CN1040296A - 直接产生逐行倒相制彩色视频信号的数字线路 - Google Patents

Abstract

Apple计算机或其兼容机，如不加装从NTSC到PAL制的转换线路，在PAL制的电视接收机上是不能显示彩色的。转换线路增加了产品成本，且彩色效果欠佳。本发明是一项无需经过转换即能直接产生PAL制彩色图形视频信号的线路设计方法，用它显然可降低成本，且能提高屏幕彩色效果。它既适用于Apple兼容机(保证100％软件兼容)，也可用于Z80或其他CPU的家用计算机。

Description

廉价而利于普及的家用计算机，（注：在我国，家用计算机已被称为“学习机”），大多可利用普通的电视接收机来充作计算机的监示器。因此，这类计算机应能产生普通电视机也能接收的彩色视频信号。

较早以前的计算机中用以产生彩色视频信号的线路较复杂，美国Apple公司在其产品中首先使用了一种较为简单的办法，并已获准美国专利（4136359，4278972）。然而，Apple计算机输出的视频信号只适用于美国的NTSC电视机，而在我国、香港、东南亚各国和欧洲多数国家都采用PAL（逐行倒相）制电视。所以，Apple计算机，如不加转换线路，在和我国或其他采用PAL制国家的电视机相联时，就不能显示彩色。

为了适应PAL制的电视机，迄今为止，在所有Apple公司生产的或其他厂家生产与之兼容的计算机中都是这么做的：对已产生的NTSC视频信号中的彩色分量进行解调，得出色差信号，再按PAL制标准去和另外产生的4.43MHz副载波进行调制，……这使Apple机的线路简单的优化为乌有，还不如用其他方法产生彩色信号成本低。

已经有许多人作过这样的设想：能不能从晶振开始就按照PAL制的特点直接产生PAL制的视频信号，而不通过上述转换？但由于PAL（逐行倒相）的复杂性，迄今尚未见有人提出一个可行的方案。

在欧洲，曾经销售过一种型号为ITT2020的计算机（见Pip    Forer，Applied    Apple    Graphics，Prentice    Hall    International，1984，P.311-312），在其设计中就考虑了PAL制的特点。但因该产品在软件上与Apple不兼容，不久后即在市场上销声匿迹。因为Apple机的软件目前在世上数量已很大，要生产与它相仿的计算机，就得保证与它软件兼容。所以我们既希望有一种较为简单的直接产生PAL制信号的线路，又希望它保证与Apple软件兼容。这也是本课题困难之所在。

本发明是一项从晶振开始就按照PAL制的特点来产生彩色视频信号，而且确保与Apple机软件兼容的设计方法。用它可显著降低线路成本，但不会带来软件不兼容的麻烦。

按照本方法，在兼容机里只需一个晶振，其频率是PAL制副载波4.43361875MHz的4倍。这与Apple机有差异，但相似;（在Apple机中是NTSC的3.579545MHz的4倍）。由于频率比Apple机高，因而在显示文字时，每一英文字符在水平方向上可有8或9点，（Apple机只7点）。所以在显示汉字时，每行可显示的汉字数可以正恰为英文字数之半（例如在40列时每行20汉字）;而在Apple及其兼容机上，一个汉字需跨越2 2/7 个英文字符位置，这非但致使汉字软件的编制非常不便，而且在屏幕上每行汉字数也较少（40列时只17字）。

采用本方法，可以和Apple机一样有三种图形方式：

低分辨率方式，使用与Apple完全相同的软件，显示16种色彩，其它效果相同。

高分辨率方式，也可使用与Apple相同的软件，水平方向上同样有140个色点，共6种色彩。不同的只是可避免“神秘的橙红色线”的缺点，（关于该线，可看Winston    Gaylor，Apple    II    Circuit    Description，Chapter    8）。

双高分辨率方式，虽然也可做到与Apple软件兼容，但为此开销较大，似不值得。因为目前Apple机的双高分辨率软件还很少。所以推荐在我国采用与Apple机不兼容、但更优越的双高分辨率图形方式：水平方向上可有160个色点，可有16种色彩。如此则非但分辨率较高，色彩丰富，而且软件的图形数据中每字节正恰两个色点，编制极为方便。（Apple机中色点数据需跨越不同的字节，非常麻烦）。

本发明虽为Apple兼容机而提出，但它不只适用于该类产品。例如在Z80或其他CPU的家用计算机上使用本发明，还可获得性能更佳，而成本更低的效果。

附图的简单说明

1.NTSC制彩色矢量图

2.PAL制彩色矢量图

3.Apple机彩色数据流和副载波的关系（高分辨率方式）

4.PAL制在+V行和-V行上要求不同的数据流（t_H/t_S＝整数情况）

5.同上（t_H/t_S＝283 3/4 情况）

6.同上（t_H/t_S＝283 1/2 情况）

7.实现低分辨率图形方式的方块图和时序图（水平方向每字符8点）

8.同上（水平方向每字符9点）

9.从7位数据到8位的映射（每个副载波周期2位数据，白色点）

10.同上（同上，紫色和绿色点）

11.从7位数据到9位的映射（每个副载波周期4位数据，各色）

12.从7位数据到8位的映射（各种t_H/t_S值，各色）

13.实现高分辨率图形方式的方块图和时序图（水平方向每字符8点）

14.同上（水平方向每字符9点）

15.双高分辨率图形从7位数据到8位的映射（t_H/t_S＝283 1/2 ）

16.双高分辨率图形从8位数据到9位的映射（t_H/t_S＝283 1/2 ）

17.水平方向每字符9点时汉字点阵的映射

18.水平方向每字符9点时，英文点阵中把间隙留在左边

19.实现双高分辨率图形方式的方块图和时序图（水平方向每字符8点）

20.同上（水平方向每字符9点）

21.实施本发明之一例

因为PAL制是在NTSC制的基础上做的改进，所以两者在某些基本方面还是相同的。例如，两者都按同样的比例来传送亮度和色度信号：

Y＝0.3R+0.59G+0.11B

U＝0.49（B-Y）

V＝0.88（R-Y）

其中R，G，B为红、绿、蓝三基色，Y即为亮度。U和V为色差信号，它们将以互相正交的方式调制到彩色副载波上去，即分别以Usin2πf_St和Vcos2πf_St的形式去与亮度信号混合，（式中f_S为副载波频率）。

U和V的这种正交的形式决定了它们可以用矢量来表示。参看图1，不同的U值和V值都将分别决定不同的矢量，其相位角说明是什么颜色，而幅度则说明色饱和度的大小。

为了使彩色接收机能正确地鉴别出U信号和V信号，在最后合成的视频信号中，每一水平同步脉冲的后面都需加上一小串色同步信号（Color    burst），在NTSC制中，这一色同步信号的相位被定为与-U轴一致（图1中的1）。

Apple计算机里的视频发生器主要特点是，使图形数据正恰按NTSC副载波的“节拍”进行输出。这就是说，数据点频需是副载波频率的整数倍;或者说，每一副载波周期内正恰输出整数的位数。因此可由数据相对于副载波的相位不同而产生不同的颜色。例如在高分辨率图形方式时（参看图3），图形数据流的相位超前副载波45°者为绿色，而滞后135°者为紫色。

在NTSC中，为了减少副载波产生干扰的作用，行周期t_H被定为副载波周期t_S的227 1/2 倍。在Apple机中，每个字符在水平方向上为7点，实际每一点正恰半个副载波周期，于是每行65字符时，t_H/t_S＝65×7× 1/2 ＝227 1/2 。正恰满足要求。然而，在这样情况下，副载波的实际相位（相对于每一行的同一点而言），将不断地逐行颠倒着。对于电视图象来说，这样虽可正恰减小干扰作用，但对Apple机的图形来说，却需要逐行颠倒视频存贮器（VRAM）中的数据，这给编程带来了麻烦。所以，在Apple机里，采用了加长第65字符的周期的办法来使行周期（t_H）正恰为副载波周期（t_S）的228倍。这就是Apple专利的核心所在。

PAL制与NTSC制不同之处有以下几点：①副载波频率（4·43361875MHz）比NTSC制高。②行周期（t_H）非常接近副载波周期（t_S）的283 3/4 倍。③色差信号V需逐行倒换方向，这就是说，参看图2，如果第n行的V矢量是在U轴的上方，则第n+1行的V（如果和第n行颜色相同）就得在U轴下方。为了区分正V行和负V行，色同步信号也相对于一U轴以 45°不断地摆动，（图2中的2和3）。

PAL制的上述特点，给我们带来许多困难。首先，Apple机在文字方式时每个字符在水平方向上为7点的安排，正恰使字频为1.023MHz，正和6502CPU的时钟要求一致。可是对于PAL制的副载波频率所决定的字符点频（2×4.4336MHz）来说，即使每字符增为8点，字频仍为1.108MHz仍偏高。幸而近年来已有可能提供高于1MHz的6502芯片，但价格较高。如果每字符进一步增为9点，则字频为0.985MHz，虽可用，但又可能由此带来软件难以兼容的问题。（前面提到的ITT2020就是每字符9点的，结果失败了）。

然而，使用本发明中的“保相映射”法（详见后面关于高分辨图形的说明），却可做到不论每字符8点或9点，都可保证软件兼容。

V信号的逐行倒相造成困难最大，参看图4，这是在每个副载波周期里输出4位数据。相当于Apple的低分辨率或双高分辨率图形方式的情况。图中10和11分别是+V行-V行的色同步信号，两者相位相差90°。在接收机里用这样的同步信号进行锁相所得的副载波，相位即是两者的平均（图中12）。假定行周期做到像Apple机一样正恰是副载波周期的整数倍，则图中12对于每一行的相对相位都永远不会变。13是输出数据流。按照Fourier分析的原理，就副载波12与数据流13的相对相位而言，数据流13中的v和 V将决定色差信号V分量，而U分量将由u和 U决定。

假定13是+V行中的数据流，则在-V行中，如需显示同样色彩，则所有的v数据都需倒相。因为是二进制数，（不存在负值），所以倒相只可能由相距180°的数据互相交换来实现，这就是说，在-V行中输出数据流应如14;在13和14之间箭头表示数据互换。

由此可见，就PAL制而言，为显示同样色彩，相应于+V行的VRAM中数据应和相应于-V行者不同。这给编程带来的麻烦可以想见。特别是当每帧的行数为奇数时，屏幕上同一行既可能是+V行，也可能是-V行，这使事情成为不可能了。

然而，使用本发明的下述“逐行换码”法，却可使问题得到妥善的解决。因为在13和14之间存在简单的规律，所以可作这样设想，对从VRAM中读出的数据，第一行时允许照常通过，而第二行时却使其变换，在实现这样设想的各种可能的做法中，最简单莫过于使用只读存储器（ROM），如图8或图20中的42，除了从VRAM传过来的数据作为ROM的地址输入外，另有一条代表V的方向的线P 作为ROM的外加的地址输入。对于同一VRAM数据，不同的P

值就决定不同的输出。

在PAL制的彩色接收机中，彩色信号的解调需通过一个超声延时线，其延时和行周期（t_H）很相近，通常是正恰283 1/2 个副载波周期（t_S）。任一行上的彩色信号都需和已通过上述延时线的上一行的彩色信号相加和相减，从而得出V和U信号，就彩色的显示效果而言，延时线的延时最好和行周期相等;如果有出入，对大面积里的色彩虽没有影响，但会使不同色彩区域的交接处变宽，也就等于降低了水平方向上的分辨率。（Apple及其兼容机通过转换而产生的PAL制信号，t_H/t_S＝282.4，比上述283.5小了1.1周期，所以效果较次）。

当每个字符在水平方向上为8点，每行71字符时，行周期（t_H）正恰是副载波周期（t_S）的71×8/2＝284倍，比上述延时线延时多了 1/2 。如果稍稍缩短第71字符的周期，使t_H/t_S＝283 3/4 ，就和PAL制标准几乎完全一致。但这时同样彩色在各行上要求数据变化的情况更复杂了。参看图5。其中15是某-+V行的色同步信号，后随三行的色同步信号则如16～18。因为每行要剩下 1/4 副载波周期到下一行，所以要经过4行才复原一次。这一点从平均副载波19～22的相位上看来更明显。如果前一行的数据是23，则为了得到同样彩色，后继三行必须变换如24～26。因此，在使用ROM实现逐行换码时，需使用P₆P₁两条线来控制变换（如图7及图19）。

如果进一步缩短第71字符的周期，使行周期正恰等于延时线延时（t_H/t_S＝283 1/2 ），情况就如图6。此时，需要调换的已不是v而是u数据。

如果在设计上改为水平方向上每字符9点，则当每行63字符时，行周期就正恰是63×9/2＝283 1/2 副载波周期，正恰和延时线延时相等。此时对数据变换的要求也如图6。

以下就低分辨率、高分辨率和双高分辨率三种图形方式，以及汉字和英文文字方式的实际做法作进一步的说明。

（A）低分辨率图形方式。这是由40×48个小方块来组成图形，和英文文字方式共用相同的VRAM。屏幕上相应于每个英文字符的面积被分成上下两块，VRAM中每个字节的低4位和高4位即分别决定上下两小块的颜色（共16种）。

在PAL制情况下，如果在水平方向上每字符9点，实现这一图形方式的线路可以如图8。从存贮器40中读出的数据先存到锁存器41中，通过42变换后由移位寄存器43变为串行输出。图中Vc是垂直扫描方向上的行计数的最低第3位，它的值（0或1）决定了屏幕上字符的上半部或下半部;H₀则是水平扫描中字符计数的最低位，它的值说明是偶字符或奇字符，移位寄存器43的串行输出被接到串行输入进行循环。以上这些都和Apple IIe机的做法十分相似，唯有不同之处是：①对ROM42增加了一条P₀输入线，其作用在于使42按照图6进行“逐行换码”。②移位寄存器43的移位频率（点频）是字频的18倍（Apple中为14倍），这是因现在每个字符为9点而决定的。

如果在水平方向上每字符为8点，则线路可如图7。除了点频变为字频的16倍外，还有如下的差别：①因为每个字符周期正恰是4个整数副载波周期，所以在图8中用以区分偶数或奇数字符的H₀线可以取消。②除P₀线外，还可能要增加P₁线，视t_H/t_S是否283 3/4 而定（相应按图5进行逐行换码）。③因为移位寄存器43每移位8次正恰把从ROM来的8位数据移位完，又正恰过了整数个副载波周期，所以可以在一个字符周期内把ROM输出向移位寄存器加载两次，而不必用串行输出接到串行输入进行循环。

上述不同做法所需换码ROM的空间为（只对低分辨率方式）-每字符8点而t_H/t_S＝284或283 1/2 ，1KB（千字节）;每字符8点而t_H/t_S＝283 3/4 ，2KB;每字符9点，2KB。

（B）高分辨率图形方式。在Apple机的这种图形方式时，点频是副载波频率的两倍，也就是在每个副载波周期内正恰输出两位数据，因此，在VRAM中的相邻两位数据如果都是1，则在屏幕上出现一个白点;如果一个1和一个0，则在屏幕上出现紫色或绿色点，视数据相对于副载波的相位而定（参看图3及图1）。因为VRAM里每个字节是8位，而屏幕上只显示7位，余下一位（最高位）被用来增加两种颜色，就是当该位是1时，所在字节的数据串行输出被延迟 1/4 副载波周期，因此又得到桔红和蓝青两种颜色。

因为Apple机对每个字节只显示7位，而在PAL制情况下每个字符需显示8点甚至9点，为求软件兼容，必须在PAL制的高分辨率方式时，把VRAM中每字节的低7位数据“映射”为8位或9位数据，然后送到屏幕上去。图9就是白色点从7位数据映射为8位的办法。图中50代表Apple软件中的7位数据，51中的短划及标注则表示当原7位字节中哪两个相邻的位是1时，在8位字节中应该是1的位置。

因为是白色点，所以不必考虑这两个1与副载波之间的相位关系，（也无须进行逐行换码）。然而，如果是彩色点，在映射中就必须考虑相位问题。举例来说，如在Apple软件的图形数据中有一或几个偶数位是1，在不作转换的Apple机上输出时比NTSC副载波落后135°，即显示紫色，（参看图1）;则在映射到PAL制的8位数据时，就必须使映射后的1在+V行上比PAL制的平均副载波也落后135°，而在-V行上却提前135°（参看图2），方才产生同样紫色，这就是“保相映射”（Phase-Conserving    Mapping）这一名称的由来。

图10是t_H/t_S＝283 3/4 ，点频为副载波频率两倍（每一副载波周期输出两位）的映射。图中52为原7位的数据。53的第一行是某一+V行（P₁P₀＝00）时52中偶数位的1映射到8位字节中应该占的位置，（为保持正确相位，显然应也在偶数位上），其中标有两个标记的位置是只当52中的两个相应的数据都是1时方才是1，用以保持图形的连续和均匀。然而到下一行（P₁P₀＝01）时，因为平均副载波的相位要落后 1/4 周期，又因为是-V行，所以数据应予变换，变换的方式应该如图5，该图的23～26中数据，每两位相当于图10的53里的一位，参照该图可得出图10的53中的其余各行。图10中54则是52的奇数位的映射。

如果t_H/t_S是284或283 1/2 ，则如图10的点频为副载波频率2倍的映射已不可能实现。但可以设计为点频是副载波频率的4倍。图12就是所述4倍的映射。图中61是映射前的7位的字节，字节中另一最高位对映射的影响将如下述。63和64是t_H/t_S＝284而且上述最高位为0时61里偶数位的1（紫色）或奇数位的1（绿色）应该映射的位置，65和66则为上述最高位为1时青色和橙色点应该映射的位置，（其中注x的位置是只当在61里相邻两个偶数位或相邻两个奇数位都是1时方才是1）。67～70则是和上述相仿但t_H/t_S＝283 3/4 时的映射。71～74则是t_H/t_S＝283 1/2 时的映射。至于白色点的映射则可如62。

因为映射后的每一位数据正恰是 1/4 副载波周期（正恰90°），所以当映射前字节的最高位为1时，所需的延迟90°可以在映射后的数据安排中实现，不必另做线路安排。这样做非但简化了线路，而且也避免了Apple机固有的“神秘的橙红色线”的缺点。

此种映射实际可以用ROM在逐行换码时一并实现。具体线路可如图13。图中的40～43和图7中相同，但另加了一个D触发器44，用以保存映射前数据的第7位（相当于图12中的g，n或n′），还加了一个2-1多路转接器45。

锁存器41每经过一个字符周期，就换一次新数据，但在同一字符周期内，ROM42的输出，却由于φ₀的电平变化，在前半周内和在后半周内是不同的。前半周的输出相当于映射前字节的前半部（图12中的a，b，c或h，i，j）的映射，而后半周的输出就相当于后半部（e，f，g或t，m，n）的映射。因此对移位寄存器43，在每个字符周期内应加载两次。因为如图12的映射，有时需映射到前一个字节或后一个字节上去，所以在图13中的ROM42的映射输出还受到D_X的作用。当φ 电平低（前半字符周期）时，D_X反映了D触发器44的输出（相当于图12中的n′或g）;当φ 电平高（后半周）时，D_X就超前反映后一个字节的最低位（相当于图12中的

或h）。

以上为水平方向每字符8点的做法。如果用9点，同样可实现映射如图11。图中57、58是紫色和绿色点的映射，59、60则是青色和橙色的映射，（其中注有x的意义同前）。白色点的映射则可如56。因为在映射前后的数据位数都是奇数，所以在映射中可不再考虑字节的奇偶，因此在图14中已不需H

线。然而，普通ROM的输出数据仅只8位，而现在需要9位。为此，可与ROM并联一个门阵列芯片（其输出接到移位寄存器43的串行输入端）。但最简便的办法还是：如图14对ROM加一条Q线，此线的电平，在9个点周期中，前5个周期时为高而后4个周期时为低，相应地在一个字符周期内对移位寄存器43加载4次。

高分辨率方式的不同做法需用ROM空间-水平方向每字符8点而t_H/t_S＝284或283 1/2 时为4KB，t_H/t_S＝283 3/4 时为8KB，每字符9点时则为4KB。

（C）双高分辨率图形。在Apple机上实现双高分辨率需使用“80列卡”。在其工作时，在40列的每个字符周期里要读两次VRAM（后一次从80列卡上读出）。因此每个字符周期可用的数据是16位。又因点频是副载波的4倍，所以可由4位VRAM数据确定一个点的颜色，共16种颜色，但因Apple每个字节只用7位，所以每一色点的4位数据常要跨越字节，这对编程来说是非常不便的。

就PAL制的兼容机而言，为求软件兼容，当然也可以使用前面所说的保相映射等方法，例如图15就是从7位数据向8位映射的一个方案。但实现这样方案的硬件开销较大。考虑到Apple机的双高分辨率软件目前还很少，加上那样做在编程上非常不便，所以，就双高分辨率方式而言，不妨另外推行一种不与Apple兼容的方式。

图19是实现不与Apple兼容的双高分辨率方式的一个做法。因为现在RAM芯片的读取速度已较高，已有可能在一个字符周期的视频半周内连续读取两次，（采用页模式，同时使用高分辨率方式的第1页和第2页的空间）。所以可不用80列卡就实现双高分辨率。在水平方向每个字符8点的情况下，VRAM中每个字节就代表两个色点，因此图19的ROM42仅只进行逐行换码，而无需映射。

然而，当每个字符9点时，就必须进行从8位到9位的映射，如图16。实现此映射的线路应如图20。此时非但要用Q线把9位的数据输出分为两段，而且为保证ROM42在每半个字符周期内都有稳定的输入，还需多加一个锁存器46。

双高分辨率方式需用的ROM空间-水平方向每字符8点而且t_H/t_S＝284或283 1/2 时为512B（字节），t_H/t_S＝283 3/4 时则为1024B;每字符9点则也是1024B。

（D）文字方式。如果水平方向每字符8点，则不论英文或汉字的做法，国内都已非常熟悉。汉字方式通常是把字形点阵写入高分辨率图形的VRAM，但不输送色同步信号，也不进行逐行换码。然而每个字符如是9点，则因要增加一个点而会遇到麻烦。在英文方式时，可以在其字模点阵中把字符之间必需有的间隙留在左边，如图18，因此，像低分辨率图形方式（图8）那样让串行输出进行循环时，在每个字符的右边将重复出现第一列的间隙，在屏幕上看起来却由于间隔较大而更清楚些。然而，对于汉字，却因汉字字模点阵的右半边不保证一定有间隙，不能用同样办法。在各个可能解决此问题的办法中，较简便的还是用映射，如图17。映射后需使用加倍的点频。因为在映射后的数据里增加一个1只不过是屏幕上可见点阵的半个点，加上图中注有两个标记的数据位需只当映射前的两个数据位都是1时方才是1，所以可保证只有汉字的横笔被稍稍加长，而竖笔不会被加粗，这样就保持了字形的匀称和美观。

五、实施例

图21是一个适于6502CPU的，水平方向每字符9点的视频发生器。图中只列出与视频发生有关的部分，其他与本发明的关键无关者已被忽略。该图和Apple    IIe的线路很有相似之处，但有实质差异。

图中80至84即为图8、图14及图20中的40至43及46。图14中的44和45则集成到85（IOU）里面去了。该IOU是一专用集成电路，它应该这样设计，即在各种工作方式时，其输出线A8～A13能使83（27128）切换到指定的空间进行所需

换码和映射等工作，具体可以如下表所示。其中Q，φ₀，H₀，P₀，V_c，D_X等的意义和以前所述相同，（V_a，V_b为比V_c低的两位输出），X则表示可以为任意值。

工作方式    A13    A12    A11    A10    A9    A8

英文 0 0 V_cX V_bV_a

低分辨率图形 0 1 V_cP₀H₀X

高分辨率图形 1 0 D_XP₀φ₀Q

双高分辨率图形 1 1 0 P₀X Q

汉字 1 1 1 X φ₀Q

图中88为晶体振荡器，频率为17.734475MHz±12Hz。其输出通过87进行九分频，分频结果被送到86用以产生Q，φ₀，CAS，RAS等信号。86是一种门阵列芯片（PAL，这是Programmable    Array    Logic的缩写，勿与“逐行倒相”Phase    Alternation    Line的缩写相混），它根据工作方式的不同（由输入线A12，A13决定），产生不同的加载信号（图中LOAD），不同的8.86MHz信号（有或没有，有则使84的移位速度降低一半，等于使点频由副载波的4倍降为2倍），和不同的色同步信号BURST（有或没有，文字方式应没有）。

IOU里不同的工作方式还决定地址线RA0～RA7的不同输出。除VRAM空间不同外，还需在双高分辨率方式时在一个字符周期的视频半周内要多变更一次（和图19相同）。它还需根据86送来的φ₀在内部进行水平（字符）计数和垂直（行）计数，相应产生SYNC，CLRGAT，和WNDW信号。每行63字符，行周期为63.943μs，每场313行，场周期为20.01ms。这和PAL制标准相差极微，由于每场行数为奇数，所以用以代表+V或-V行的P₀信号不得借用垂直计数的最低位。

上述SYNC为行同步及场同步信号;CLRGAT是在行同步后面的一个脉冲，在此脉冲期内，将有BURST（色同步信号）输出（该信号的相位也受P₀控制），WNDW则是用于回扫时间的屏蔽。在水平方向上，由于是在63个字符中显示40个，和Apple机的65字符中显示40个相比，在屏幕上可见的宽度要大3%。

关于IOU的具体设计和对门阵列芯片（PAL16R8）的编程都是本发明的主要关键以外的已知技术，所以此处不再详细叙述。

本发明并非只适用于使用6502的计算机。它也可用于Z80或其他CPU的计算机。目前Z80A芯片价格低于6502的三分之一，而其性能却又显著高于6502。所以，大力推广一、两种使用Z80的家用计算机是很有价值的。

使用Z80自然不必再考虑与Apple软件兼容问题，（事实上，在CP/M操作系统下的软件，在世界上已足够丰富的）。因此在新的计算机中，只需有英文、汉字、低分辨率图形和双高分辨率图形四种方式即可。在水平方向可以是每个字符8点（取t_H/t_S＝283 1/2 ），四种工作方式所需英文字模和逐行换码的ROM总容量还不足4KB，故可用2732芯片代替图21中的27128。图中81、82两个锁存器中也可省去一个。加上还有其他多处可节省，所以采用Z80，成本的降低不只是芯片本身而已。

Apple机所适应的NTSC制电视，每帧525行，而PAL制为625行。Apple机因不作隔行扫描，所以每帧（即每场）只262行，屏幕上可见者只有192行。PAL制的分辨率本来比NTSC制高，如果在适应PAL制的计算机上也只显示192行，则在屏幕的上、下部有较大的空间未被利用。在必定要求和Apple机软件兼容的情况下自然不得不忍受这一缺点;然而，一旦决策采用Z80，就可摆脱这一局限而可显示240行。这样，除在图形方式可见的面积将增加（在屏幕上将有较好的宽高比）外，在英文方式也有可能显示8×8点的字符30行或10×8点的字符24行，而在汉字方式却可显示14行×20字（以往Apple机只11行×17字）。此外，由于Z80的输入输出指令不占用存贮空间，因而可为用户提供一个连续可用的存贮空间。所以，采用Z80所得的性能提高不仅是CPU的内部工作（如速度较高，指令较丰富）而已。

在采用Z80作CPU时，CPU的时钟可以是副载波频率的一半或等于副载波频率（后者只适用于Z80B），这样都很容易做到CPU和视频扫描两者都要访问同一RAM的互相协调。

Claims (4)

1、一种产生PAL制彩色图形视频信号的数字线路，其主要特征为：

(a)反映存贮器内容的图形数据流的输出速率(以兆位/秒计)是PAL制副载波频率(4。43361875MHz)的2倍或4倍，利用输出数据相对于副载波的相位不同而在普通PAL制彩色电视机上产生不同的彩色。

(b)行周期是PAL制副载波周期的283 1/2 倍，也可以是283 3/4 或284倍。

(c)为适应PAL制的逐行倒相的特点，彩色图形数据输出时需进行“逐行换码”，就是通过换码装置，使存贮器中同一数据在+V和-V行时实际输出不同，但在电视机上都产生同一所需的颜色。

(d)有时为了使存贮器中数据的位数与屏幕格式(或与数据输出速率)相适应，可以在上述逐行换码的同时实行“映射”，即可以把7位的数据映射为8位或9位(或进一步再加倍)，也可以把8位的数据映射为9位(或其加倍)。在此情况下，由映射后的数据相对于PAL制副载波的相位保证正确的所需颜色。

2、权利要求1所述的线路，可以用中、小规模集成电路实现，也可以用大规模集成电路实现，也可以用多种类器件混合实现。

3、一种计算机（其CPU不拘），其中因采用了权利要求1所述的线路而能直接产生PAL制彩色图形视频信号者。

4、一种专用的集成电路芯片或线路板，其中包含了权利要求1所述线路的全部或部份，使用所述芯片或线路板即有利于所述线路的实现者。

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