CN104104231A - 电力转换器以及提高其效率的方法 - Google Patents

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Abstract

公开了一种电力转换器和提高其效率的方法。一种多级电力转换器包括被配置成提供调节后输出电压的预调节器电路、至少一个DC/DC转换器以及与预调节器电路和DC/DC转换器耦合的控制电路。DC/DC转换器被配置成将输出电压和输出电流提供到负载。DC/DC转换器包括输入、输出以及至少一个电力开关。DC/DC转换器的输入耦合到预调节器电路。控制电路被配置成调节DC/DC转换器的输出电压，并且根据DC/DC转换器的输出电流来改变预调节器电路的调节后输出电压。

Description

电力转换器以及提高其效率的方法
相关申请的交叉引用
本申请要求在2013年4月11日提交的美国临时申请第61/810,825号的权益。以上申请的全部公开内容通过引用合并在本文中。
技术领域
本公开内容涉及电力转换器以及提高该电力转换器的效率的方法。
背景技术
本部分提供了与本公开内容相关的背景信息，其未必是现有技术。
典型的LLC谐振转换器包括电力开关以及调整电力开关的切换频率以调节LLC谐振转换器的输出电压的控制电路。优选地，LLC谐振转换器在临界非连续导通模式下工作，使得在每个切换时段的无限小时间量内通过LLC谐振转换器中的谐振元件（例如，通常称为谐振电感器Lr以及谐振电容器Cr）的电流为零。因此，可以以零电流切换电力开关从而优化LLC谐振转换器的效率。为了实现临界非连续导通模式，电力开关的切换频率基本上等于谐振元件的谐振频率。
通常，LLC谐振转换器被设计成当负载在固定的负载状况（例如，50％的负载等）下工作时，在临界非连续导通模式下工作。这确保了在如上说明的调节LLC谐振转换器的输出电压时基本上不调整电力开关的切换频率。
发明内容
本部分提供本公开内容的大体概要，而并非是其全部范围或其全部特征的全面公开。
根据本公开内容的一个方面，一种多级电力转换器包括被配置成提供调节后输出电压的预调节器电路、至少一个LLC谐振转换器以及与预调节器电路和LLC谐振转换器耦合的控制电路。LLC谐振转换器被配置成将输出电压和输出电流提供到负载。LLC谐振转换器包括输入、输出、一个或多个谐振元件以及至少一个电力开关。LLC谐振转换器的输入耦合到预调节器电路。控制电路被配置成调节LLC谐振转换器的输出电压并且根据LLC谐振转换器的输出电流来改变预调节器电路的调节后输出电压。
根据本公开内容的另一个方面，一种多级电力转换器包括被配置成提供调节后输出电压的预调节器电路、至少一个DC/DC转换器以及与预调节器电路和DC/DC转换器耦合的控制电路。DC/DC转换器被配置成将输出电压和输出电流提供到负载。DC/DC转换器包括输入、输出以及至少一个电力开关。DC/DC转换器的输入耦合到预调节器电路。控制电路被配置成调节DC/DC转换器的输出电压并且根据DC/DC转换器的输出电流来改变预调节器电路的调节后输出电压。
根据本公开内容的另一个方面，公开了一种操作DC/DC转换器的方法。DC/DC转换器被配置成接收来自预调节器电路的调节后输出电压。方法包括调节DC/DC转换器的输出电压以及根据DC/DC转换器的输出电流来改变预调节器电路的调节后输出电压。
根据本文中提供的描述，另外的方面和可应用领域将变得明显。应当理解，可以单独地或结合一个或多个其它方面来实现本公开内容的各个方面。还应当理解，本文中的描述和具体示例仅意在用于说明目的，而并非意在限制本公开内容的范围。
附图说明
本文中描述的附图仅用于对所选择的实施例而并非是所有可能的实现的说明目的，并且并非意在限制本公开内容的范围。
图1是根据本公开内容的一个示例实施例的包括预调节器电路和LLC谐振转换器的多级电力转换器的框图。
图2是根据另一个示例实施例的包括预调节器电路和LLC半桥谐振转换器的多级电力转换器的示意图。
图3是示出了图2的LLC半桥谐振转换器的输出电容器中的纹波电流的曲线图。
图4是示出了使用固定输入电压的LLC谐振转换器的效率和使用可变输入电压的LLC谐振转换器的效率的曲线图。
图5是示出了图2的LLC半桥谐振转换器的传递函数的增益曲线的曲线图。
图6是示出了栅极驱动信号和流过图2的LLC半桥谐振转换器的电流的曲线图。
图7是根据另一个示例实施例的包括预调节器电路和LLC半桥谐振转换器的多级电力转换器的示意图。
图8是根据另一个示例实施例的包括预调节器电路、LLC半桥谐振转换器以及包括数字电路的控制电路的多级电力转换器的示意图。
图9是根据另一个示例实施例的包括PFC AC/DC转换器、图8的LLC半桥谐振转换器以及包括数字电路的控制电路的多级电力转换器的示意图。
图10是示出了使用固定输入电压的多级电力转换器的效率和图9的多级电力转换器的效率的曲线图。
图11是根据另一个示例实施例的包括示出为分立电路的预调节器、LLC半桥谐振转换器以及控制电路的多级电力转换器的示意图。
图12是示出了使用固定输入电压的LLC半桥谐振转换器中的纹波电流和使用可变输入电压的LLC半桥谐振转换器的纹波电流的曲线图。
图13是示出了图12的纹波电流的增长百分比的曲线图。
图14是根据另一个示例实施例的包括预调节器电路和DC/DC转换器的多级电力转换器的框图。
图15是根据另一个示例实施例的包括两个LLC半桥谐振转换器的交织转换器的示意图。
图16是根据另一个示例实施例的包括LLC全桥谐振转换器的多级电力转换器的示意图。
图17是根据另一个示例实施例的包括两个LLC全桥谐振转换器的交织转换器的示意图。
贯穿附图的若干视图，对应的附图标记表示对应的部分。
具体实施方式
现在将参照附图来更充分地描述示例实施例。
提供了示例实施例使得本公开内容将是全面的，并且向本领域技术人员充分传达范围。阐述了诸多特定细节，诸如特定部件、设备以及方法的示例，以提供对本公开内容的实施例的全面理解。对本领域技术人员明显的是，无需采用特定细节，示例实施例可以以许多不同形式来体现，并且也不应当被解释为限制本公开内容的范围。在一些示例实施例中，未详细描述公知的处理、公知的设备结构以及公知的技术。
本文中使用的术语仅用于描述具体示例实施例的目的，而不意在进行限制。如本文中所使用的，单数形式“一（a）”、“一个（an）”以及“所述（the）”可以意在还包括复数形式，除非上下文另外清楚地说明。术语“包含（comprises）”、“包括（comprising）”、“含有（including）”以及“具有（having）”是包括性的，因此指定了所陈述的特征、整体、步骤、操作、元件和/或部件的存在，但不排除存在或增加一个或多个其它特征、整体、步骤、操作、元件、部件和/或其分组。本文中描述的方法步骤、处理以及操作不应当被解释为必须要求按照讨论或示出的具体顺序来执行，除非被具体标识为执行的顺序。还应当理解，可以采用另外的或替代的步骤。
尽管本文中可能使用术语第一、第二、第三等来描述各种元件、部件、区域、层和/或部分，但是这些术语不应当限制这些元件、部件、区域、层和/或部分。这些术语可以只是用于区分一个元件、部件、区域、层或部分与另一个区域、层或部分。诸如“第一”、“第二”和其它数字性术语的术语在用在本文中时不暗示次序或顺序，除非上下文清楚地说明。因此，下面讨论的第一元件、部件、区域、层或部分可以被称为第二元件、部件、区域、层或部分，而不会偏离示例实施例的教导。
为了易于描述，本文中可以使用诸如“内部”、“外部”、“下面”、“下方”、“以下”、“上方”、“以上”等的空间相对术语，以描述如在图中所示的一个元件或特征与其它（一个或多个）元件或（一个或多个）特征的关系。空间相对术语可以旨在包含除了图中所描绘的方位之外的使用或操作中的设备的不同方位。例如，如果将图中的设备翻过来，则被描述为其它元件或特征“下方”或“下面”的元件可以被定位在其它元件或特征的“上方”。因此，示例性术语“下方”可以包含上方和下方的方位二者。可以另外地定位设备（被旋转90度或者在其它方位上），并且相应地解释本文中所使用的空间相对描述。
图1中示出了根据本公开内容的一个示例实施例的多级电力转换器并且一般用附图标记100来表示该多级电力转换器。如图1所示，多级电力转换器100包括预调节器电路102、LLC谐振转换器104以及与预调节器电路102和LLC谐振转换器104耦合的控制电路112。LLC谐振转换器包括输入106、输出108、一个或多个谐振元件（图1中未示出）以及电力开关110。LLC谐振转换器104的输入106耦合到预调节器电路102。预调节器电路102向LLC谐振转换器104提供调节后输出电压。LLC谐振转换器104将输出电压和输出电流提供到负载（图1中未示出）。
控制电路112调节LLC谐振转换器104的输出电压并且根据LLC谐振转换器104的输出电流来改变预调节器电路102的调节后输出电压。通过这样控制预调节器电路102和LLC谐振转换器104，LLC谐振转换器104可以基本上在期望的模式下工作。例如，根据设计、负载状况等，LLC谐振转换器104可以基本上在临界非连续导通模式（如本文中所称的）、连续导通模式等下工作。由于基本上在期望的模式（例如，临界非连续导通模式）下工作，所以可以在零电流状况下接通和/或断开电力开关110（以及LLC谐振转换器中的其它电力开关）从而优化LLC谐振转换器104的效率。
在一些情况下，LLC谐振转换器104可包括一个或多个具有电阻部件的部件。这些电阻部件引起LLC谐振转换器104中的电压降。因此，为了调节LLC谐振转换器104的输出电压，可以调整电力开关110的切换频率来补偿电压降。然而，通过调整切换频率，因为经调整的切换频率可能与LLC谐振转换器104的谐振频率不同，所以LLC谐振转换器104可能不再在临界非连续导通模式下工作。因此，可能不能实现电力开关110的零电流切换。
代替地，控制电路112可以以基本上固定的切换频率来切换电力开关110，并根据LLC谐振转换器104的输出电流来改变预调节器电路102的调节后输出电压（以及由此改变LLC谐振转换器104的输入电压）。这可以补偿由LLC谐振转换器104中的电阻部件引起的电压降。因此，LLC谐振转换器104可以基本上在期望的模式（例如，临界非连续导通模式等）下工作，并且因此可以实现电力开关110（以及LLC谐振转换器中的其它电力开关）的零电流切换。
另外地，与LLC谐振转换器104耦合的负载的负载状况可以例如从半负载变化至全负载。负载状况的这种变化可以引起来自LLC谐振转换器104的输出电流增大。因此，可以根据LLC谐振转换器104的该增大的输出电流来改变（例如，增大）预调节器电路102的调节后输出电压。可替代地，可以根据LLC谐振转换器104的减小的输出电流来减小预调节器电路102的调节后输出电压。
在图1的示例中，控制电路112经由LLC谐振转换器104的信号114来接收感测参数。感测参数可以包括LLC谐振转换器104的感测输出电压和/或感测输出电流。另外地和/或可替代地，控制电路112可接收来自LLC谐振转换器104的其它的感测参数、来自预调节器电路102的感测参数等。例如，控制电路112可以接收LLC谐振转换器104的感测输入电流和/或电压。
另外地，控制电路112将信号116提供到预调节器电路102并将信号118提供到LLC谐振转换器104。信号116可以控制预调节器电路102中的开关（未示出）以如上所说明的根据LLC谐振转换器104的输出电流来改变预调节器电路102的调节后输出电压。信号118可以用来控制电力开关110以调节LLC谐振转换器104的输出电压。
如上所说明的，根据LLC谐振转换器104的输出电流来改变预调节器电路102的调节后输出电压。例如，可以与LLC谐振转换器104的输出电流成比例地或以LLC谐振转换器104的输出电流的任何其它适合的函数来改变预调节器电路102的调节后输出电压。
LLC谐振转换器104可以是具有一个电力开关（如图1所示）或多于一个的电力开关的任意适合的谐振切换电力转换器。
图2示出了包括预调节器电路202、LLC谐振转换器204以及控制电路212的一个示例多级电力转换器200。如图2所示，LLC谐振转换器204的输入耦合到预调节器电路202的输出，并且LLC谐振转换器204的输出耦合到负载（示出为电阻器Ro）.
LLC谐振转换器204可以包括与LLC谐振转换器204的输入和输出耦合的滤波器。例如，如图2所示，电容器Cin耦合跨越LLC谐振转换器204的输入并且电容器Co耦合跨越LLC谐振转换器204的输出。可替代地，可以在不脱离本公开内容的范围的情况下使用具有不同的和/或另外的滤波元件的任何适合的滤波器。
如图2的示例实施例所示，LLC谐振转换器204是具有与整流电路206耦合的变压器TX1的半桥转换器。LLC谐振转换器204包括与变压器TX1的初级绕组P1耦合的电力开关Q1、Q2。变压器TX1的次级绕组S1经由整流电路206耦合到LLC谐振转换器204的输出。
整流电路206是中心抽头式全波整流器，并且包括二极管D1、D2、D3、D4。尽管图2的示例示出整流电路206为包括二极管整流器，但是可以使用同步整流器FET（例如，MOSFET）来进一步提高效率。在该情况下，可以如上所说明的实现MOSFET的零电流切换。
在图2的示例中，用电感器Lm来表示变压器TX1的磁化电感。另外地，LLC谐振转换器204可以使用与初级绕组P1耦合的其它的谐振元件。在图2的示例中，LLC谐振转换器204包括分别与电力开关Q1、Q2耦合的电容器CR1、CR2以及（经由变压器TX1的初级绕组P1）耦合在电容器CR1、CR2与电力开关Q1、Q2之间的电感器Lr。
为清楚起见，电感器Lr被示出为与变压器TX1独立的外部电感器。然而，应当明显的是，电感器Lr可以包括独立的外部电感（例如，来自电感器）以及来自变压器TX1的漏电感和/或寄生电感。
谐振元件（例如，变压器TX1的磁化电感、电容器CR1、CR2、电感器Lr等）可以是根据期望的结果的任何适合的值。例如，每个谐振元件的值可以足以引起LLC谐振转换器204的电力开关Q1、Q2的零电流切换。
在图2的示例中，控制电路212可以经由LLC谐振转换器204的反馈信号208来调节LLC谐振转换器204的输出电压，并且可以部分地基于LLC谐振转换器204的反馈信号208来改变预调节器电路202的调节后输出电压。如图2所示，反馈信号208可以是LLC谐振转换器204的感测输出电压。
例如，控制电路212可以通过由误差放大器Error-Amp2将反馈信号208与表示例如LLC谐振转换器204的稳态输出电压的固定参考电压210进行比较来调节LLC谐振转换器204的输出电压。在图2的示例中，误差放大器Error-Amp2包括用于补偿LLC谐振转换器204的输出电压与固定参考电压210之间的差的具有反馈的运算放大器（示出为补偿块230）。误差放大器Error-Amp2的输出可以被提供到提供控制电路212的初级侧与次级侧之间的隔离的光耦合器电路块214。
如图2所示，光耦合器电路块214的输出可以被提供到压控振荡器（VCO）216，该压控振荡器（VCO）216将信号提供到电力开关Q1、Q2来调节LLC谐振转换器204的输出电压。在一些情况下，如下面所进一步说明的，控制电路212可以以改变的切换频率来切换电力开关Q1、Q2以补偿LLC谐振转换器204的电压降。
VCO216还可以向误差放大器Error-Amp3提供参考反馈电压220。参考反馈电压220可以表示基于与LLC谐振转换器204耦合的负载的变化（例如，LLC谐振转换器204的输出电流的变化）的可变参考。在图2的示例中，可变参考是电力开关Q1、Q2的切换频率。可替代地，可以使用任何适合的可变参考，包括例如LLC谐振转换器204的电流等。
误差放大器Error-Amp3可以将参考电压220与表示处于特定负载状况的参数的固定电压参考218进行比较。例如电压参考218可以表示与谐振元件在特定负载状况（例如，50%负载等）下的谐振频率相等的切换频率。该切换频率例如对应于使LLC谐振转换器204能够在如上所说明的临界非连续导通模式下工作的切换频率。
误差放大器Error-Amp3可以将输出提供到补偿输入电压调整块222，该补偿输入电压调整块222针对LLC谐振转换器204的输入电压确定期望的调整。然后，电压参考调整块224可以提供可基于补偿输入电压调整块222的输出调整的参考电压。可以由误差放大器Error-Amp1将来自电压参考调整块224的参考电压与预调节器电路202的感测输出电压（或LLC谐振转换器204的输入电压）进行比较。
然后，误差放大器Error-Amp1可以将输出提供到补偿预调节器电路块226，该补偿预调节器电路块226然后向PWM驱动器228提供表示预调节器电路202的输出电压的所需调整的信号。然后，PWM驱动器228可以将PWM信号提供到预调节器电路202中的一个或多个开关（未示出）以与LLC谐振转换器204的输出电流成比例地改变预调节器电路202的调节后输出电压。因此，如上所说明的，LLC谐振转换器204可以基本上在临界非连续导通模式下工作。因此，可以实现电力开关Q1、Q2的零电流切换从而优化LLC谐振转换器204的效率。
在图2的示例中，误差放大器Error-Amp3的控制环带宽低于预调节器电路202和LLC谐振转换器204的控制环带宽。这确保了与预调节器电路202和LLC谐振转换器204的控制环相比较慢地执行误差放大器Error-Amp3的控制环。
例如，误差放大器Error-Amp3的控制环带宽可以足够低以产生预调节器电路202和LLC谐振转换器204的控制环带宽与误差放大器Error-Amp3的控制环带宽之间的期望的间隔。该间隔可以有助于避免控制环之间的相互作用。在一些实施例中，控制环带宽之间的期望的间隔可以是约一个十倍频程。
在一些情况下，LLC谐振转换器204的控制环带宽可以高于预调节器202的控制环带宽。例如，LLC谐振转换器204的控制环带宽可以是约3kHz到约5kHz，而预调节器电路202的控制环带宽可以是约10Hz。因此，例如在改变负载状况期间与预调节器电路202的控制环相比较快地执行LLC谐振转换器204的控制环。在该情况下，可以调整电力开关Q1、Q2的切换频率来将LLC谐振转换器的输出电压调节至稳定状态。然后，可以调整预调节器电路202的调节后输出电压直到切换频率被重新调整至谐振频率（或如下所进一步说明的参考频率）为止。
与例如在非连续导通模式下相比，通过基本上在临界非连续导通模式下操作LLC谐振转换器204，以较低的RMS电流实现电力开关Q1、Q2的零电流切换。另外地，通过在临界非连续导通模式下操作，可以减小电容器Co中的RMS纹波电流。例如，如图3所示，与当LLC谐振转换器204在非连续导通模式下工作时相比，当LLC谐振转换器204在临界非连续导通模式下工作时的电容器Co中的纹波电流较低。在一些情况下，相对于非连续导通模式，当LLC谐振转换器204在临界非连续导通模式下工作时，电容器Co中的纹波电流可以低约20%。
返回参照附图2，由于一些功率调节需要在半（即，50%）负载下的峰值效率，因此可以将LLC谐振转换器204设计成在半负载下在临界非连续导通模式下工作。例如，当LLC谐振转换器204在半负载下在临界非连续导通模式下工作时的电力开关Q1、Q2的切换频率可以是参考频率，并且由图2的电压参考调整块224提供的可调整参考电压可以是标称值。
当LLC谐振转换器204在满载（即，100%）下工作时，可调整参考电压可能增大（例如，由于LLC谐振转换器204的输出电流的增大），这从而增大了预调节器电路202的调节后输出电压（例如与增大的输出电流成比例）。预调节器电路202的调节后输出电压（或LLC谐振转换器204的输入电压）的增大可以补偿LLC谐振转换器的电压降（如上所说明的）。
可替代地，当LLC谐振转换器204在无负载（0%）下工作时，可调整参考电压可能减小（例如，由于LLC谐振转换器204的输出电流的减小），这从而减小了预调节器电路202的调节后输出电压。
因此，通过调整预调节器电路202的调节后输出电压（或LLC谐振转换器204的输入电压），电力开关Q1、Q2的切换频率可以几乎是固定的并且基本上等于在不同负载状况的范围内的谐振频率。因此，如上所说明的，LLC谐振转换器204可以贯穿不同负载状况的范围继续基本上在临界非连续导通模式下工作，从而优化了LLC谐振转换器204的效率。
可替代地，如果可以通过在例如连续导通模式下操作LLC谐振转换器204来实现较高的效率，则在特定负载状况下的对应的切换频率可以是参考频率。在一些情况下，如果在连续导通模式下操作LLC谐振转换器204则可以提高效率。这可能是由于在连续导通模式期间观测到的电力开关Q1、Q2中的较低的RMS电流。
图4是示出在20%到100%的负载状况下使用固定输入电压的LLC谐振转换器的效率和使用可变输入电压的LLC谐振转换器（例如，图2的转换器204）的效率的曲线图。如图4所示，使用可变输入电压的LLC谐振转换器的效率通常高于使用固定输入电压的LLC谐振转换器的效率。
图5示出了LLC谐振转换器204的传递函数的示例增益曲线500。下式（1）是LLC谐振转换器204的示例传递函数。
Vo Vin = M ( fsw ) 2 n - - - ( 1 )
在示例式（1）中，Vo是LLC谐振转换器204的输出电压，Vin是LLC谐振转换器204的输入电压，n是变压器TX1的匝数比，以及M(fsw)是作为电力开关Q1、Q2的切换频率的函数的电压转换率。如本领域内技术人员通常所知的，M(fsw)可以是包括例如LLC谐振转换器204的品质（Q）因数、电感器Lm相对于电感器Lr的比率、谐振频率相对于切换频率的比率等的多个参数的函数。
如图5所示，增益与归一化切换频率成反比例。例如，如果归一化切换频率降低则增益增大（反之亦然）。另外地，当归一化切换频率与谐振频率相等时增益是一（1）。
图6示出了示例栅极驱动信号、流过变压器TX1的初级绕组P1的电流的示例波形以及流过图2的变压器TX1的次级绕组S1的电流的示例波形。如图6所示，可以以零电流或者接近零电流切换电力开关Q1、Q2以及在变压器TX1的次级侧的开关（例如，在整流电路206中的开关）。
图7示出了包括LLC谐振转换器704、控制电路712以及图2的预调节器电路202的另一个示例多级电力转换器700。LLC谐振转换器704基本上类似于图2的LLC谐振转换器204。然而，LLC谐振转换器704包括用于监测LLC谐振转换器704中的电流的电流传感器716。在图7的示例中，电流传感器716位于变压器TX1的初级绕组P1与电力开关Q1、Q2之间来感测初级绕组P1中流动的电流。可替代地，电流传感器可以位于任何适合的位置来感测LLC谐振转换器704中的期望的电流（例如，输出电流）。
控制电路712基本上类似于图2的控制电路212。然而，控制电路712经由电流传感器716来监测电流（块714）。如图7所示，电流监测块714可以将输出提供到误差放大器Error-Amp3。监测的电流可以表示基于与LLC谐振转换器704耦合的负载（在图7中示出为电阻Ro）的变化的可变参考。在图7的示例中，所监测（经由电流传感器716）的电流是与LLC谐振转换器704的输出电流成比例的电流。可替代地，所监测的电流可以是LLC谐振转换器704中的输出电流或任何其它的适合电流。
如图7所示，误差放大器Error-Amp3可以将电流监测块714的输出与如上所说明的表示在特定负载状况下的参数的固定电压参考218进行比较。然后，误差放大器Error-Amp3可以如上所说明的将输出提供到补偿输入电压调整块222，该补偿输入电压调整块222针对LLC谐振转换器704的输入电压确定期望的调整。
图8示出了包括LLC谐振转换器804、控制电路812以及图2的预调节器电路202的另一个示例多级功率放大器800。如图8所示，LLC谐振转换器804是具有与整流电路806耦合的变压器TX1的半桥转换器。LLC谐振转换器804包括与变压器TX1的初级绕组P1耦合的电力开关Q2、Q3。变压器TX1的次级绕组S1、S2经由整流电路806耦合到LLC谐振转换器804的输出。整流电路806是中心抽头式全波整流器并且包括二极管D1、D2。
尽管图8的示例示出整流电路806为包括二极管整流器，但是可以使用同步整流器FET（例如，MOSFET）来进一步提高效率。在该情况下，可以如上所说明的实现MOSFET的零电流切换。
LLC谐振转换器804包括与LLC谐振转换器804的输入和输出耦合的电容器滤波器。例如，如图8所示，电容器C1耦合跨越LLC谐振转换器804的输入并且电容器C2耦合跨越LLC谐振转换器804的输出。
另外地并且如上所说明的，LLC谐振转换器804包括与初级绕组P1耦合的谐振元件。在图8的示例中，LLC谐振转换器804包括分别耦合到电力开关Q2、Q3的电容器CR1、CR2以及（经由初级绕组P1）耦合在电力开关Q2、Q3与电容器CR1、CR2之间的电感器Lr。
在图8的示例中，控制电路812包括LLC数字控制电路808和预调节器控制电路810。由控制电路808经由LLC谐振转换器804的反馈信号来调节LLC谐振转换器804的输出电压，并且由控制电路810部分地基于LLC谐振转换器804的反馈信号来改变预调节器电路202的调节后输出电压。
例如，控制电路808（经由电压传感器Vsense）接收LLC谐振转换器804的感测输出电压。可以由误差放大器814将感测输出电压与固定参考电压Vref1进行比较。固定参考电压Vref1表示LLC谐振转换器804的稳态输出电压。误差放大器814的输出可以由PI控制器来处理并且被提供到压控振荡器VCO。
压控振荡器VCO可以向控制电路812的驱动器816提供脉冲。来自压控振荡器VCO的脉冲可以具有与误差放大器814的经处理的输出成反比例的频率。这样，误差放大器814的经处理的输出可以表示可以改变以调节LLC谐振转换器804的输出电压的切换频率。
驱动器816可以经由隔离变压器818（以及缓冲器）将信号输出到电力开关Q2、Q3以控制电力开关Q2、Q3的切换。
如图8所示，误差放大器814的经处理的输出还可以被提供到误差放大器820。误差放大器820将误差放大器814的经处理的输出与表示与在特定负载状况（例如，50%负载等）下的谐振元件的谐振频率相等的切换频率的电压参考Vfreq进行比较。误差放大器820的输出被处理并且然后被提供到预调节器控制电路810。基于误差放大器820的经处理的输出以及感测参数（例如，预调节器控制电路202的输出电压和/或电流），预调节器控制电路810生成一个或多个信号来控制预调节器电路202的一个或多个开关（未示出）。
图9示出了包括预调节器电路902、控制电路912以及图8的LLC谐振转换器804的另一个示例多级电力转换器900。在图9的示例中，预调节器电路902是PFC AC/DC转换器。预调节器电路902包括以升压转换器拓扑来设置的电感器L1、电力开关Q1以及二极管D1。预调节器电路902还包括输入904、与输入904耦合的EMI滤波器906、在电感器L1与EMI滤波器906之间的整流器908以及耦合跨越预调节器电路902的输出的电容器C1。
在图9的示例中，控制电路912包括图8的用于调节LLC谐振转换器804的输出电压的LLC数字控制电路808。为清楚起见，控制电路808的一些部件未在图9示出。控制电路912还包括PFC数字控制电路910。PFC数字控制电路910包括PWM驱动器922、四个误差放大器914、916、918、920以及两个PI控制器。
误差放大器814（以上所说明的）的经处理的输出可以被提供到误差放大器914。误差放大器914将误差放大器814的经处理的输出与表示与在特定负载状况（例如，50%负载等）下的谐振元件的谐振频率相等的切换频率的电压参考Vfreq进行比较。误差放大器914的输出被处理并且被提供到误差放大器916，该误差放大器916将误差放大器914的输出与电压参考Vref_pfc进行比较。误差放大器916的输出被提供到误差放大器918，该误差放大器918将预调节器电路902的感测输出电压与误差放大器916的输出进行比较。
如图9所示，误差放大器918的输出可以被处理并且然后（经由乘法器924）与预调节器电路902的感测整流输入电压相乘。误差放大器920可以将预调节器电路902的感测电感器电流与乘法器924的输出进行比较。误差放大器920的输出可以被处理并且被提供到PWM驱动器922，该PWM驱动器922生成信号来控制预调节器电路902的电力开关Q1。因此，并且如上所说明的，可以改变预调节器电路902的调节后输出电压。
例如，当预调节器电路902的调节后输出电压（或LLC谐振转换器804的输入电压）减小时，LLC谐振转换器804的输出电压会减小。因此，误差放大器814的输出将变为更大的正数（例如，感测输出电压与固定参考电压Vref1之间的差增大）。从而，误差放大器914、916、918、920的输出也变为更大的正数。因此，来自PWM驱动器922的信号被调整并且预调节器电路902的调节后输出电压会增大。
该处理可以继续直到压控振荡器VCO的频率基本上等于参考频率同时LLC谐振转换器804的输出电压被调节至由固定参考电压Vref1设定的电压为止。例如，如上所说明的，该参考频率可以是当LLC谐振转换器804在半负载（50%）下在临界非连续导通模式下工作时的电力开关Q2、Q3的切换频率。
可替代地，可以在需要时使用模拟方法。例如，提供给电力开关Q2、Q3的信号的导通时间可以变化，同时死区时间可以保持恒定。如上所说明的，为了实现临界非连续导通模式，电力开关Q2、Q3的切换频率可以基本上等于LLC谐振转换器804中的谐振元件的谐振频率。在谐振频率处，信号的导通时间可以基本上等于谐振元件的谐振时间的大约一半。这转换成信号的具体占空比（即，导通时间/总时段）使得转换器804可以在临界非连续导通模式下工作。
例如，可以将LLC谐振转换器804设计成在具体的线路和负载状况（例如，半负载）下在临界非连续导通模式下工作。如果谐振元件的谐振时间是大约4.5微秒并且信号的死区时间是大约0.5微秒，则电力开关Q2、Q3可以具有约45%的占空比使得转换器804在临界非连续导通模式下工作。因此，电力开关Q2、Q3可需要具体占空比（例如，45%）使得转换器804在具体的负载状况（例如，半负载）下在临界非连续导通模式下工作。
如果两个信号（具有45％的占空比）被提供给“或”门，则可以在该具体的负载状况下实现具有90％的占空比的结果信号。该结果信号可以被提供到平均滤波器，该平均滤波器可以输出Vcc×0.9的固定DC电压。Vcc可以是例如用于驱动器IC的恒定DC偏置供给电压。平均滤波器的该输出（即，固定DC电压）可以在闭环模式下由控制电路使用。
因为已知在临界非连续导通模式下（在具体负载状况下）操作转换器804所需要的具体占空比，所以可以使用误差放大器来改变预调节器电路902的调节后输出电压。例如，误差放大器可以将固定DC电压（例如，Vcc×0.9的固定DC电压）与可以基于电力开关Q2、Q3的占空比改变的平均滤波器的输出进行比较。可以使用误差放大器的输出来改变预调节器电路902的调节后输出电压。这可以有助于保持电力开关Q2、Q3的占空比基本上等于在临界非连续导通模式下操作转换器804所需要的具体占空比。
图10是示出两个750W多级电力转换器的效率的曲线图。一个电力转换器包括图9的PFC升压AC/DC预调节器电路902以及使用至LLC谐振转换器的固定输入电压的LLC谐振转换器。另一个电力转换器是图9的多级电力转换器900。
如图10所示，使用至LLC谐振转换器的可变输入电压的电力转换器的效率高于另一个电力转换器的效率。例如，使用可变输入电压的电力供给的效率在满载时（750W）高了0.5%并且在半负载（375W）时高了0.3%。
图11示出另一个示例多级电力转换器1000，该多级电力转换器1000包括：预调节器1002（示出为可变电压源）、LLC谐振转换器1004以及与预调节器1002和LLC谐振转换器1004耦合的控制电路1012。在图11的示例中，预调节器1002、LLC谐振转换器1004以及控制电路1012被示出为分立电路。电力转换器1000可以包括与以上所说明的益处相同的益处。
控制电路1012包括误差放大器X2、X4和压控振荡器VCO。控制电路1012可以接收来自LLC谐振转换器1004的感测输出电压。误差放大器X2可以将该感测输出电压与固定参考电压V4进行比较，然后将输出提供到压控振荡器VCO和误差放大器X4。
如图11的示例所示，压控振荡器VCO可以将信号提供到运算放大器E2、E3，运算放大器E2、E3生成信号来控制LLC谐振转换器1004的电力开关Q1、Q2。从而，可以调节LLC谐振转换器1004的输出电压。
误差放大器X4可以将误差放大器X2的输出与固定参考电压V7进行比较。误差放大器X4的输出可以被提供到运算放大器E8，该运算放大器E8可以改变预调节器1002的电压。
本文中所公开的LLC谐振转换器可以是任何适合的LLC谐振转换器，其包括例如正激式转换器、反激式转换器、桥式转换器（例如，全桥转换器或如图2、7、8、9、11所示的半桥转换器）等。
例如，图16示出了LLC全桥转换器1600，该LLC全桥转换器1600具有：电力开关Q1、Q2、Q3、Q4以及如上所述的输入电容器滤波器C1、变压器TX1、谐振元件（例如，谐振电感器Lr、谐振电容器Cr、变压器TX1的磁化电感等）、整流电路和输出电容器滤波器C2。电力开关Q2、Q3可以在相对于变压器TX1的初级绕组的点规定的正半周期期间导通，而电力开关Q1、Q4可以在负半周期期间导通，以为变压器TX1提供高频AC电压。电感元件可以是例如足以引起电力开关Q1、Q2、Q3、Q4以及整流电路中的开关的零电压和零电流切换（ZVS，ZCS）的任何适合的值。
另外，如图15和图17所示，两个LLC谐振转换器可以并联地耦合以形成交织转换器。图15的交织转换器1500包括两个LLC半桥谐振转换器，并且图17的交织转换器1700包括两个LLC全桥谐振转换器。
尽管未示出，但是图15和图17的LLC谐振转换器的输入可以耦合到本文中所公开的预调节器电路中的任何一个预调节器电路。每个交织转换器的LLC谐振转换器可以以其之间具有90度相移来工作并且在每个交织转换器的输出Vout处产生重叠电流。重叠电流可以引起每个交织转换器的输出电容器（例如，图15的电容器C6和图17的电容器C3）中的纹波电流的消除，从而降低对输出电容器的应力。每个交织转换器的重叠电流和初级侧开关电流可以是基本上正弦的。尽管图15和图17中仅示出了两个LLC谐振转换器，但是可以使用多于两个LLC谐振转换器而不脱离本公开内容的范围。此外，尽管图1、2、7-9以及15-17示出了LLC谐振转换器，但是可以在不脱离本公开内容的范围的情况下使用具有任何适合的拓扑的任何适合的DC/DC转换器。例如，图14示出另一个示例多级电力转换器1400，该多级电力转换器1400包括：预调节器电路1402、DC/DC转换器1404（包括一个或多个电力开关）以及与预调节器电路1402和DC/DC转换器1404耦合的控制电路1412。多级电力转换器1400可以包括与以上相对于LLC谐振转换器所描述的益处相同的益处。
本文中所公开的预调节器电路可以是提供DC电压和电流的任何适合的电路。例如，预调节器电路可以是AC/DC转换器、DC/DC转换器等并且使用任何适合的拓扑（例如，降压、升压等）。在一些实施例中，预调节器电路可以是如图9所示的PFC AC/DC升压转换器。
本文中所公开的控制电路可以包括模拟控制电路、数字控制电路（例如，数字信号控制器（DSC）、数字信号处理器（DSP）等）或混和控制电路（例如，数字控制单元和模拟电路）。例如，如图2所示，控制电路212在控制电路212的初级侧使用数字实现而在次级侧使用模拟实现。另外，控制电路可以为预调节器电路和/或DC/DC转换器提供闭环调节。
通过使用本文中所公开的多级电力转换器，本文中所公开的谐振转换器和DC/DC转换器可以基本上贯穿负载范围在稳态状况期间在期望的模式（例如，临界非连续导通模式）下工作。因此，可以贯穿负载范围实现转换器中的电力开关的零电流切换，因此可以减小对整流电路、电力开关等的电压应力从而能够得到较低额定电压的设备。
另外，通过在临界非连续导通模式下操作谐振转换器和DC/DC转换器，例如与当在非连续导通模式下操作转换器时相比，RMS损耗可以较低。
此外，通过在满载状况下在临界非连续导通模式下操作转换器，可以减小输出电容器中的纹波电流。因此，输出电容器的负载寿命可以更长。例如图12示出了如上所说明的使用固定输入电压的LLC谐振转换器以及使用可变输入电压的LLC谐振转换器的输出电容器中的纹波电流。LLC谐振转换器包括400V的操作输入电压和12V、1100W的额定输出。如图12所示，特别是在增大的负载状况下，使用可变输入电压的LLC谐振转换器与使用固定输入电压的LLC谐振转换器相比具有减小的纹波电流。图13示出了图12所示的纹波电流的增长百分比（%）。下式（2）是计算纹波电流的增长百分比（%）的示例公式。
% increase = Iripple fixed - Iripple variable Iripple fixed * 100 % - - - ( 2 )
而且，通过提供本文中所公开的预调节器电路的增大的调节后输出电压，可以将更多的能量提供到多级转换器的大电容器并且存储在该大电容器中。因此，可以延长转换器的保持时间。
另外，通过改变预调节器电路的调节后输出电压，可以提高预调节器电路的效率。例如，可以基于预调节器电路的改变的调节后输出电压、预调节器电路的输入电压和/或负载状况来得到预调节器电路的最佳效率。
为了说明和描述的目的已提供了前述对实施例的描述。并不意在为穷举性的或限制本公开内容。尽管没有具体示出或描述，但是具体实施例中的单独元件或特征一般并不限于该具体实施例，而是在适用的情况下可互换并且可以用在所选择的实施例中。同样还可以以许多方式来变化。这样的变化不应当被认为是偏离本公开内容，而是所有这样的修改都意在被包括在本公开内容的范围内。
根据本公开内容的实施例，还公开了以下附记：
1.一种多级电力转换器，包括：
预调节器电路，所述预调节器电路被配置成提供调节后输出电压；
至少一个LLC谐振转换器，所述至少一个LLC谐振转换器被配置成将输出电压和输出电流提供到负载，所述LLC谐振转换器包括输入、输出、一个或多个谐振元件以及至少一个电力开关，所述LLC谐振转换器的所述输入耦合到所述预调节器电路；以及
控制电路，所述控制电路耦合到所述预调节器电路和所述LLC谐振转换器，所述控制电路被配置成调节所述LLC谐振转换器的输出电压并且根据所述LLC谐振转换器的输出电流来改变所述预调节器电路的所述调节后输出电压。
2.根据附记1所述的多级电力转换器，其中所述LLC谐振转换器被配置成基本上在临界非连续导通模式下工作。
3.根据附记1所述的多级电力转换器，其中所述LLC谐振转换器被配置成基本上在连续导通模式下工作。
4.根据附记1至3中任一项所述的多级电力转换器，其中所述LLC谐振转换器包括半桥转换器。
5.根据附记1至4中任一项所述的多级电力转换器，其中所述预调节器电路包括直流-交流转换器。
6.根据附记1至4中任一项所述的多级电力转换器，其中所述预调节器电路包括直流-直流转换器。
7.根据附记1至6中任一项所述的多级电力转换器，其中所述LLC谐振转换器包括变压器，所述变压器具有与所述LLC谐振转换器的所述至少一个电力开关耦合的初级绕组和与所述LLC谐振转换器的所述输出耦合的次级绕组。
8.根据附记7所述的多级电力转换器，其中所述LLC谐振转换器包括与所述变压器的所述次级绕组耦合的整流电路。
9.根据附记7或8所述的多级电力转换器，其中所述变压器被配置成产生磁化电感，其中所述LLC谐振转换器的所述一个或多个谐振元件耦合到所述变压器的所述初级绕组，以及其中所述磁化电感和所述LLC谐振转换器的所述一个或多个谐振元件足以引起所述LLC谐振转换器的所述至少一个电力开关的零电流切换。
10.根据附记1至9中任一项所述的多级电力转换器，其中所述控制电路被配置成以基本上固定的切换频率切换所述至少一个电力开关。
11.根据附记1至10中任一项所述的多级电力转换器，其中所述多级电力转换器包括参考反馈电压，以及其中所述控制电路被配置成通过基于可变参考调整所述参考反馈电压来改变所述预调节器电路的所述调节后输出电压。
12.根据附记11所述的多级电力转换器，其中所述可变参考是所述LLC谐振转换器的所述至少一个电力开关的切换频率。
13.根据附记11所述的多级电力转换器，其中所述LLC谐振转换器包括用于监测所述LLC谐振转换器中的电流的电流传感器，以及其中所述可变参考是在所述LLC谐振转换器中监测到的电流。
14.根据附记13所述的多级电力转换器，其中在所述LLC谐振转换器中监测到的所述电流是与所述LLC谐振转换器的所述输出电流成比例的电流。
15.根据附记1至14中任一项所述的多级电力转换器，其中所述控制电路包括数字控制器。
16.一种多级电力转换器，包括：
预调节器电路，所述预调节器电路被配置成提供调节后输出电压；
至少一个直流/直流转换器，所述至少一个直流/直流转换器被配置成将输出电压和输出电流提供到负载，所述直流/直流转换器包括输入、输出以及至少一个电力开关，所述DC/DC转换器的所述输入耦合到所述预调节器电路；以及
控制电路，所述控制电路耦合到所述预调节器电路和所述直流/直流转换器，所述控制电路被配置成调节所述直流/直流转换器的输出电压并且根据所述直流/直流转换器的输出电流来改变所述预调节器电路的所述调节后输出电压。
17.根据附记16所述的多级电力转换器，其中所述直流/直流转换器被配置成基本上在临界非连续导通模式下工作。
18.根据附记16所述的多级电力转换器，其中所述直流/直流转换器被配置成基本上在连续导通模式下工作。
19.根据附记16至18中任一项所述的多级电力转换器，其中所述直流/直流转换器包括半桥转换器。
20.根据附记16至19中任一项所述的多级电力转换器，其中所述预调节器电路包括交流-直流转换器。
21.根据附记16至19中任一项所述的多级电力转换器，其中所述预调节器电路包括直流-直流转换器。
22.根据附记16至21中任一项所述的多级电力转换器，其中所述直流/直流转换器包括变压器，所述变压器具有与所述直流/直流转换器的所述至少一个电力开关耦合的初级绕组和与所述直流/直流转换器的所述输出耦合的次级绕组。
23.根据附记22所述的多级电力转换器，其中所述直流/直流转换器包括与所述变压器的所述次级绕组耦合的整流电路。
24.根据附记22或23所述的多级电力转换器，其中所述变压器被配置成产生磁化电感，其中所述直流/直流转换器包括与所述变压器的所述初级绕组耦合的一个或多个谐振元件，以及其中所述磁化电感和所述直流/直流转换器的所述一个或多个谐振元件足以引起所述直流/直流转换器的所述至少一个电力开关的零电流切换。
25.根据附记16至24中任一项所述的多级电力转换器，其中所述控制电路被配置成以基本上固定的切换频率切换所述至少一个电力开关。
26.根据附记16至25中任一项所述的多级电力转换器，其中所述多级电力转换器包括参考反馈电压，以及其中所述控制电路被配置成通过基于可变参考调整所述参考反馈电压来改变所述预调节器电路的所述调节后输出电压。
27.根据附记26所述的多级电力转换器，其中所述可变参考是所述直流/直流转换器的所述至少一个电力开关的切换频率。
28.根据附记26所述的多级电力转换器，其中所述直流/直流转换器包括用于监测所述直流/直流转换器中的电流的电流传感器，以及其中所述可变参考是在所述直流/直流转换器中监测到的电流。
29.根据附记28所述的多级电力转换器，其中在所述直流/直流转换器中监测到的所述电流是与所述直流/直流转换器的所述输出电流成比例的电流。
30.根据附记16至29中任一项所述的多级电力转换器，其中所述控制电路包括数字控制器。
31.一种操作直流/直流转换器的方法，所述直流/直流转换器被配置成接收来自预调节器电路的调节后输出电压，所述方法包括：
调节所述直流/直流转换器的输出电压；以及
根据所述直流/直流转换器的输出电流来改变所述预调节器电路的所述调节后输出电压。
32.根据附记31所述的方法，其中改变所述预调节器电路的所述调节后输出电压包括基于可变参考来调整参考反馈电压。
33.根据附记32所述的方法，其中所述直流/直流转换器包括至少一个电力开关，以及其中所述可变参考是所述直流/直流转换器的所述至少一个电力开关的切换频率。
34.根据附记32所述的方法，其中所述直流/直流转换器包括用于监测所述直流/直流转换器中的电流的电流传感器，以及其中所述可变参考是在所述直流/直流转换器中监测到的电流。
35.根据附记31至34中任一项所述的方法，其中所述直流/直流转换器被配置成基本上在临界非连续导通模式下工作。
36.根据附记31至34中任一项所述的方法，其中所述直流/直流转换器被配置成基本上在连续导通模式下工作。

Claims (15)

1.一种多级电力转换器，包括：
预调节器电路，所述预调节器电路被配置成提供调节后输出电压；
至少一个LLC谐振转换器，所述至少一个LLC谐振转换器被配置成将输出电压和输出电流提供到负载，所述LLC谐振转换器包括输入、输出、一个或多个谐振元件以及至少一个电力开关，所述LLC谐振转换器的所述输入耦合到所述预调节器电路；以及
控制电路，所述控制电路耦合到所述预调节器电路和所述LLC谐振转换器，所述控制电路被配置成调节所述LLC谐振转换器的输出电压并且根据所述LLC谐振转换器的输出电流来改变所述预调节器电路的所述调节后输出电压。
2.根据权利要求1所述的多级电力转换器，其中所述LLC谐振转换器被配置成基本上在临界非连续导通模式下工作。
3.根据权利要求1所述的多级电力转换器，其中所述LLC谐振转换器被配置成基本上在连续导通模式下工作。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的多级电力转换器，其中所述LLC谐振转换器包括半桥转换器。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的多级电力转换器，其中所述预调节器电路包括直流-交流转换器。
6.根据权利要求1至4中任一项所述的多级电力转换器，其中所述预调节器电路包括直流-直流转换器。
7.根据权利要求1至6中任一项所述的多级电力转换器，其中所述LLC谐振转换器包括变压器，所述变压器具有与所述LLC谐振转换器的所述至少一个电力开关耦合的初级绕组和与所述LLC谐振转换器的所述输出耦合的次级绕组。
8.根据权利要求7所述的多级电力转换器，其中所述LLC谐振转换器包括与所述变压器的所述次级绕组耦合的整流电路。
9.根据权利要求7或8所述的多级电力转换器，其中所述变压器被配置成产生磁化电感，其中所述LLC谐振转换器的所述一个或多个谐振元件耦合到所述变压器的所述初级绕组，以及其中所述磁化电感和所述LLC谐振转换器的所述一个或多个谐振元件足以引起所述LLC谐振转换器的所述至少一个电力开关的零电流切换。
10.根据权利要求1至9中任一项所述的多级电力转换器，其中所述控制电路被配置成以基本上固定的切换频率切换所述至少一个电力开关。
11.根据权利要求1至10中任一项所述的多级电力转换器，其中所述多级电力转换器包括参考反馈电压，以及其中所述控制电路被配置成通过基于可变参考调整所述参考反馈电压来改变所述预调节器电路的所述调节后输出电压。
12.根据权利要求11所述的多级电力转换器，其中所述可变参考是所述LLC谐振转换器的所述至少一个电力开关的切换频率。
13.根据权利要求11所述的多级电力转换器，其中所述LLC谐振转换器包括用于监测所述LLC谐振转换器中的电流的电流传感器，以及其中所述可变参考是在所述LLC谐振转换器中监测到的电流。
14.根据权利要求13所述的多级电力转换器，其中在所述LLC谐振转换器中监测到的所述电流是与所述LLC谐振转换器的所述输出电流成比例的电流。
15.根据权利要求1至14中任一项所述的多级电力转换器，其中所述控制电路包括数字控制器。
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