CN104065070B - 一种基于延时补偿的数字单周期方法控制有源电力滤波器 - Google Patents

Abstract

一种基于延时补偿的数字单周期方法控制有源电力滤波器，属于数字控制领域，包括：(1)检测负载电流，使用谐波计算方法计算出谐波电流<i>i_lha</i>、<i>i_lhb</i>、<i>i_lhc</i>；(2)检测三相电源电压<i>e_a</i>、<i>e_b</i>、<i>e_c</i>和直流侧电容电压<i>U_dc</i>，将三相电源电压和直流侧电压输入到DSP(数字信号处理器)中进行采样；<i />(3)将上述采样值输入到单周期控制模块中计算出开关管的占空比。(4)将计算出的占空比与DSP中定时器的周期寄存器值相乘，将结果作为比较寄存器的值，控制DSP产生PWM信号，控制变流器中开关的导通和关断，PWM信号为高电平时，开关器件导通，PWM信号为低电平时，开关器件关断，从而产生补偿电流。本发明能够有效减小有源电力滤波器的延时效应。

Description

一种基于延时补偿的数字单周期方法控制有源电力滤波器

技术领域

本发明属于数字控制领域。主要用于对三相三线制有源电力滤波器进行控制。

背景技术

随着电力电子技术的飞速发展，非线性电力电子器件已经广泛应用到各个领域，使得电能的控制更加方便，提高了人们的生活质量，但同时也产生了大量的谐波，带来了许多危害。有源电力滤波器由于在谐波抑制方面具有独特的优势，已经成为了研究热点。

有源电力滤波器的工作原理是：通过检测电路检测到负载电流，使用谐波检测算法得到负载电流中的谐波成份，最后使用电流跟踪控制方法控制变流器产生补偿电流，补偿电流注入到电网中将谐波电流抵消。对指令电流的跟踪控制是有源电力滤波器的核心技术之一，能否准确快速地对指令电流进行跟踪控制决定着有源电力滤波器补偿效果的好坏。目前，有源电力滤波器一般都是先检测出需要补偿的谐波电流，再使用数字化控制，这种控制方式不易受环境影响，而且使用简单方便。但是数字化控制也带来了延时问题，使得有源电力滤波器的补偿精度下降，所以也有必要对延时进行补偿。

单周期控制是由KeyueM.Smedley和SlobodanCuk提出的一种非线性PWM(脉冲宽度调制)技术，具有控制和调制双重性。其基本原理是通过控制开关的占空比使得开关量在一个周期内的平均值等于或正比于参考值。单周期控制不像传统控制那样，当误差出现后再用几个周期去消除误差，而是能够在一个周期内消除稳态和瞬态误差，具有较快的动态响应。

发明内容

本发明的目的将延时补偿算法融入数字单周期控制算法中，使得有源电力滤波器既具有快速的动态响应又能减小延时带来的误差，使系统具有较高的补偿精度。

本发明的技术方案是：一种基于延时补偿的数字单周期方法控制有源电力滤波器。实施步骤如下：

(1)检测负载电流，使用谐波计算方法计算出谐波电流i_lha、i_lhb、i_lhc。

(2)检测三相电源电压e_a、e_b、e_c和直流侧电容电压U_dc，将三相电源电压和直流侧电压输入到DSP(数字信号处理器)中进行采样。

(3)将上述采样值输入到单周期控制模块中，即：

$\left\{\begin{array}{c}{d}_{\mathrm{ap}}=0.5+\frac{1}{U_{\mathrm{dc}}\left(k\right)}\{L\frac{-2i_{\mathrm{lha}}\left(k\right)+3i_{\mathrm{lha}}(k-1)-i_{\mathrm{lha}}(k-2)}{\mathrm{\&Delta;t}}+R[-2i_{\mathrm{lha}}\left(k\right)+i_{\mathrm{lha}}(k-1)]+e_a\left(k\right)\}\\ d_{\mathrm{bp}}=0.5+\frac{1}{U_{\mathrm{dc}}\left(k\right)}\{L\frac{-2i_{\mathrm{lhb}}\left(k\right)+3i_{\mathrm{lhb}}(k-1)-i_{\mathrm{lhb}}(k-2)}{\mathrm{\&Delta;t}}+R[-2i_{\mathrm{lhb}}\left(k\right)+i_{\mathrm{lhb}}(k-1)]+e_b\left(k\right)\}\\ d_{\mathrm{cp}}=0.5+\frac{1}{U_{\mathrm{dc}}\left(k\right)}\{L\frac{-2i_{\mathrm{lhc}}\left(k\right)+3i_{\mathrm{lhc}}(k-1)-i_{\mathrm{lhc}}(k-2)}{\mathrm{\&Delta;t}}+R[-2i_{\mathrm{lhc}}\left(k\right)+i_{\mathrm{lhc}}(k-1)]+e_c\left(k\right)\}\end{array}\right.---\left(1\right)$

计算出开关管的占空比。

式中：R表示滤波电感的电阻。

(4)将计算出的占空比与DSP(数字信号处理器)中定时器的周期寄存器值相乘，将结果作为比较寄存器的值，控制DSP(数字信号处理器)产生PWM(脉冲宽度调制)信号，控制变流器中开关的导通和关断，PWM信号为高电平时，开关器件导通，PWM信号为低电平时，开关器件关断，从而产生补偿电流。

所述单周期控制模块是使用TI公司生产的TMS320F2812DSP实现。

本发明的技术效果是能够有效减小有源电力滤波器的延时效应，降低延时造成的影响，提高系统的工作性能，而且控制方法简单，不需要使用三角波进行调制，动态响应快。

附图说明

图1是有源电力滤波器电路图。

图2是延时补偿的原理图。

图3是谐波电流检测算法原理图。

图4是负载电流检测电路。

图5是直流侧电压检测电路。

图6是基于延时补偿的数字单周期控制有源电力滤波器原理图。

图7是负载电流和补偿后的电源电流波形。

图8是负载电流的FFT(快速傅里叶分析)分析图。

图9是补偿后电源电流的FFT(快速傅里叶分析)分析图。

具体实施方式

(1)谐波电流计算

使用如图4所示的电路对负载电流进行检测，将电流霍尔输出的小电流信号经过采样电阻RA1后转变为电压信号iain，将电压信号经过RA2和CA1高频滤波电路滤除其中的高频信号，再经过电压跟随器OPA1将信号输入到电压抬升OPA2和比例放大电路OPA3中，将双极性信号转变为单极性信号，最后经过由DA1和DA2构成的0～3.3V的限幅电路，将限幅后的信号输入到DSP(数字信号处理器)中。使用DSP(数字信号处理器)中的AD采样模块对负载电流采样，分别使用采样通道0和采样通道1对A相负载电流和B相负载电流进行采样。使用如图3所示的谐波电流计算方法计算出负载电流中的谐波分量，首先将三相负载电流i_la、i_lb、i_lc经过三相到两相的变换得到两相坐标系下的电流i_α、i_β，即：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\&alpha;}}\\ i_{\mathrm{\&beta;}}\end{array}\right]=C_{32}\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{la}}\\ i_{\mathrm{lb}}\\ i_{\mathrm{lc}}\end{array}\right]---\left(2\right)$

式中， $C_{32}=\sqrt{2/3}\left[\begin{array}{ccc}1& -1/2& -1/2\\ 0& \sqrt{3}/2& -\sqrt{3}/2\end{array}\right].$

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\&alpha;}}\\ i_{\mathrm{\&beta;}}\end{array}\right]=\sqrt{2/3}\left[\begin{array}{ccc}1& -1/2& -1/2\\ 0& \sqrt{3}/2& -\sqrt{3}/2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{la}}\\ i_{\mathrm{lb}}\\ i_{\mathrm{lc}}\end{array}\right]---\left(3\right)$

由于i_la、i_lb、i_lc对称，即i_la+i_lb+i_lc＝0，所以i_lc＝-i_la-i_lb。

式(3)可以表示为

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\&alpha;}}=1.225i_{\mathrm{la}}\\ i_{\mathrm{\&beta;}}=0.707i_{\mathrm{la}}+1.414i_{\mathrm{lb}}\end{array}\right.---\left(4\right)$

i_α、i_β再经过同步旋转坐标变换得到有功电流i_p和无功电流i_q，即：

$\left[\begin{array}{c}{i}_p\\ i_q\end{array}\right]=C_{i_p{i}_q}\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\&alpha;}}\\ i_{\mathrm{\&beta;}}\end{array}\right]---\left(5\right)$

式中， $C_{i_p{i}_q}=\left[\begin{array}{cc}\sin \mathrm{\&omega;t}& -\cos \mathrm{\&omega;t}\\ -\cos \mathrm{\&omega;t}& -\sin \mathrm{\&omega;t}\end{array}\right].$

$\left\{\begin{array}{c}{i}_p=\sin \mathrm{\&omega;t}*i_{\mathrm{\&alpha;}}-\cos \mathrm{\&omega;t}*i_{\mathrm{\&beta;}}\\ i_q=-\cos \mathrm{\&omega;t}*i_{\mathrm{\&alpha;}}-\sin \mathrm{\&omega;t}*i_{\mathrm{\&beta;}}\end{array}\right.---\left(6\right)$

经过低通滤波器后得到有功电流和无功电流的直流分量和即：

$\left\{\begin{array}{c}\stackrel{\&OverBar;}{i_p}=a_0*i_p\left(k\right)+a_1*i_p(k-1)+a_2*i_p(k-2)+b_1*\stackrel{\&OverBar;}{i_p}(k-1)-b_2*\stackrel{\&OverBar;}{i_p}(k-2)\\ \stackrel{\&OverBar;}{i_p}=a_0*i_q\left(k\right)+a_1*i_q(k-1)+a_2*i_q(k-2)+b_1*\stackrel{\&OverBar;}{i_q}(k-1)-b_2*\stackrel{\&OverBar;}{i_q}(k-2)\end{array}\right.---\left(7\right)$

将直流分量经过旋转坐标反变换得到两相坐标系下的基波电流，即：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{f\&alpha;}}\\ i_{\mathrm{f\&beta;}}\end{array}\right]=C_{i_p{i}_q}^{-1}\left[\begin{array}{c}\stackrel{\&OverBar;}{i_p}\\ \stackrel{\&OverBar;}{i_q}\end{array}\right]---\left(8\right)$

式中， $C_{i_p{i}_q}^{-1}=\left[\begin{array}{cc}\sin \mathrm{\&omega;t}& -\cos \mathrm{\&omega;t}\\ -\cos \mathrm{\&omega;t}& -\sin \mathrm{\&omega;t}\end{array}\right].$

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{f\&alpha;}}=\sin \mathrm{\&omega;t}*\stackrel{\&OverBar;}{i_p}-\cos \mathrm{\&omega;t}*\stackrel{\&OverBar;}{i_q}\\ i_{\mathrm{f\&beta;}}=-\cos \mathrm{\&omega;t}*\stackrel{\&OverBar;}{i_p}-\sin \mathrm{\&omega;t}*\stackrel{\&OverBar;}{i_q}\end{array}\right.---\left(9\right)$

再经过两相到三相的变换得到三相基波电流i_lfa、i_lfb、i_lfc，即：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{lfa}}\\ i_{\mathrm{lfb}}\\ i_{\mathrm{lfc}}\end{array}\right]=C_{23}\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{f\&alpha;}}\\ i_{\mathrm{f\&beta;}}\end{array}\right]---\left(10\right)$

式中， $C_{23}=\sqrt{2/3}\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ -1/2& \sqrt{3}/2\\ -1/2& -\sqrt{3}/2\end{array}\right].$

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{lfa}}=0.816*i_{\mathrm{f\&alpha;}}\\ i_{\mathrm{lfb}}=-0.408*i_{\mathrm{f\&alpha;}}+0.707*i_{\mathrm{f\&beta;}}\\ i_{\mathrm{lfc}}=-0.408*i_{\mathrm{f\&alpha;}}-0.707*i_{\mathrm{f\&beta;}}\end{array}\right.---\left(11\right)$

最后使用负载电流减去基波分量就可以得到谐波分量i_lha、i_lhb、i_lhc，即：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{lha}}\\ i_{\mathrm{lhb}}\\ i_{\mathrm{lhc}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{la}}\\ i_{\mathrm{lb}}\\ i_{\mathrm{lc}}\end{array}\right]-\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{lfa}}\\ i_{\mathrm{lfb}}\\ i_{\mathrm{lfc}}\end{array}\right]---\left(12\right)$

(2)对三相电源相电压进行采样

三相电源电压由相电压峰值和相位构成，即A相、B相和C相电压可以分别表示为e_a＝esinωt、e_b＝esin(ωt-2/3π)、e_c＝esin(ωt+2/3π)，相位sinωt、sin(ωt-2/3π)、sin(ωt+2/3π)采用查表的方式得到，相电压幅值e可以先测量线电压有效值，除以计算得到相电压有效值，再将相电压有效值乘以，即可计算出相电压的峰值。将相电压在每个采样点的值输入到程序中。

(3)对直流侧电压进行采样

使用如图5所示的电路对直流侧电压进行检测，首要使用电压霍尔M对直流侧电压进行检测，将直流侧电压接入到霍尔M，经过电阻R，将电压信号转换为电流信号，在电压霍尔的输出端加入电阻RM，再将电流信号转换为电压信号。将检测到的电压信号经过R1和C1组成的低通滤波器将高频信号滤除，再经过D1、D2组成的0～3.3V的箝位电路，将信号限制在0～3.3V，最后将信号输入到DSP(数字信号处理器)中，使用AD模块中的采样通道6对直流电压信号进行采样。

(4)有源电力滤波器数字单周期控制算法的建立

图1中变流器上桥臂三个开关管导通的占空比分别为d_ap、d_bp、d_cp，在一个周期内，变流器输出电压U_AN、U_BN、U_CN的平均值分别为

$\left\{\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{AN}}=d_{\mathrm{ap}}{U}_{\mathrm{dc}}\\ U_{\mathrm{BN}}=d_{\mathrm{bp}}{U}_{\mathrm{dc}}\\ U_{\mathrm{CN}}=d_{\mathrm{cp}}{U}_{\mathrm{dc}}\end{array}\right.---\left(13\right)$

有源电力滤波器的主电路方程为：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{AN}}+U_{\mathrm{NO}}-e_a-L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{ca}}}{\mathrm{dt}}-{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{ca}}=0\\ U_{\mathrm{BN}}+U_{\mathrm{NO}}-e_b-L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{cb}}}{\mathrm{dt}}-{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{cb}}=0\\ U_{\mathrm{CN}}+U_{\mathrm{NO}}-e_c-L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{cc}}}{\mathrm{dt}}-{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{cc}}=0\end{array}\right.---\left(14\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{AO}}=L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{ca}}}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{ca}}+e_a\\ U_{\mathrm{BO}}=L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{cb}}}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{cb}}+e_b\\ U_{\mathrm{CO}}=L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{cc}}}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{cc}}+e_c\end{array}\right.---\left(15\right)$

$U_{\mathrm{NO}}=-\frac{1}{3}(U_{\mathrm{AN}}+U_{\mathrm{BN}}+U_{\mathrm{CN}})---\left(16\right)$

将式(13)和式(16)代入式(14)中，得

$\left[\begin{array}{ccc}\frac{2}{3}& -\frac{1}{3}& -\frac{1}{3}\\ -\frac{1}{3}& \frac{2}{3}& -\frac{1}{3}\\ -\frac{1}{3}& -\frac{1}{3}& \frac{2}{3}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{d}_{\mathrm{dp}}\\ d_{\mathrm{bp}}\\ d_{\mathrm{cp}}\end{array}\right]=\frac{1}{U_{\mathrm{dc}}}\left[\begin{array}{c}L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{ca}}}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{ca}}+e_a\\ L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{cb}}}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{cb}}+e_b\\ L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{cc}}}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{cc}}+e_c\end{array}\right]---\left(17\right)$

求上式的解即可得到占空比的公式：

$\left\{\begin{array}{c}{d}_{\mathrm{ap}}=0.5+\frac{1}{U_{\mathrm{dc}}}(L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{ca}}}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{ca}}+e_a)\\ d_{\mathrm{bp}}=0.5+\frac{1}{U}(L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{cb}}}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{cb}}+e_b)\\ d_{\mathrm{cp}}=0.5+\frac{1}{U_{\mathrm{dc}}}(L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{cc}}}{\mathrm{cc}}+{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{cc}}+e_c)\end{array}\right.---\left(18\right)$

(5)有源电力滤波器的延时补偿

在图2中，延时补偿的补偿量为：

$\mathrm{\&Delta;s}=\frac{{\mathrm{\&tau;}}_c}{\mathrm{\&Delta;T}}[i_{\mathrm{lha}}\left(k\right)-i_{\mathrm{lha}}(k-1)]---\left(19\right)$

延时补偿的公式为：

$i_{\mathrm{ca}}^{*}\left(k\right)=-\frac{{\mathrm{\&tau;}}_c}{\mathrm{\&Delta;T}}[i_{\mathrm{lha}}\left(k\right)-i_{\mathrm{lha}}(k-1)]-i_{\mathrm{lha}}\left(k\right)---\left(20\right)$

式中：τ_c是延迟时间。

假设在一个工频周期内采样200个点，则τ_c可以近似为100μs，ΔT也为100μs，则延时补偿公式可以写为：

$i_{\mathrm{ca}}^{*}\left(k\right)=-2.0i_{\mathrm{lha}}\left(k\right)+1.0i_{\mathrm{lha}}(k-1)---\left(21\right)$

(6)基于延时补偿的数字单周期控制算法的实现

由于补偿电流应该与电流基准值相等，可以将式(18)中的i_ca使用i_ca ^*来代替。将式(18)中补偿电流的微分形式可以改写成这一拍的补偿电流i_ca(k)减去上一拍的谐波电流i_ca(k-1)再除以采样周期，即可以写成：

$\left\{\begin{array}{c}{d}_{\mathrm{ap}}=0.5+\frac{1}{U_{\mathrm{dc}}}(L\frac{i_{\mathrm{ca}}^{*}\left(k\right)-i_{\mathrm{ca}}^{*}(k-1)}{\mathrm{\&Delta;T}}+{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{ca}}^{*}\left(k\right)+e_a)\\ d_{\mathrm{bp}}=0.5+\frac{1}{U_{\mathrm{dc}}}(L\frac{i_{\mathrm{cb}}^{*}\left(k\right)-i_{\mathrm{cb}}^{*}(k-1)}{\mathrm{\&Delta;T}}+{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{cb}}^{*}\left(k\right)+e_b)\\ d_{\mathrm{cp}}=0.5+\frac{1}{U_{\mathrm{dc}}}(L+\frac{i_{\mathrm{cc}}^{*}\left(k\right)-i_{\mathrm{cc}}^{*}(k-1)}{\mathrm{\&Delta;T}}+{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{cc}}^{*}\left(k\right)+e_c)\end{array}\right.---\left(22\right)$

将式(21)代入式(22)可得基于延时补偿的数字单周期控制公式：

$\left\{\begin{array}{c}{d}_{\mathrm{ap}}=0.5+\frac{1}{U_{\mathrm{dc}}\left(k\right)}\{L\frac{-2i_{\mathrm{lha}}\left(k\right)+3i_{\mathrm{lha}}(k-1)-i_{\mathrm{lha}}(k-2)}{\mathrm{\&Delta;t}}+R[-2i_{\mathrm{lha}}\left(k\right)+i_{\mathrm{lha}}(k-1)]+e_a\left(k\right)\}\\ d_{\mathrm{bp}}=0.5+\frac{1}{U_{\mathrm{dc}}\left(k\right)}\{L\frac{-2i_{\mathrm{lhb}}\left(k\right)+3i_{\mathrm{lhb}}(k-1)-i_{\mathrm{lhb}}(k-2)}{\mathrm{\&Delta;t}}+R[-2i_{\mathrm{lhb}}\left(k\right)+i_{\mathrm{lhb}}(k-1)]+e_b\left(k\right)\}\\ d_{\mathrm{cp}}=0.5+\frac{1}{U_{\mathrm{dc}}\left(k\right)}\{L\frac{-2i_{\mathrm{lhc}}\left(k\right)+3i_{\mathrm{lhc}}(k-1)-i_{\mathrm{lhc}}(k-2)}{\mathrm{\&Delta;t}}+R[-2i_{\mathrm{lhc}}\left(k\right)+i_{\mathrm{lhc}}(k-1)]+e_c\left(k\right)\}\end{array}\right.---\left(23\right)$

(7)脉冲宽度调制PWM信号生成

使用DSP(数字信号处理器)中的事件管理器B的三个全比较单元产生三路互补的PWM(脉冲宽度调制)信号，使用定时器T3作为事件管理器B全比较单元的时基。如图6所示，将采样到的相电压e_a、e_b、e_c，直流侧电压U_dc和计算出的谐波电流基准值i_lha、i_lhb、i_lhc输入到占空比计算模块中，得到上桥臂三个开关管的占空比d_ap、d_bp、d_cp，将计算出的占空比d_ap、d_bp、d_cp与T3定时器的周期寄存器值相乘，将结果作为全比较单元的比较寄存器的值，控制DSP(数字信号处理器)产生PWM(脉冲宽度调制)信号，从而控制变流器中开关器件的导通与关断，PWM信号为高电平时，开关器件导通，PWM信号为低电平时，开关器件关断，从而产生补偿电流。

为验证该方法的正确性，使用MATLAB/SIMULINK软件进行了仿真。系统参数设置为三相电源相电压为220V，频率为50Hz，负载为三相二极管整流桥带阻感性负载，其中电阻为8Ω，电感为10mH，滤波电感为7mH，等效电阻为0.5Ω，直流侧电压为900V。图7是负载电流波形和补偿后电源电流的波形。图8是负载电流FFT(快速傅里叶分析)分析图，图9是补偿后电源电流的FFT(快速傅里叶分析)分析图。补偿前，负载电流的THD(谐波总畸变率)为20.04％，补偿后电源电流的THD(谐波总畸变率)为1.73％，系统中的谐波得到了有效的抑制。

Claims (1)

1.一种基于延时补偿的数字单周期方法控制有源电力滤波器，包括下述步骤：

(1)检测负载电流，使用谐波计算方法计算出谐波电流i_lha、i_lhb、i_lhc；所述谐波电流计算是：将电流霍尔输出的小电流信号经过第一电阻转变为电压信号，将电压信号经过第二电阻和高频滤波电路滤除其中的高频信号，再经过电压跟随器OPA1将信号输入到电压抬升OPA2和比例放大电路OPA3中，将双极性信号转变为单极性信号，最后经过由第一二极管和第二二极管构成的0～3.3V的限幅电路，将限幅后的信号输入到数字信号处理器中；使用数字信号处理器中的AD采样模块对负载电流采样，分别使用采样通道0和采样通道1对A相负载电流

和B相负载电流进行采样；首先将三相负载电流i_la、i_lb、i_lc经过三相到两

相的变换得到两相坐标系下的电流i_α、i_β，

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\&alpha;}}\\ i_{\mathrm{\&beta;}}\end{array}\right]=C_{32}\left[\begin{array}{c}{i}_{la}\\ i_{lb}\\ i_{lc}\end{array}\right]---\left(1\right)$

式中， $C_{32}=\sqrt{2/3}\left[\begin{array}{ccc}1& -1/2& -1/2\\ 0& \sqrt{3}/2& -\sqrt{3}/2\end{array}\right];$

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\&alpha;}}\\ i_{\mathrm{\&beta;}}\end{array}\right]=\sqrt{2/3}\left[\begin{array}{ccc}1& -1/2& -1/2\\ 0& \sqrt{3}/2& -\sqrt{3}/2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{la}\\ i_{lb}\\ i_{lc}\end{array}\right]---\left(2\right)$

由于i_la、i_lb、i_lc对称，即i_la+i_lb+i_lc＝0，所以i_lc＝-i_la-i_lb；

式(2)可以表示为

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\&alpha;}}=1.225i_{la}\\ i_{\mathrm{\&beta;}}=0.707i_{la}+1.414i_{lb}\end{array}\right.---\left(3\right)$

i_α、i_β再经过同步旋转坐标变换得到有功电流i_p和无功电流i_q，即：

$\left[\begin{array}{c}{i}_p\\ i_q\end{array}\right]=C_{i_p{i}_q}\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\&alpha;}}\\ i_{\mathrm{\&beta;}}\end{array}\right]---\left(4\right)$

式中， $C_{i_p{i}_q}=\left[\begin{array}{cc}sin\mathrm{\&omega;}t& -cos\mathrm{\&omega;}t\\ -cos\mathrm{\&omega;}t& -sin\mathrm{\&omega;}t\end{array}\right];$

$\left\{\begin{array}{c}{i}_p=sin\mathrm{\&omega;}t*i_{\mathrm{\&alpha;}}-cos\mathrm{\&omega;}t*i_{\mathrm{\&beta;}}\\ i_q=-\cos \mathrm{\&omega;}t*i_{\mathrm{\&alpha;}}-\sin \mathrm{\&omega;}t*i_{\mathrm{\&beta;}}\end{array}\right.---\left(5\right)$

经过低通滤波器后得到有功电流和无功电流的直流分量和即：

$\left\{\begin{array}{c}\stackrel{\&OverBar;}{i_p}=a_0*i_p\left(k\right)+a_1*i_p\left(k-1\right)+a_2*i_p\left(k-2\right)+b_1*\stackrel{\&OverBar;}{i_p}\left(k-1\right)-b_2*\stackrel{\&OverBar;}{i_p}\left(k-2\right)\\ \stackrel{\&OverBar;}{i_q}=a_0*i_q\left(k\right)+a_1*i_q\left(k-1\right)+a_2*i_q\left(k-2\right)+b_1*\stackrel{\&OverBar;}{i_q}\left(k-1\right)-b_2*\stackrel{\&OverBar;}{i_q}\left(k-2\right)\end{array}\right.---\left(6\right)$

将直流分量经过旋转坐标反变换得到两相坐标系下的基波电流，即：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{f\mathrm{\&alpha;}}\\ i_{f\mathrm{\&beta;}}\end{array}\right]=C_{i_p{i}_q}^{-1}\left[\begin{array}{c}\stackrel{\&OverBar;}{i_p}\\ \stackrel{\&OverBar;}{i_q}\end{array}\right]---\left(7\right)$

式中， $C_{i_p{i}_q}^{-1}=\left[\begin{array}{cc}sin\mathrm{\&omega;}t& -cos\mathrm{\&omega;}t\\ -cos\mathrm{\&omega;}t& -sin\mathrm{\&omega;}t\end{array}\right];$

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{f\mathrm{\&alpha;}}=\sin \mathrm{\&omega;}t*\stackrel{\&OverBar;}{i_p}-\cos \mathrm{\&omega;}t*\stackrel{\&OverBar;}{i_q}\\ i_{f\mathrm{\&beta;}}=-\cos \mathrm{\&omega;}t*\stackrel{\&OverBar;}{i_p}-sin\mathrm{\&omega;}t*\stackrel{\&OverBar;}{i_q}\end{array}\right.---\left(8\right)$

再经过两相到三相的变换得到三相基波电流i_lfa、i_lfb、i_lfc，即：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{lfa}\\ i_{lfb}\\ i_{lfc}\end{array}\right]=C_{23}\left[\begin{array}{c}{i}_{f\mathrm{\&alpha;}}\\ i_{f\mathrm{\&beta;}}\end{array}\right]---\left(9\right)$

式中， $C_{23}=\sqrt{2/3}\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ -1/2& \sqrt{3}/2\\ -1/2& -\sqrt{3}/2\end{array}\right];$

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{lfa}=0.816*i_{f\mathrm{\&alpha;}}\\ i_{lfb}=-0.408*i_{f\mathrm{\&alpha;}}+0.707*i_{f\mathrm{\&beta;}}\\ i_{lfc}=-0.408*i_{f\mathrm{\&alpha;}}-0.707*i_{f\mathrm{\&beta;}}\end{array}\right.---\left(10\right)$

最后使用负载电流减去基波分量就可以得到谐波分量i_lha、i_lhb、i_lhc，即：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{lha}\\ i_{lhb}\\ i_{lhc}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{i}_{la}\\ i_{lb}\\ i_{lc}\end{array}\right]-\left[\begin{array}{c}{i}_{lfa}\\ i_{lfb}\\ i_{lfc}\end{array}\right]---\left(11\right)$

(2)检测三相电源电压e_a、e_b、e_c和直流侧电容电压U_dc，将三相电源电压和直流侧电压输入到数字信号处理器DSP中进行采样；

(3)将上述采样值输入到单周期控制模块中，即：

$\left\{\begin{array}{c}{d}_{ap}=0.5+\frac{1}{U_{dc}\left(k\right)}\left\{L\frac{-2i_{lha}\left(k\right)+3i_{lha}\left(k-1\right)-i_{lha}\left(k-2\right)}{\mathrm{\&Delta;}t}+R\&lsqb;-2i_{lha}\left(k\right)+i_{lha}\left(k-1\right)\&rsqb;+e_a\left(k\right)\right\}\\ d_{bp}=0.5+\frac{1}{U_{dc}\left(k\right)}\left\{L\frac{-2i_{lhb}\left(k\right)+3i_{lhb}\left(k-1\right)-i_{lhb}\left(k-2\right)}{\mathrm{\&Delta;}t}+R\&lsqb;-2i_{lhb}\left(k\right)+i_{lhb}\left(k-1\right)\&rsqb;+e_b\left(k\right)\right\}\\ d_{cp}=0.5+\frac{1}{U_{dc}\left(k\right)}\left\{L\frac{-2i_{lhc}\left(k\right)+3i_{lhc}\left(k-1\right)-i_{lhc}\left(k-2\right)}{\mathrm{\&Delta;}t}+R\&lsqb;-2i_{lhc}\left(k\right)+i_{lhc}\left(k-1\right)\&rsqb;+e_c\left(k\right)\right\}\end{array}\right.---\left(12\right)$

计算出开关管的占空比；

式中：R表示滤波电感的电阻，k表示第k个采样点，k-1表示第k-1个采样点，k-2表示第k-2个采样点。单周期控制模块是使用TI公司生产的TMS320F2812DSP实现；d_ap、d_bp、d_cp表示上桥臂三个开关管的占空比；

(4)将计算出的占空比与数字信号处理器DSP中定时器的周期寄存器值相乘，将结果作为比较寄存器的值，控制数字信号处理器DSP产生脉冲宽度调制PWM信号，控制变流器中开关的导通和关断，当PWM信号为高电平的时候开关器件导通，当PWM信号为低电平的时候开关器件关断，从而产生补偿电流。