射单元的控制端口相连。

参见图1下半部分，所述接收端包括射频收单元、AD变换单元、去循环前缀单元、第三串并转换单元、FFT单元、第二并串转换单元、去导频单元、解映射单元、第三并串转换单元、解交织单元、译码单元，解扰码单元、同步处理单元、信道均衡单元、SNR_quant计算单元、信道均衡单元和指令发送单元。所述接收端各单元的硬件连接情况如下：射频收单元接收射频信号，其输出端与AD变换单元的输入端连接。AD变换单元的输出端与去循环前缀单元的输入端相连。去循环前缀单元的输出端与第三串并转换单元的输入端相连，第三串并转换单元的输出端接至FFT单元的输入端。FFT单元的输出端与第二并串转换单元的输入端相连，第二并串转换单元的输出端接至去导频单元的输入端。去导频单元的输出端分为两路，一路与解映射单元的解映射单元(16QAM)的数据端口相连，另一路与解映射单元的解映射单元(QPSK)的数据端口相连。解映射单元(16QAM)的输出端与解映射单元(QPSK)的输出端分别与第三并串转换单元的两个输入端相连接。第三并串转换单元有两个输出端，一路输出端与解交织单元的解交织单元(16QAM)的数据端口相连，另一路输出端与解交织单元的解交织单元(QPSK)的数据端口相连。解交织单元(16QAM)的输出端与解交织单元(QPSK)的输出端分别接至Viterbi译码单元的两个输入端，Viterbi译码单元的输出端与解扰码单元的输入端相连，解扰码单元的输出端输出原始数据。同步处理单元的输入输出端连接在AD变换单元的输出端与去循环前缀单元的输入端之间。信道均衡单元的输入输出端连接在FFT单元的输出端与第二并串转换单元的输入端之间。SNR_quant计算单元的输入端与同步处理单元和信道均衡单元的输出端相连，SNR_quant计算单元的输出端与指令发送器的输入端相连。指令发送器有两个输出端，一个输出端通过无线信道与发送端的指令接收器连接，另一个输出端与接收端的解映射单元和解交织单元的控制端口相连。

所述发送端与接收端的射频部分采用经典结构，发送端与接收端均包括天线(800MHz-2700MHz)，发送端与接收端调制解调部分的数字信号处理部分采用Xilinx公司型号为xc7z020的FPGA芯片。

为保证精度，发送端的DA转换单元采用的DA芯片选用TI公司的TLV5616，精度为12bit，接收端的AD转换单元采用TI公司的ADS6122，精度为12bit。

Claims (7)

1.一种OFDM双调制解调模式的实现方法，其特征是包括如下步骤：

(1)发送端和接收端在通信之前进行初始化，初始化之后，双方采用16QAM和QPSK调制解调模式中的默认的调制解调模式开始进行通信；

(2)发送端在所需发送的数据之前嵌入2个相同的长训练序列后，形成原始数据；

(3)发送端在通信开始时采用默认的调制模式对原始数据进行调制处理后，发送出去；

(4)接收端接收发送端发来的数据，并在通信开始时采用默认的解调模式对收到的数据进行解调处理；

(5)接收端先对接收数据进行同步处理，再根据同步后的时序判断出接收数据中2个长训练序列的起始位置，并提取出这2个长训练序列的实部数据和虚部数据；

(6)接收端计算接收数据的信噪比量化值SNR_quant，即

${\mathrm{SNR}}_{\mathrm{quant}}=\frac{\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}[{(r_I\left(k\right)+r_I(k+N))}^2+{(r_Q\left(k\right)+r_Q(k+N))}^2]}{\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}[{(r_I\left(k\right)-r_I(k+N))}^2+{(r_Q\left(k\right)-r_Q(k+N))}^2]}$     ①

式中：r_I(k)表示第一长训练序列的第k个实部数据；r_I(k+N)表示第二长训练序列的第k个实部数据；r_Q(k)表示第一长训练序列的第k个虚部数据；r_Q(k+N)表示第二长训练序列的第k个虚部数据；N表示第一和第二长训练序列的长度，即点数值N；∑表示求累加；

(7)接收端将计算出的信噪比量化值SNR_quant与设定的信噪比阈值η比较；当SNR_quant≥η时，则接收端将解调模式设为16QAM解调模式，同时通过无线信道发送指令让接收端将调制模式也设为16QAM调制模式；当SNR_quant<η时，则接收端将解调模式设为QPSK解调模式，同时通过无线信道发送指令让接收端将调制模式也设为QPSK调制模式。

2.根据权利要求1所述的一种OFDM双调制解调方式的实现方法，其特征是，所述点数值N＝64，即第一和第二长训练序列的长度均为64。

3.根据权利要求1所述的一种OFDM双调制解调方式的实现方法，其特征是，所述默认的调制模式为QPSK调制模式，默认的解调模式也为QPSK解调模式。

4.一种OFDM双调制解调方式的实现装置，包括发送端和接收端两部分，其特征在于：

所述发送端包括扰码单元、卷积编码单元、分组交织单元、第一串并转换单元、映射单元、加导频单元、第二串并转换单元、IFFT单元、第一并串转换单元、加循环前缀单元、DA变换单元、射频发单元和指令接收单元；扰码单元连接卷积编码单元的输入端；卷积编码单元的输出端分为两路，一路连接分组交织单元的第一数据端口，另一路连接分组交织单元的第二数据端口；分组交织单元的两个输出分别与第一串并转换单元的两个输入端相连；第一串并转换单元有两路输出端，一路输出端与映射单元的第一数据端口连接，另一路输出端与映射单元的第二数据端口连接；映射单元的两个输出端与加导频单元的两个输入端相连；加导频单元的输出与第二串并转换单元的输入相连，第二串并转换单元的输出端与IFFT单元的输入端相连；IFFT单元的输出端接至并第一串转换单元的输入端，第一并串转换单元的输出端连接至加循环前缀单元的输入端；加循环前缀单元的输出端与DA变换单元的输入端相连，DA变换单元的输出端连接至射频发单元的输入端；指令接收器的输入端通过无线信道与接收端的指令发送器的输出端连接；指令发送器的两路输出端，一路与分组交织单元的控制端口相连，另一路与映射单元的控制端口相连；

所述接收端包括射频收单元、AD变换单元、去循环前缀单元、第三串并转换单元、FFT单元、第二并串转换单元、去导频单元、解映射单元、第三并串转换单元、解交织单元、译码单元，解扰码单元、同步处理单元、信道均衡单元、SNR_quant计算单元和指令发送单元；射频收单元的输出端与AD变换单元的输入端连接；AD变换单元的输出端与去循环前缀单元的输入端相连；去循环前缀单元的输出端与第三串并转换单元的输入端相连，第三串并转换单元的输出端接至FFT单元的输入端；FFT单元的输出端分与第二并串转换单元的输入端相连；第二并串转换单元的输出端接至去导频单元的输入端；去导频单元的输出端分为两路，一路与解映射单元的解映射单元的第一数据端口相连，另一路与解映射单元的第二数据端口相连；解映射单元的两个输出端与第三并串转换单元的两个输入端相连接；第三并串转换单元有两个输出端，一路输出端与解交织单元的第一数据端口相连，另一路输出端与解交织单元的第二数据端口相连；解交织单元的两个输出端接至译码单元的两个输入端，译码单元的输出端与解扰码单元的输入端相连；同步处理单元的输入输出端连接在AD变换单元的输出端与去循环前缀单元的输入端之间；信道均衡单元的输入输出端连接在FFT单元的输出端与第二并串转换单元的输入端之间；SNR_quant计算单元的输入端与同步处理单元和信道均衡单元的输出端相连，SNR_quant计算单元的输出端与指令发送器的输入端相连；指令发送器有两个输出端，一个输出端通过无线信道与发送端的指令接收器连接，另一个输出端与接收端的解映射单元和解交织单元的控制端口相连；

发送端的射频发单元通过无线信道与接收端的射频收单元连接。

5.根据权利要求4所述的一种OFDM双调制解调方式的实现装置，其特征在于：所述译码单元为采用硬判决方式的Viterbi译码单元。

6.根据权利要求4所述的一种OFDM双调制解调方式的实现装置，其特征在于：所述指令发送单元和指令接收单元均为无线收发单元。

7.根据权利要求4所述的一种OFDM双调制解调方式的实现装置，其特征在于：所述分组交织单元的第一数据端口为QPSK数据端口，分组交织单元的第二数据端口为16QAM数据端口；所述映射单元的第一数据端口为QPSK数据端口，映射单元的第二数据端口为16QAM数据端口；所述解映射单元的第一数据端口为QPSK数据端口，解映射单元的第二数据端口为16QAM数据端口；所述解交织单元的第一数据端口为QPSK数据端口，解交织单元的第二数据端口为16QAM数据端口。