CN104038054A

CN104038054A - 模块化的高频变频器和用于运行其的方法

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Publication number: CN104038054A
Application number: CN201410078529.5A
Authority: CN
Inventors: 迈克尔·科普夫; 马塞尔·卢策; 米丽娅姆·曼特尔; 马库斯·赖因哈德; 斯特凡·弗尔克尔
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 2013-03-05
Filing date: 2014-03-05
Publication date: 2014-09-10
Anticipated expiration: 2034-03-05
Also published as: FR3003106A1; US8908402B2; US20140254229A1; DE102013203706B3; CN104038054B

Abstract

本发明涉及一种模块化的高频变频器包括多个子模块（5₁-5_n），每个子模块具有输入侧的半电桥以及直流中继电路，半电桥与中继电路电容并联。通过每个子模块的中继电路电容分别下降的中继电路电压（v_a1-v_an）经过预定配属的脉冲占空因数（d₁-d_n）借助于双自由度调节结构调节至各预定的电压额定值（v_a1s-v_ans），其包括预控制装置和连接在其下游的顺序故障调节装置。在预控制装置的范畴中借助于变频器（3）的数学模型根据在直流电压中继电路中各负载侧流出的输出电流（i_a1-i_an）以及根据中继电路电压的额定值确定每个脉冲占空因数的额定值（d_1s-d_ns）以及供电电流（i_L）的额定值（i_Ls）。描绘输入侧的半电桥的开关位置的影响的开关位置参数（q₁-q_n）由各对应的脉冲占空因数替换。

Description

模块化的高频变频器和用于运行其的方法

技术领域

本发明涉及一种模块化的高频变频器。本发明还涉及一种用于运行这种高频变频器的方法。

背景技术

前述类型的变频器电路在Lukas Lambertz等人的出版物“ModularerHochfrequenz Umrichter für Fahrzeugantriebe（用于车辆驱动装置的模块化高频变频器）”，EMA2010，2010年九月8-9日，阿沙芬堡（Aschaffenburg）中被公开，其用于在车辆驱动装置中为电驱动电机的电机绕组进行电能供应。

已知的模块化的高频变频器（简写MHF变频器）设置用于将来自车辆的牵引用蓄电池中的直流电压转换为多个交流电压。单个的交流电压在此由多个子模块产生，这些子模块在牵引用蓄电池的供电电路中串联。在此每个子模块在输入侧经由半电桥与供电电路连接。为了产生交流电压，每个子模块在输出侧具有一个三相的全电桥（H电桥），其经由负载电路与车辆的驱动电动机的相位绕组连接。在子模块内部输入侧的半电桥和全电桥与中继电路电容一起在（直流电压）中继电路中并联。

在MHF变频器的正常运行（驱动模式）中，其中经由变频器的子模块将来自供电电路的电功率传输至相应的负载电路，子模块的输入侧半电桥与在供电电路中布置的电感共同作用地作为升压变压器运行。为此通常子模块的中继电路电容以彼此错置的时钟连接至供电电路中。为了该目的，输入侧的半电桥通常利用周期性的载波信号来驱控，该载波信号以相同的相位角错开。

除了驱动模式，子模块的输入侧的半电桥在反馈模式中运行，其中电功率从负载电路经由各个配属的子模块反馈至供电电路中。

子模块的中继电路电压对于每个子模块而言单独地由脉冲占空因数（也称为调节系数，脉冲占空比或占空因数）的变化来调节，利用该脉冲占空因数驱控相应的子模块的相应的输入侧的半电桥。

一种用于驱控模块化的高频变频器的方法在由A.Mayer等人在International Exhibition&Conference for Power Electronics，IntelligentMotion and Power Quality2011（PCIM Europe2011）第一册，ISBN978-1-61839-061-5中已知。

发明内容

本发明的目的在于，改进MHF变频器以及改进用于运行MHF变频器的方法。根据本发明该目的通过具有权利要求1的特征的方法以及通过具有权利要求10的特征的MHF变频器来实现。本发明的有利的以及部分地视为有发明意义的设计方案和改进方案在配属权利要求中以及在后面的描述中阐述。

本发明从一个MHF变频器出发，其包括多个子模块。在此这些子模块根据需要在输入侧串联地经由电感连接至由直流压电源供电的供电电路中。每个子模块在输入侧具有半电桥（下文中的输入电桥），利用该半电桥子模块连接至供电电路中。输入电桥在子模块内部连接在（直流电压）中继电路的下游，在输入电桥的中继电路之中，中继电路电容（特别是以一个或多个电容器形式）并联连接。

在输出侧优选地每个子模块具有一个输出开关回路，通过该输出开关回路子模块根据需求与负载电路连接。分别根据在负载电路中布置的负载的类型，输出开关回路可以是不同的性质的。特别地输出开关回路（与已知的MHF变频器类似地）可以是用于产生负载电路的三相的交流电压的三相的全电桥。这里可替换地，输出开关回路可以设计为用于产生相应地多相位的交流电压的、多相位的、特别是三相的全电桥（脉冲逆变器）。还可替换地，输出开关回路设计为用于产生在负载电路中的直流电压的直流电压转换器（DC-DC转换器）。在前面所述的实施方案中，输出开关回路特别用作将中继电路电压降压转换成为电控制仪器、照明装置和低电压驱动装置供电的低电压和/或用于为低电压蓄电池充电。只要子模块设置用于在负载侧输出直流电压，那么可选地也可以完全取消输出开关回路，以使得在这种情况下直流电压中继电路直接过渡到负载电路中。MHF变频器根据本发明特别是包括具有不同的输出开关回路的子模块。在一个示例性的实施方案中，MHF变频器包括四个子模块以及具有降压转换器作为输出开关回路的第五子模块，该四个子模块各自包括一个三相的全电桥（脉冲逆变器）作为输出开关回路。

MHF变频器特别地设置用于电动车辆的车辆驱动装置中。在这个应用情况下车辆的牵引用蓄电池（高电压蓄电池）设置作为供电电路的直流电流源。在输出侧与子模块连接的负载在此特别地是电动机或这种电动机的相位绕组。优选地在此单独的子模块对应于电动机的每个相位绕组。然而可替换地在本发明的范畴中多相位的电动机的多个相位绕组与共同的子模块连接。在本发明的特殊的应用情况下，多个电动机-其例如用作选择性地驱动车辆的不同的车轮-由MHF变频器的不同的子模块来驱控。

在该方法过程中，每个子模块的中继电路电容分别通过配属的输入侧的所述半电桥利用预定的脉冲占空因数按时序地连接至供电电路中。在此通过每个子模块的中继电路电容分别下降的中继电路电压经过预定配属的脉冲占空因数调节至各个预定的电压额定值。

根据本发明为了调节中继电路电压引入双自由度调节结构，其包括预控制装置和连接在其下游的顺序故障调节装置（Folgefehlerregelung）。预控制装置的核心在此是一个模型，其近似数学地根据基尔霍夫定律描绘在供电电路和子模块中的电流和电压的相互作用。优选地该模型以方程组的形式实施。

在预控制装置的范畴中，引入用于中继电路电压的额定值以及子模块的输出电流作为该模型的输入参量。在这里在子模块的直流电压中继电路中负载侧流出的电流称为“输出电流”，流入到配属的负载电路的相应的直流电压中继电路中的电流被相应地评估为负的输出电流。此外该模型包括另外的开关位置参数，其反映MHF变频器的输入电桥的开关位置对电压和电流的影响（布置在半电桥中的开关元件的位置的确切的影响）。开关位置参数例如是二进制的参数，如果配属的中继电路电容连接至供电电路中，参数假设数值“0”，如果中继电路电容在开关方面上从供电电路上退耦，那么该参数假设为数值“1”。

借助于模型-特别是由于形成该模型的方程组的解-在预控制装置的范畴中确定每个脉冲占空因数的额定值以及供电电流的额定值。由预控制装置确定的额定值在此表示粒度上的（grobkoernige）-以及时间上缓慢变化的-预定值，该预定值通过后序调节精细地匹配。

根据本发明应用在预控制装置中的模型-与在MHF变频器中根据基尔霍夫定律的电流和电压的确切的视图对比-相反地简化，即为了确定前面所述的额定值开关位置参数分别通过对应的脉冲占空因数代替，利用这样的脉冲占空因数来驱控对应的输入电桥。优选地在该模型中忽略中继电路电压的以及供电电流的附加的时间上的变化（即设置数值为零）。

根据本发明的调节方法能实现在不同的工作点上对MHF进行特别灵活的、然而也精确的和稳定的调节。由此该方法特别是也实现了在较低的直至消失的输出频率中借助于三相的输出电桥为负载回路供电。此外该方法在系统自身的限制范畴中能实现为不同类型的负载同时供电，特别是为交流电耗电设备以及直流电耗电设备同时供电。因此该方法特别适用于在以显著不同的功率消耗在为多个负载供电时运行MHF变频器的。

原则上在预控制装置范畴中引入输出电流的时间离散的测量值（即在定义的时间点时假设相应的输出电流的数值、特别是测量值）作为模型的输入参量。优选地在预控制装置的范畴中替代时间离散的数值而考虑输出电流的时间上的电流平均值作为输入参量，这是因为已知这明显有助于预控制装置的稳定的功能。在该方法的特别适宜的实施方案中输出电流的电流平均值借助于递归的平均值过滤器确定。替换输出电流的直接的测量，还在递归地取平均值之前从负载侧的交流电流的测量值中以及在考虑在子模块的输出开关回路中的开关位置的情况下计算输出电流。

优选地前面所述的额定值由预控制装置通过模型的数字的解在迭代的优化方法中、例如在使用列文伯格马夸尔特法算法（Levenberg-Marquardt-Algorithmus）的情况下确定。

作为附加的输入参量直流电压源的电压（以下称为“供电电压”）以适宜方式进入在预控制装置中实施的模型。供电电压可以在本发明的范畴中被测量。在一个基本上简单实现的、然而也对于大多数的应用而言足够精确的本方法的可替换的实施方案中，引入恒定预定的假设值用于供电电压。在此忽略供电电压的波动（在应用MHF转换器时在电动车辆中特别是蓄电池电压的波动）。还可替换地在预控制装置的范畴中引入供电电压的通过状态重建计算的值。这与供电电压的恒定的预定值相比能实现提高预控制装置的精确性，而不必承受与电压测量相关的硬件费用。

出于相同的原因在一个适宜的方法变体中供电电流的用于顺序故障调节所需的（实际）值在状态重建中计算，其中可替换地在本发明的范畴中以测量的方式对供电电流进行检测也是可行的。

在一个适宜的方法变体中，中继电路电压的可能存在的周期性的干扰通过使用脉冲占空因数利用相应的周期性的补偿信号完全地或部分地被补偿。由此顺序故障调节被卸载。双自由度调节装置的功能整体进一步被稳定。如果MHF变频器为了给三相的交流电耗电设备供电而作为负载来运行，特别是使用这个方法变体，因为由这种负载所吸收的输出电流始终具有显著的波动性。

在本发明的适宜的设计方案中，自动地实施根据本发明的MHF变频器。为此其包括控制装置，其设置用于以电路的和/或程序的方式实施根据本发明的方法，其特别是设置在一个前面所述的实施变体中。在此控制装置特别是包括微控制器，其中在运行变频器时自动的实施该方法的控制程序（固件）可执行地实施。可替换地或附加地，控制装置然而能够在本发明的范畴中也包括至少一个不可编程的固件开关回路（例如ASIC），其中用于自动地实施方法的或该方法的一部分的功能利用电路技术的装置实施。

在本发明的范畴中控制装置可以由唯一的、共同驱控全部子模块的（中央）控制单元构成，例如也由唯一的微控制器构成。可替换地或附加地，这里在本发明的范畴中控制装置然而也可以被完全地或部分地构造成非中心的，在这种情况下为每个子模块（至少也）配属一个自身的控制单元。

附图说明

以下根据附图详细地阐述本发明的实施例。附图示出：

图1是具有多个串联连接的子模块以及具有用于驱控子模块的控制单元的MHF变频器的示意性地简化的电子电路图，其中子模块的每一个包括输入侧的半电桥（输入电桥）、输出侧的单相的全电桥（输出电桥）和具有中继电路电容的（直流电压）中继电路，

图2是根据图1的子模块的放大的视图，

图3在示意性的框图中示出设计为双自由度调节结构的控制单元的功能性的结构，以及

图4在根据图3的视图中示出控制单元的可替换的实施方案。

彼此对应的部分和参量在所有的附图中始终设有相同的参考标号。

具体实施方式

在图1中示出（未详细示出的）电动车辆的车辆驱动装置1。车辆驱动装置1示例性地包括多个电负载2_j（其中j=1，2，…，n）。负载2_j的每一个可以是驱动电动机或车辆的驱动电动机的一个相位绕组。至少负载2_j中的一个可以可替换地是车辆中的另一个耗电设备、特别是例如像机动车电路或其低压蓄电池那样的直流电流耗电设备。

此外车辆驱动装置1包括（MHF）变频器3，其为负载2_j提供来自电直流电压源的电功率。直流电压原在示出的实例中是车辆的（牵引用）蓄电池4（也即：高压蓄电池）。

变频器3在根据图1的实例中包括多个子模块5_j（其中j=1，2，…，n）。在示出的实例中子模块子模块5_j的数量仅仅出于简化原因选择与待供电的负荷2_j的数量相同。在通常的情况下由子模块5_j中的一个为多个负荷2_j供电。

为此变频器3包括作为控制装置的中央控制单元6以及还包括电感7。

特别是以电路的形式通过一个或多个线圈而实现的电感7以及子模块5_j在串联电路中经由供电电路（以下也称为蓄电池电流回路8）与蓄电池4连接。在这里每个子模块5_j利用两个输入端子9和10接入蓄电池电流回路8中。

负载侧子模块5_j的每一个分别经由负荷电流回路11与配属的负荷2_j连接。

子模块5_j中的每一个在图2中典型地详尽地示出。如同从视图中所得到的那样，子模块5_j在输入侧具有在下文中称为输入电桥20的半电桥。此外子模块5_j在负载侧具有输出开关回路21。子模块5_j为此包括以电容器形式的中继电路电容22，经过该中继电路电容中继电路电压v_aj（其中j=1，2，…，n）下降。输入电桥20、输出开关回路21和中继电路电容22在这里彼此并联连接在（直流电压）中继电路25的正的汇流排23和负的汇流排24之间。

输入电桥20具有两个经过中心引线26分开的支路27和28，其中分接头支路27在中心引线26和正的回流排23之间延伸，以及分支28在中心引线26和负的汇流排24之间延伸。在支路27，28的每一个中分别布置（半导体）开关29或者是30，其优选地分别由一个MOSFET构成。每个子模块5_j的输入端子9和10在开关29的两侧地与正的汇流排23或于中心引线26连接。

输出开关回路21在根据图2的实例中由单相的全电桥（H电桥）构成并且作为逆变器运行用于产生在负载电路11中的单相的交流电流（负载电流）。与图2不同地输出开关回路21在子模块5_j的一个或多个中可以是不同地和设计用于产生不同的负载电流，例如用作产生三相的交流电流的三相的全电桥（脉冲逆变器）或作为用于产生直流电流的直流电压变换器（DC-DC转换器），特别是用于为车辆机动车电路供电或用于为低压蓄电池充电。这种子模块也可以布置在相对于子模块5_j的串联电路的并联电路中。

在变频器3的运行中由蓄电池4经由蓄电池电流回路8在变频器3处施加蓄电池电压u_q（图1）。在蓄电池电压u_q和电感7的作用下在蓄电池电流回路8中流过具有蓄电池电流强度i_L的供电电流（以下简称为“蓄电池电流i_L”）。

在变频器3的驱动模式中子模块5_j为了给负载2_j供电以来自蓄电池4的电能在时间上交替地搭接在蓄电池电流回路8上。为此半导体开关29在各个待搭接的子模块5j的输入电桥20中打开，以使得这个子模块5_j的中继电路电容22经由输入端子9和10以及半导体开关30连接至蓄电池电流回路8中。通常以这种方式同时搭接多个子模块5_j。

这个或其余的子模块5_j的每一个相反的从蓄电池电流回路8断开，在这种情况下该子模块5_j的输入端子9和10通过各个配属的半导体开关29短路连接。

在蓄电池电流回路8中流动的蓄电池电流i_L的正的电流流动方向中，各个经过搭接的子模块5_j的中继电路电容22从蓄电池电流回路8中充电，以使得通过中继电路电容22下降的中继电路电压v_aj在时间上变化。

各个经过搭接的子模块5_j的输入电桥20在此于电感7共同作用地作为升压变压器运行。半导体开关29为此按时序地闭合以及断开。输入电桥20的第二半导体开关30优选地始终与半导体开关29相反地开关。

在反馈模式中可替换地也引入变频器3以用于将电能反馈至蓄电池电流回路8中。在产生负的电流流动方向的情况下在蓄电池电流回路8中在这里子模块5_j的输入电桥20交替地、特别是再次按时序地闭合以及断开。在反馈模式中在此半导体开关29也优选地始终与半导体开关30相反地驱控。

为了控制每个子模块5_j的半导体开关29和30，半导体开关29和30的栅极接线端被控制单元6分别施加二进制的输入控制信号，该输入控制信号以下也称为开关位置参数q_j（其中j=1，2，…，n）。如果配属的子模块5_j从蓄电池电流回路8断开（半导体开关29接通，半导体开关30断开），在典型的实施方案中开关位置参数q_j的每一个为数值“1”。相反地，如果配属的子模块5_j搭接在蓄电池电流回路8上（半导体开关29断开，半导体开关30接通），开关位置参数q_j的每一个为数值“0”。鉴于其时间上的变化曲线每个开关位置参数qj对应于具有周期性的时序（也即具有恒定的时序周期之中的各个脉冲以及脉冲中断）和变化的脉冲占空因数d_j（j=1，2，…，n）的脉冲信号。

相反控制单元6从子模块5_j得到相应的中继电路电压v_aj的测量值作为输入参量。中继电路电压v_aj为此在每个子模块5_j中分别借助于测量转换器31（图2）分接，该测量转换器将与相应的中继电路电压v_aj成正比的电压信号输送给控制单元6。

控制单元6由每个子模块5_j分别得到输出电流i_aj（j=1，2，…，n）的一个测量值（电流强度）作为其他的输入参量，该输出电流在相应的子模块5_j的中继电路25中在负载侧流出。相应的输出电流i_aj由接入中继电路25中测量转换器32（图2）分接。可替换地相应的输出电流i_aj根据经过测量的负载侧的交流电流和输出电桥21的开关位置以计算的方式测定。

在控制单元6得到蓄电池电流i_L的测量值（电流强度）的情况下，该蓄电池电流由测量转换器33（图1）分接在蓄电池电流回路8中。

经过控制单元6将子模块5_j的中继电路电压v_aj调节至各个对应的电压额定值v_ajs（其中j=1，2，…，n）。电压额定值v_ajs在此在根据本发明的变频器3的通常应用情况下特别地预定用于每个子模块5_j并且可以相应地选择性地以相同的或不同的数值确定。除了中继电路电压v_aj的调节以外控制单元6也调节蓄电池电流i_L。

控制单元6由微控制器构成，其中用于自动地实施前面描述的调节的功能性以软件的方式由控制程序（固件）实施。控制程序的功能性的结构在图3中示意性地示出。在之后控制单元6功能性地设计作为具有预控制装置41和下游连接的顺序故障调节装置42的双自由度调节结构40。

预控制装置41得到作为输入参量的中继电路电压v_aj的电压额定值v_ajs以及经过测量的输出电流i_aj的时间上的电流平均值<i_aj>。电流平均值<i_aj>借助于（未详细示出的）递归的平均值过滤器产生，该平均值过滤器利用输出电流i_aj的每个新的测量通过迄今的电流平均值<i_aj>与输出电流i_aj加权地总和计算相应的电流平均值<i_aj>的当前的数值：

w·i_aj+(1-w)·<i_aj>→<i_aj> 方程式1

参数w（0>w>1）在方程式1中这种情况下是经验上选择的加权参数。

此外，为预控置装置固定地预定用于蓄电池电压u_q的恒定假设值

根据中继电路电压v_aj的电压额定值v_ajs，电流平均值<i_aj>和预定的假设值预控制装置41以下面详细地描述的方式地确定用于每个脉冲占空因数d_j的每一个额定值d_js（j=1，2，…，n）。

预控制装置41在此优选地以额定调节参量向量u_s的形式将额定值d_js输出给顺序故障调节装置42，其中

u_s=[d_1s，d_2s，…，d_ns]^T 方程式2。

标记符号[…]^T在这里表示给出的行向量的逆向量（数学意义上）。换句话说u_s在数学意义上作为列向量产生并且被处理。

此外预控制装置41确定蓄电池电流i_L的额定值i_Ls。在这里预控制装置41优选地从中继电路电压v_aj的电压额定值v_ajs中构成额定输出参量向量y_s，其中

y_s=[v_a1s，v_a2s，…，v_ans]^T 方程式3

以及从蓄电池电流i_L的或中继电路电压v_aj的额定值i_Ls和v_ajs中构成额定状态参量向量x_s，其中

x_s=[i_Ls，v_a1s，v_a2s，…，v_ans]^T 方程式4

并且向量y_s和x_s输送给顺序故障调节装置42。

顺序故障调节装置42在差分元件43中比较额定输出参量向量y_s和输出参量向量y，该输出参量向量包括中继电路电压v_aj的、在变频器3处测量的实际值：

y=[v_a1，v_a2，…，v_an]^T 方程式5

由此得出的输出错误信号e_y，其中

e_y=[v_a1s-v_a1，v_a2s-v_a2，…，v_ans-v_an]^T 方程式6

其在顺序故障调节装置42之中输送给输出调节器44，该输出调节器经过与调节参数K_v相乘计算第一校正参量d_u1，根据

du₁=K_v·v 方程式7

其中

\frac{dv}{dt} = S \cdot v + B_{ey} \cdot e_{y}

方程式8

调节参数K_v以及参数S和B_ey分别具有以nxn矩阵的数学形式。校正参量d_u1和变量v分别具有n维的列向量的数学形式。根据通常的规则标记符号d/dt表示时间上的变化（即关于时间t求导）。参数S在大多数应用情况下由零矩阵给出（S=0）。以上的方程式由此在通常情况下简化为

\frac{dv}{dt} = B_{ey} \cdot e_{y}

方程式9

由此在输出调节器44中实施积分。

在个别情况下然而参数S可以使用由与零不同的数值（例如见附录3）。

额定状态参量向量x_s在顺序故障调节装置42之中在差分元件45中与状态参量向量x比较，该状态参量向量包括蓄电池电流i_L的以及中继电路电压v_aj在变频器3处测量的实际值：

x=[i_L，v_a1，v_a2，…，v_an]^T 方程式10

由这个比较中得出的状态错误信号e_x，其中

e_x=[i_Ls-i_L，v_a1s-v_a1，v_a2s-v_a2，…，v_ans-v_an]^T 方程式11

在顺序故障调节装置42之中输送给状态调节器46，该状态调节器经过与调节参数K_x相乘计算出第二校正参量d_u2，根据

du₂=K_x·e_x 方程式12

调节参数K_x和校正参量d_u2再次具有nxn矩阵的数学形式或n维的列向量的数学形式。

校正参量d_u1和d_u2在加法元件（Summenglied）47中与额定调节参量向量u_s相加。由此产生的调节参量向量u以前面描述的方式输送给变频器3，其中

u=u_s+du₁+du₂ 方程式13

该调节参量向量包括实际上待设定的脉冲占空因数d_j

u=[d₁，d₂，…，d_n]^T 方程式14

在调节参量向量u中包括的脉冲占空因数d_j根据性质分别限定在0≤d_j≤1的数值范围中。调节参量向量u包括在0≤d_j≤1数值范围之外的脉冲占空因数d_j，可选地以已知的方式地附加地将抗积分终结结构（Anti-Windup-Struktur）的校正信号传输给输出调节器44。

在变频器3的运行中预控制装置41引导该系统。在此输出电流i_aj的到达预控制装置41中的电流平均值<i_aj>确定蓄电池电流强度i_L的额定值i_Ls。顺序故障调节装置42需要仅仅补偿预控制装置41的顺序故障和映像不准确性（Abbildungsungenauigkeit）并且因此仅仅很少参于到系统特性中。在输出调节器44中设置的、调节的积分分量补偿蓄电池u_q的波动，不必需测量该波动。在这种情况下双自由度调节结构40的积分分量获得稳固性。

预控制装置41以由变频器3构成的电系统的近似逆数学映像（approximativen inversen mathematischen Abbildung）为基础。

预控制装置41在此由变频器3的数学模型出发，该数学模型根据基尔霍夫定律将在变频器3中的电流和电压彼此置于这样的关系中：

方程式15

其中以下表示

-R_i 蓄电池4的内电阻

-L 电感7

-R_j 在子模块5_j（j=1，2，…，n）中的输出开关回路21的假定的损耗电阻以及

-C_j 子模块5_j（j=1，2，…，n）的中继电路电容22。

为了预控制装置41的目的对这个模型进行修改，即开关位置参数q_j始终由各个相应的脉冲占空因数d_j代替。

方程式16

为此

-忽略状态参量向量x的时间上的变化（dx/dt=0），

-输出电流i_aj的时间离散的数值始终由对应的电流平均值<i_aj>代替，

-实际的蓄电池电压u_q由假设值代替，以及

-脉冲占空因数d_j由各个相应的额定值d_js代替。此外状态参量向量由额定状态参量向量v_s代替。

由此方程式16简化为

方程式17

其右侧表示为函数f（i_Ls，u_s）。

变频器3的修改的模型根据方程式17经过该预控制装置41在代入作为输入参量预定的电压额定值v_ajs和电流平均值<i_aj>之后数字地求解，通过预控制装置41在额定值i_Ls和d_js的变化情况下借助于迭代的优化方法最小化使函数f（i_Ls，u_s）的二次幂最小化，

min{||f(i_Ls,u_s)||₂;i_Ls∈R,u_s∈Rⁿ}→i_Ls,u_s 方程式18

其中R表示实数的集。

为此预控制装置41使用适合的优化算法、特别是所谓的列文伯格马夸尔特法算法（Levenberg-Marquardt-Algorithmus）。作为初始值对于该优化而言预控制装置41例如假设i_Ls=d_js=0。

在根据图4的双自由度调节结构40的扩展的实施方案中，额定调节参量向量u_s在加法元件47中附加地修改为这种形式的周期性的补偿信号u_v

方程式19：

u=u_s+du₁+du₂+u_v 方程式20

在以上的方程式中旋转角的表示在以下方程式中

方程式21

其中，ω_el表示负载电流的转动频率。参量（j=1，2，…，n）表示相应的子模块2_j的负载电流的相位偏移。参数k可以依照经验地以及根据蓄电池电压u_q设定在数值范围0≤k≤0.5中。

经过补偿信号u_v可以基于这些电流将中继电路电压v_aj的波动性特别有效地减少，如这些电流特别是在单相的交流电耗电设备中作为负载2_j出现。然而在该方法的适宜的实施方案中在非常小的输出频率时补偿信号u_v再次被断开，因为对于这种情况输出调节器44可以特别有效地运行电压波动的补偿。

在变频器3的近似网络运行中、即在由子模块5_j产生的负载电流的基本上恒定的转动频率ω_el中，可替换地也根据设备3经过输出调节器33实现对由于输出电流i_aj导致的电压波动的波动性的补偿。

调节参数K_v，K_x以及输出调节器44的其他的参数B_ey可以原则上按照经验地确定。然而，优选地调节参数K_v，K_x根据附录1通过围绕一个或多个工作点的系统的线性化和展开来计算。

替换前面所述的、以测量方式进行的计算，蓄电池电压u_q和/或蓄电池电流i_L也根据附录2经过状态重建来确定。

中继电路电压v_aj的额定值v_ajs优选地对于全部子模块5_j相同地预定，并且特别是这样确定，以使得其和相应于两倍的蓄电池电压u_q

v_{ajs} = \frac{2}{n} {\cdot u}_{q}

方程式22

在这种尺寸确定中单个的子模块5_j的功率差异在变频器3的升压变压运行中尽可能好地补偿。

双自由度调节结构40的稳定性由控制单元6持续地监控。在该监控过程中，只要至少一个脉冲占空因数d_j处于饱和中，即对于多于一个的预定的时间间隔持续地假设界限值0或1中的一个，中继电路电流v_aj的额定值暂时地被提高或降低。通过这种方式可以避免双自由度调节结构40的不稳定的状态。

此外，以已知的方式，双自由度调节结构40的预控制装置41的功能在蓄电池电流i_L消失（i_L=0）以及极小的负载电流i_aj（i_aj≈0）时可以被干扰，因为在这种情况下输出电流i_aj的波动和测量准确性在预控制装置41之中对计算结果产生决定性的影响。

在这种情况下，预控制装置41以已知的方式实现有效的去干扰，在这种情况下替代子模块专有的电流平均值<i_aj>再次引入其平均值

< i_{a} > = \frac{1}{n} \cdot Σ_{j = 1}^{n} < i_{aj} >

方程式23

作为预控制装置41的输入参量。

本发明不仅局限于前面所述的实施例。确切地说本发明的其他的实施方式可以由技术人员从前面的描述中和后面的附录中推导得出。

附录1：系统线性化以及系统展开

方程式16被改写为

\frac{dx}{dt} = \overset{\cdot}{x} = f (x, u) + z_{i} + z_{q}

方程式A1.1

其中

f (x, u) = (\begin{matrix} - \frac{R_{i}}{L} \cdot i_{L} - \frac{(1 - d_{1})}{L} \cdot v_{a 1} - \frac{(1 - d_{2})}{L} \cdot v_{a 2} - \cdot \cdot \cdot - \frac{({1 - d}_{n})}{L} \cdot v_{an} \\ \frac{({1 - d}_{1})}{C_{1}} \cdot i_{L} - \frac{1}{R_{1} C_{1}} \cdot v_{a 1} \\ \frac{({1 - d}_{2})}{C_{2}} \cdot i_{L} - \frac{1}{R_{2} C_{2}} \cdot v_{a 2} \\ \cdot \\ \cdot \\ \cdot \\ \frac{({1 - d}_{n})}{C_{n}} \cdot i_{L} - \frac{1}{R_{n} C_{n}} \cdot v_{an} \end{matrix});

z_{i} = (\begin{matrix} 0 \\ - \frac{i_{a 1}}{C_{1}} \\ - \frac{i_{a 2}}{C_{2}} \\ \cdot \\ \cdot \\ \cdot \\ - \frac{i_{an}}{C_{n}} \end{matrix})

以及

z_{q} = (\begin{matrix} \frac{1}{L} \\ 0 \\ 0 \\ \cdot \\ \cdot \\ \cdot \\ 0 \end{matrix}) \cdot u_{q}

此外适用的是，

x=[i_L，v_a1，v_a2，…v_an]^T和h（x）=y=[v_a1，v_a2，…，v_an]^T

该系统在工作点AP中以

x=x_AP；u=u_AP和i_a=i_AP运行。围绕这个工作点AP实现了系统线性化，由此对于较小的偏移Δx和Δu从工作点AP中得出系统描述

Δ \overset{\cdot}{x} = A \cdot Δx + B \cdot Δu

undΔy=C·Δx方程式A1.2

利用雅可比矩阵（Jacobi-Matrizen）

A = \frac{&PartialD; f (x, u)}{&PartialD; x} |_{AP} + \frac{{&PartialD; z}_{i}}{{&PartialD; i}_{a}} |_{AP}; B = \frac{&PartialD; (f (x, u))}{&PartialD; u} |_{AP}; C = \frac{&PartialD; h (x)}{&PartialD; x}

对于干扰z_i和z_q而言应该适用Δz_i=0和Δz_q=0。级数展开在工作点线性化时在第一级数元件之后被中断。

通常线性的系统描述根据方程式A1.2围绕积分分量来扩展

\overset{\cdot}{v} = \frac{dv}{dt} = S \cdot v + B_{ey} {\cdot e}_{y}

其中S=0 方程式A1.3

由此得出扩展的线段

Δ {\overset{\cdot}{x}}_{e} = A_{e} \cdot x_{e} + B_{e} \cdot u

方程式A1.4

其中

\begin{matrix} A_{e} = (\begin{matrix} A & 0 \\ B_{ey} C & 0 \end{matrix}); & B_{e} = (\begin{matrix} B \\ 0 \end{matrix}) & und & x_{e} = (\begin{matrix} x \\ v \end{matrix}) \end{matrix} .

为了稳定扩展的系统使用反馈

u = - (\begin{matrix} K_{x} & K_{v} \end{matrix}) \cdot (\begin{matrix} x \\ v \end{matrix}),

其通常设计用于多个工作点AP。

输出电流i_aj的时间离散的数值在以上的计算中优选地由其电流平均值<i_aj>替代。同样地调节参量向量u在以上的计算中优选地由额定调节参量向量u_s替代。

附录2：蓄电池电压和/或蓄电池电流的重建结构

对于该模型而言根据方程式16，其中z_l=u_q，假设的关系为

方程式A2.1

并且y=[v_a1,v_a2,…,v_an]^T，具有扩展的状态向量x_b=[i_L,v_a1,v_a2,…,v_an,z_l]^T。

方程式A2.1总结如下：

{\overset{\cdot}{x}}_{b} = f_{b} (x_{b}, u) + z_{ib}

方程式A2.2

借助于状态重建装置，现在无需直接测量地确定蓄电池电压u_q和蓄电池电流i_L。为此观察器（Beobachter）以普遍的形式

{\overset{\cdot}{\hat{x}}}_{b} = f_{b} ({\hat{x}}_{b}, u) + z_{ib} + L (y - \hat{y})

\hat{y} = {[{\hat{v}}_{a 1}, {\hat{v}}_{a 2}, . . ., {\hat{v}}_{an}]}^{T}

方程式A2.3

在控制单元6中实施。

该观察器引入所有用于重建的状态。典型地观察器根据龙伯格（Luenberger）应用。然而其他的方法例如卡尔曼滤波器在本发明的范畴中同样地可以应用。

利用观察器结构可以可替换地也仅仅重建蓄电池电流i_L。蓄电池电压u_q在这种情况下被测量或通过恒定的假设值来估计。

输出电流i_aj的时间离散值在以上的计算中优选地由其电流平均值<i_aj>替代。

附录3：在近似网络运行中的调节

结合图4描述的电压波动的补偿由于输出电流i_aj的波动性要求转动频率ω_el以及电相位角（j=1，2，…，n）的知识。只要转动频率ω_el是近似恒定的，补偿也通过在输出调节器44中实施相应的干扰模型来实现。

为此方程式8的每一个行（列向量地）被描述为

方程式A3.1

其中j=1，2，…n。

只要在错误信号e_yj中存在具有频率2ω_el的近似正弦形的干扰，例如该干扰典型地作为负载2_j由单相的交流电耗电设备被引起，干扰模型以其自身频率来激励。状态v响应（klingen auf），然而经由反馈u=-K_v·v来稳定。如果状态v被限制，那么干扰不再包括中继电路电压v_aj。

为了不仅补偿干扰的基本频率，可能地也补偿存在的高次谐波，可选地利用在输出调节器44中使用具有相应的更高的自身频率的其他的振荡器。

前面所述的方法具有以下优点，即该方法以中继电路电压v_aj的以测量方式的检测为前提，以及特别是负载2_j的相位偏移的知识不必是已知的。

Claims

1.一种用于运行模块化的高频变频器（3）的方法，所述高频变频器包括多个子模块（5₁-5_n），所述子模块在输入侧串联地经由电感（7）连接至由直流电压源（4）供电的供电电路（8），其中每个所述子模块（5₁-5_n）具有输入侧的半电桥（20）以及连接在所述半电桥的下游的直流电压中继电路（25），在所述直流电压中继电路中所述半电桥（20）与中继电路电容（22）并联，其中根据本方法

-每个所述子模块（5₁-5_n）的所述中继电路电容（22）分别通过配属的输入侧的所述半电桥（20）利用预定的脉冲占空因数（d_j）时控地连接至所述供电电路（8）中，

-通过每个所述子模块（5₁-5_n）的所述中继电路电容（22）分别下降的中继电路电压（v_a1-v_an）通过预定配属的脉冲占空因数（d₁-d_n）借助于调节结构（40）调节至各自预定的电压额定值（v_a1s-v_ans），所述调节结构包括预控制装置（41）和连接在所述预控制装置下游的顺序故障调节装置（42），

-在所述预控制装置（41）的范畴中，借助于近似数学地描绘在所述供电电路（8）和所述子模块（5₁-5_n）中的电流（i_L，i_a1-i_an）和电压（u_q，v_a1-v_an）的相互作用的模型，根据在所述子模块（5₁-5_n）的所述直流电压中继电路（25）中各个负载侧流出的输出电流（i_a1-i_an）以及根据所述中继电路电压（v_a1-v_an）的额定值（v_a1s-v_ajs）确定每个脉冲占空因数（d₁-d_n）的额定值（d_1s-d_ns）以及供电电流（i_L）的额定值（i_Ls），其中

-在所述模型中描绘输入侧的所述半电桥（20）的影响的开关位置参数（q₁-q_n）通过各个对应的所述脉冲占空因数（d₁-d_n）来代替。

2.根据权利要求1所述的方法，其中在所述模型中忽略所述中继电路电压（v_a1-v_an）的以及所述供电电流（i_L）的时间上的变化。

3.根据权利要求1或2所述的方法，其中，替代所述输出电流（i_a1-i_an）的时间离散的测量值，将所述输出电流（i_a1-i_an）的时间上的电流平均值（<i_a1>-<i_an>）考虑作为用于所述模型的输入参量。

4.根据权利要求3所述的方法，其中，所述输出电流（i_a1-i_an）的所述电流平均值（<i_a1>-<i_an>）借助于递归的平均值过滤装置确定。

5.根据权利要求1至4中任一项所述的方法，其中，每个所述脉冲占空因数（d₁-d_n）的额定值（d_1s-d_ns）以及所述供电电流（i_L）的额定值（i_Ls）通过所述模型的数字的解在叠代的优化方法中确定。

6.根据权利要求1至5中任一项所述的方法，其中，所述直流电压源（4）的所述电压（u_q）被引入作为用于所述模型的附加的输入参量。

7.根据权利要求6所述的方法，其中，恒定预定的假设值或由状态重建装置重建的值被引入作为用于所述直流电压源（4）的所述电压（u_q）。

8.根据权利要求1至7中任一项所述的方法，其中，提出用于所述直流电压源（4）的所述供电电流（i_L）的、从所述状态重建装置中测定的值用于所述顺序故障调节装置（42）。

9.根据权利要求1至8中任一项所述的方法，其中，所述中继电路电压（v_a1-v_an）的周期性的干扰通过施加由所述调节结构（40）输出的具有相应的周期性的补偿信号（u_v）的所述脉冲占空因数（d₁-d_n）完全或部分地来补偿。

10.一种模块化的高频变频器（3）

-具有多个子模块（5₁-5_n），所述子模块在输入侧串联地经由电感（7）连接至由直流电压源（4）供电的供电电路（8），其中每个所述子模块（5₁-5_n）具有输入侧的半电桥（20）以及连接在所述半电桥的下游的直流中继电路（25），在所述直流电压中继电路中所述半电桥（20）与中继电路电容（22）并联，以及

-具有控制装置（6），设置用于执行根据权利要求1至9中任一项所述的方法。