CN1040055C - 一种应急电源系统 - Google Patents

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Abstract

一种连接在输入AC电压源(10)与输出负载(Z)之间的应急电源系统，即使从AC电压源(10)接到的AC电压不规则或短暂断电也能保证输出电压稳定。本应急电源系统包括一个连接在其输出端之间的AC/DC转换器(14)与一个位于输入和输出间的AC调节器(20)。此AC/DC转换器(14)还被连接到一个可充电电池(12)，正常运行时用作给电池(12)的充电整流器，应急运行时用作逆变器，将电池电压转换成应急电源系统的输出AC电压。

Description

一种应急电源系统
本发明是关于一种由权利要求1的前序部分限定类型的应急电源系统。
这种类型的应急电源系统连接在电子器件和AC电压源之间。当许多电子器件正在使用时，馈电线断电必将破坏器件的功能。特别是这些器件诸如装有执行程序，例如计算机，因这类器件对主电源断电是敏感的，断电会引起数据被擦除或执行错误的程序。应急电源系统保证电力中断长至数小时的期间有一个稳定的电压源。
众所周知，例如从美国专利说明书4366390，利用一个电池，正常运行时被充电，而应急运行时放电，并提供连续的电压供给连接的一个或多个电子器件直到电力网电压复原。该电池通过一个电源转换器连接到电力网接头，而该转换器在正常运行时用作充电整流器(充电器)，应急运行时则起一种逆变器的作用(逆变整流器)(AC/DC电压转换器)。此转换器还能稳定应急电源系统的输出电压，从而消除电源波动，根据此原理工作的应急电源系统与输入边的一个巨大扼流圈相连接，以此吸收输入起伏与稳定输出的差额，而没有损耗。虽然电压稳定没有发生损耗。但由于扼流圈是无功元件，它造成功率因数随负荷和电压电源而改变。上述美国专利说明书公开的结构可称之为并行功率转换器，这是因以扼流圈方式的无功串联元件与以调节逆变器方式的有功并联元件共同工作的缘故。
本发明的目的是提供一种应急电源系统，其能提高系统的总效率，并能消除变化损耗/连接因数的缺陷。
为此目的，本发明提供一种用于连接在输入端的AC电压源与输出端的负载间的应急电源系统，所说应急电源系统保证即使从AC电压源接受的AC电压不规则或短暂断电时输出端电压稳定，所说应急电源系统包括一个连接在其输出端子之间的AC/DC转换器与一个位于输出与输出间的AC调节器，所说AC/DC转换器被连接到一个可充电的电池上且正常运行时作为电池的一个充电整流器而应急运行时作为一个逆变器，把电池电压转换成应急电源系统输出的AC电压，所说AC调节器包括两个并联电流路径，其每一电流路径均包括串联连接的二极管和并联连接的晶体管和反馈二极管，其在AC电压正、负半周施加于该系统的输入端期间分别以导通和反向方式工作，电流路径在其输出端提供与从AC电压源接受的电压同相位的AC电流，所说AC/DC转换器维持预定的应急电源系统两输出端的AC电压，为此，所说系统还包括一个比较装置，其带有耦接到AC/DC转换器和基准电压的两个输入端，以及一个耦接到正弦波发生器的输入端的输出端，该比较装置检测电池的状态，并将其与预置基准电压进行比较而产生一个信号，由AC调节器提供的电流强度响应由该比较装置产生的信号而得到控制。
具有与逆变器串联耦合的充电整流器(其间插入电池)的传统CPS(不间断电源)系统，对5KVA的UPS系统来说，总效率一般为85％。按照美国专利说明书4366390的相应UPS系统的总效率一般为91％，而根据本发明的5KVA UPS系统总效率则可达约96％。
把AC调节器串接到AC电压源/电力源，并受控，以构成一个近乎理想的电流发生器，意味着输出端的AC电压随跨负载的电压而变，同时发出的电流是正弦波形的，有着与电源电压曲线形状一致的曲线形状。这是由控制AC调节器，使其只能接受与电力网同相位的电流，从而使调节器出来的电流与电源电压同相位而达到。借此，该AC调节器从电源汲取有效功率，也由于它不含必不可少的无功元件，它仅向逆变器和负载供给有功功率。
正常运行中的逆变器的作用是稳定输出电压，即加在负载上的电压，并且倘负载有此需要，可供给无功或谐波功率。计算机设备往往需要供给叠加了谐波分量或与电压存在相移的正弦波电流。
为了构成一个近于理想的电压发生器因此这样联结逆变器，使其能够维持所希望的正弦波电压加在负载上，还可向负载供给其上叠加了由AC调节器提供的正弦波电流的电流分成。电流同逆变器一起，起AC调节器和负载间的缓冲作用，逆变器提供由AC调节器所供的有功功率与加于负载的功率的功率之间的差。该逆变器从所接的可充电的电池获得需要的电能。需要从电源向负载供给有效功率，以便弥补逆变器中的损耗及向电池充电，如有必要，这可借助于监控电池的状态来识别。可通过检测电池的电压来检出电源的不足，因为这种情况会泄漏电池的能量，引起电压下降。
可以这样说，本发明的如权利要求1所限定的系统在功率方面将处于平衡状态，因为电力网仅仅供给有功功率，而负载消耗其余部分功率则由逆变器补充。所补给的其余部分功率消耗量，如无功电能或高次谐波电能则由电池取得，电池则利用从电源供出的有功功率的增加或减小来维持继续不断地充电。
还可以说，已将作为常规备用电源的应急电源系统的功能扩充到还具有重要的运行方面功能，即，确保应急电源系统输出端的电子器件型的负载只汲取电力网的有功功率，因而具有接近于或等于1的连接因数。
各从属权利要求描述了根据本发明的应急电源系统的各个有用的细节，例如权利要求2描述一个有利的最佳实施例，其中该AC调节器被分成两个平行电流路径，分别传送电源电压的正半周和负半周。当调节电流路径中的电流时，如权利要求3所述，实际上可避免使用电抗元件，即使使用，所用电抗元件的大小实际上也不影响应急电源系统的连接因数。权利要求4说明脉冲发生器如何产生脉冲信号，以及为获得该信号所需的电参数。为达到控制起见，通过AC调节器的电流可以被检测，如权利要求5所述。
权利要求6说明该系统的输出电压是如何保持在某一稳定电平，而权利要求7和8说明AC调节电流路径希望包括的各元件。
下面将结合最佳实施例并参照附图，更全面地阐述本发明，其中：图1和2是表示公知的应急电源系统的原理示意图；
图3是表示根据本发明的一个应急电源系统最佳实施例的相应原理示意图；
图4表示根据本发明的一个用于应急电源系统的控制部分的最佳实施例；
图5表示一个用于应急电源系统的功率转换器部分的最佳实施例；
图6-8表示在图5所示的功率转换器部分中使用的放大器结构图；
图9-10分别表示一种用于根据本发明的应急电源系统的等效电路图和该系统中各种流动电流。
图1和2表示两种公知的UPS系统结构，两者把稳定的电压输给一个消耗装置或负载Z。两个系统都与一个AC电压发生器10连接，例如可以与电力网连接。
图1所示系统作为一种串联功率转换器进行工作，所说系统包括一个充电整流器11，它通常是可控的晶闸管，用以产生返回到电力网的强谐波，除非在该电力网的连接处进行适当的滤波。充电整流器11把供给输入端的AC电压转换成基本上稳定的输出电压，从而保证向电池12充分充电。此DC电压传导到逆变器13，该逆变器13把DC电压转换成传导到负载Z的AC电压。本结构中含有两个独立的串联工作的调节转换器，因此，每个转换器都转换全部输出功率，结果是效率低。
图2是另一种在美国专利说明书4366390详加说明的公知UPS系统，它把负载Z接到AC电压源10。该应急电源系统有一个电源转换器14，正常运行时它象一个充电整流器进行工作，从而使电池12充电，而应急运行时，它象一个逆变器进行工作，从而把电池电压转换成送给消耗装置Z的AC电压。该应急电源系统有一个扼流圈15，用以吸收供给负载Z的稳定输出电压与从电压源10收到的波动电源电压的差额。扼流圈吸收这种电压差而不会损耗，只是造成连接功率因数，它是发送电压与电流之间的相角函数。由于电压源要求电流与电压同相位，所以该功率因素应尽可能接近于1。但是，因有一个很大电抗元件例如扼流圈15，这是不可能的。此外，该应急电源系统还包括一个开关16，正常运行时为闭合，而主电源断电情况下为断开，因此电池12不会使主电源运行。
图3表示根据本发明的应急电源系统结构的基本原理图，很清楚，本系统包括一电池12，在正常运行情况下，它通过作为充电整流器的电流转换器14用AC电压整流充电。在应急运行下，此功率转换器14作为逆变器，从电池12来的电池电压被转换成AC电压向负载Z供电。取代图2所示结构的扼流圈，本发明的应急电源系统则有一个AC调节器20，来调节电压源10的电流以适应应急电源系统输出的有功功率的要求。这方面将结合后续各图详细予以阐述。
图6表示一种本领域技术人员公知的晶体管电路，并把它结合作为本发明的一个应急电源系统最佳实施例中的AC调节器部分。施加到电路上的正输入电压V6，IN输到晶体管T6的集电极输入端。昌体管T6的基极输入端由周期信号控制，此周期信号具有可变的占空因数D，即，出现信号电平不为零的周期信号的那个部分可以改变。一个二极管D6插接在晶体管发射极输出端与地间，其导通方向是从地到晶体管发射机。一个电感L6接在晶体管发射极与晶体管电路的一个输出端之间。这时，具有输入信号作为包络线的和具有与施加于晶体管基板的周期信号频率相应的频率的信号将出现在晶体管发射极上。另外，此晶体管电路的两输出端间还接有一个很大的滤波电容C6，加在其上应是一个由V6，IN乘以占空因数D决定其大小的电压V6，OUT。由于占空因数在0与1之间，所以这种晶体管电路提供一种增益在0与1之间的脉冲控制放大器。其输出电压V6，OUT还可由下式表达：
V6，OUT＝V6，IND。
图7表示类似的另一种晶体管耦合电路，加于其输入端的是正输入电压V7，IN，它通过一个电感L7传输到晶体管T7上的集电极。该晶体管T7由加到基板的有可变占空因数的周期信号控制，而其发射极接地。一个二极管D7接在晶体管T7的集电极与此晶体管电路的一个输出端之间，导通方向指向此端子。跨输出端间还设置一个大平波电容C7，因此，输入电压V7，OUT可表达为输入电压V7，IN除以1减占空因数D。由于占空因数在0与1之间，所以放大器可以获得增益大于1，因而输出电压可表达如下：
V7，OUT＝V7，IN/(1-D)。
在图8中，把图6和7所示的晶体管耦合电路再联接成一整体的电路。该输入电压V8，IN相当于输入电压V6，IN。倘若控制晶体管T6和T7的周期信号相同并且同相位，就不必对信号加平波直至电路输出为止，因为晶体管T6和T7会同时导通。因此，可省去电容C6，还可将电感L6和L7绕在一起成为一个电感L8。其电压V6，OUT相当于电压V7，IN，因而图8所示电路将能供出可由输入电压V8，IN和占空因数D表达的输出电压V8，OUT。故而：
V8，OUT＝V8，IND/(1-D)
然而，最好常常是独立地控制两个晶体管耦合电路，使第一级只是把输入电压传输到输出端，因为控制信号可以是高(图6)也可以是低(图7)，还在于第二级是由脉冲控制的。如果输入电压V8，IN是待放大的电压，使送给晶体管T6的控制电压变高，且晶体管T7被脉冲调制控制以提供所需的电压。反之，如果输入电压V8，IN是待衰减的电压，则使送给昌体管T7的控制电压变低，且晶体管T6被脉冲调制控制以衰减施加的电压。两极晶体管之间的电容仍可省去，因为第一级晶体管只是把输入电压传送到它的输出端。当用不同的控制信号使两个晶体管工作时，输出电压V8，OUT可利用占空因数DT6和控制信号的DT7表达。故此：
V8，OUT＝V8，INDT6/(1-DT7)，
其中，占空因数DT6在正常运行条件下为1，或DT7为0，因为有关的控制信号之一不是高就是低。
图4说明有关AC电压调节器的控制原理，与图5结合还详细地表出了此AC电压调节器。应注意的是，只是概括地示出了功率转换部分14(图3)的控制，因为在本申请人的美国专利说明书4366390中在其主要方面已经公开。
图4表明同步装置25与AC电压源连接并控制两个正弦波发生器26、31，使其保持同步且与AC电压源同相，还可由所加的DC电压来控制它的幅度。将来自正弦波发生器26的电压加到一个误差放大器24的正输入端，而其负输入端则连接到与应急电源系统的输出端子串联设置的电源变压器21上。该电源变压器21以电阻22为负载在误差放大器24的负输入端产生一个电压，所说的电压正比于应急电源系统的输入端子的电流。从误差放大器24来的信号加到一个调制器23，此调制器23产生调制信号给于图5所示的晶体管62、65、72和75。调制这些晶体管以便在任何时刻将加于误差放大器24输入端的两个信号差尽可能保持最小或没有偏差。如果测出的输入电流的瞬时值具有比从正弦发生器26来的预定值幅度低，就改变控制信号的占空因数，朝增加AC电源调节器20增益方向改变，增大对系统的输入电流。相反，如果测出输入电流瞬时值比从正弦发生器26来的预定值的幅度高，则改变控制信号的占空因数，朝减小AC电源调节器20增益的方向改变，结果减小对系统的输入电流。这样的调节保证输入电流总是正比于有关从正弦波发生器来的信号幅值及曲线形状，所以供给系统的输入电流也常常是正弦波形的且与输入电压同相。这就保证，不管负载边遇到什么情况，应急电源系统都能保持连接系数为1，因为该电源转换器14对负载为电抗性的应急电源系统输出的电流和电压之间，要是有任何相移，就进行补偿。
控制正弦波发生器26上的幅度，从而就控制通过应急电源系统从电压源(电力网)取得的功率，监控电池充电的状态。这种监控方法是利用误差放大器28进行的。该误差放大器28其负输入端接受正比于电池电压的测量值，而其正输入端接受恒定的基准值VRET，借助于此VRET确定对电池12进行充电的所需电压。误差放大器28控制正弦波发生器26上的幅度，以便获得施加于误差放大器28输入端的两个信号之间的信号偏差尽可能最小或没有偏差。如果该电池电压低于预定的基准值，就增大加到正弦波发生器的电压，这意味着增加电流，从而增加接受从电力网来的功率。
应急电源系统输出电压VOUT，从而负载所消耗的功率保持恒定不变，因此，通过AC调节器20从电力网增加取得的功率只能通过使电池12充电的电流转换器14输送给电池12，结果增大电池电压。于是，整个应急电源系统就功率来看是平衡不变的，所以电池12维持恒定的充电电压，无论输入电压还是负载是否改变。
图4中所示的维持电路起保持功率转换器14出来的AC电压稳定不变的作用，而不必考虑电池电压和负载改变的影响。现有技术例如，在图1和2所示的应急电源系统中所采用的维持电路就必须考虑。所以下面就简要说明控制过程。在误差放大器30中将正弦发生器31来的信号与系统的实际输出电压VOUT进行比较。从该误差放大器30来的信号通过调制器34控制功率转换器14的晶体管，以提供在该误差放大器30输入端上的两个信号之间最小可能的或没有信号差别。为达到已增加的电压稳定度，用一个平均电压测量电路32测量系统输出电压VOUT的平均电压，并且借助于误差放大器33上、下调节正弦波发生器31的幅度，从而恒定不变地将系统输出电压VOUT的平均值保持在由加到误差放大器33正输入端的基准电压VRET确定的值。从DC调节器20及AC/DC转换器14来的调制信号的频率一般高于加到应急电源系统输入端的AC电压频率100-1000倍。
图5示意地示出本发明应急电源系统的设计，为清楚起见这里省去了控制装置，所以仅出现系统的功率传输部件。那里却详细地示出AC电压调节器20，并可认为是构成升压/补偿转换器。AC电压调节器20有两个电流支路，分别在输入端AC电压的正半周或负半周导通。
第1电流支路接装加AC电压正半周导通的二极管60。该二极管60之后连接电压控制的IGBT(绝缘栅双极晶体管)型晶体管62及并联的反馈通路二极管63。此晶体管62由周期性的加于它栅极的信号来控制，所说信号则由图4示出的调制器23产生。结合图4的说明，可以调节此信号的占空因数。晶体管62发射极输出经由二极管63接到电池12的负极。电感64也接在晶体管62与二极管间的节点。可以看出，该晶体管62、二极管63及电感64构成基本上与图6合并说明的一个晶体管电路相当的一种晶体管电路构成。
另外，电感64还接到另一个节点，在该节点与地间设置一个二极管67和串联的相当于晶管62且以相同方法控制的晶体管65。二极管67和晶体管65是这样设置的，使电流可从电感64与二极管67的节点流向地。而且，此二极管67与电感间的节点还通过二极管66接到应急电源系统的一个输出端子，二极管66极性可使电流流向输出端。该二极管67保护晶体管65抗反向电流，且在其导通状态下，在晶体管65与二极管67的节点和二极管67与电感64的节点的节点之间提供压降。
电感64与晶体管65、二极管66及配置在应急电源系统两输出端子间的平波电容80组合在一起，构成与图7所示一种相对应的晶体管耦合电路。这些元件又与晶体管62和二极管63组合在一起，形成一种对应于图8所示一种的晶体管电路结构。相应地，AC调节器20的另一支路构成与第1支路完成同样，全部单向元件都被倒置过来，使此支路对所加AC电压的负半周是导通的。于是，此支路包括一个二极管70接到与晶体管62对应的一个晶体管72，此晶体管72又与反馈二极管78并联。二极管78与晶体管72的另一个节点通过二极管73接地电池12有正极，并且接到电感74，电感74的另一端通过二极管76接到应急电源系统的输出端子，还通过晶体管75和二极管77接地。一般晶体管75相当于晶体管65、62和72，而所有这些晶体管由各自的控制信号-方波信号或高/低电压(0n.off)来控制。
倘若考虑输入信号的正半周，电流路径60-68将导通。设输入电压高于输出电压，该电压必须予以衰减，参见与图8相关的讨论，晶体管65会收到降低了的或关断的控制信号，因此晶体管65处于反向模式。晶体管62接受脉冲宽度调制信号，并减小与此相应的电压。
将图5与图8进行比较时，就可以看出，图5中的二极管63和73分别接到电池12上的负端和正端，而不是象图8有关情况的接地。要是二极管63和73已接地，这样就会建起一条不希望有的电流路径，在负半周，通过二极管63和66及电感64使系统的输出电压短路到地。相对应地，在正半周，系统会经由二极管73和76及电感74短路到地。为防止这种情况出现，可转而考虑这个事实，往往以与电源系统输出频率相反的单相控制电流转换器14中的两个晶体管91和94，在电压的正半周使晶体管94总是导通而晶体管91总是中断，而在负半周别相反。这就确保待用的二极管在正半周过程中，二极管63通过晶体管94有电流到地。在负半周，经由二极管63的电流路径不能通导，因为电池负端子的电位低于(更负)系统输出端呈现的瞬间电压值。可同样应用二极管73，在负半周的过程中二极管73有经由晶体管91的电流路径到地，同时，正半周时借助于电池电压成反向工作模式保持它。
晶体管92和93利用高频脉冲宽度调制电压方波控制，使两个晶体管92和93的节点电压在电容80与电感95共同构成低通滤波器的系统输出端，形成所要求的正弦波形电压。二极管80、84保证四个晶体管91-94的不论哪一个都是导通的或断电的，总有一条电流路径从电感95经由电池12到电容器80。于是，该电感95内流动的电流不可能使这些晶体管91-94遭受破坏性的错误极化作用。二极管81-84和晶体管91-94的作用可以认为是与图1和2有关所示的电流转换器的一般公知现有技术。无论系统在正常运行还是整个AC调节器20不活动的应急运行，对晶体管91-94的控制都是相同的。
功率转换器的控制原理，在本申请人的美国专利说明书436390里已进行了一般性说明。
图5已概括性地作了说明，由于对本领域的技术人员很清楚，所示的各二极管应备有并联去耦电容。本领域技术人员同样很明白如何把控制信号耦联到晶体管的基极输入端。
从图9它显示逆变器14是如何被耦联到电池12上，跨电池两端是电池电压VB。该逆变器14接受从电池12来的电池电流IB。并把所贡献的电流IVR供给负载Z。此逆变器14就维持跨负载Z两端的预定AC电压VL。作为图9中的可控电流发生器20是指电流调节器，它与AC电压源10串接而与逆变器14并联连接。该可变电流发生器供给一种正弦波形的电流IR，如图10所示。在图10中示出了跨在负载Z两端的电压VL同样是正弦波形的。图10还示出，负载电流IL基本上是正弦形的，但叠加了高次谐波振荡。逆变器14为高次谐波振荡提供功率，于是就能够提供与图10所示之一条曲线对应的电流IVR。可以看出，通过负载Z的电流IL基本上与负载电压VL同相，所以在此情况下，负载Z实际上是阻抗的。然而倘若该负载Z有部分电抗性，那末负载电流IL相对于负载电压VL会有相移。这样虽不会改变电流发生器电流IVR的曲线形状，但会造成逆变器电流IVR呈现相对于电流IR它有相移的正弦形，而电流IVR和IR之和应为负载提供需要的电流IL。

Claims (7)

1.一种用于连接在输入端的AC电压源(10)与输出端的负载(Z)间的应急电源系统，所说应急电源系统保证即使从AC电压源(10)接受的AC电压不规则或短暂断电时输出端电压稳定，所说应急电源系统包括一个连接在其输出端子之间的AC/DC转换器(14)与一个位于输入与输出间的AC调节器(20)，所说AC/DC转换器(14)被连接到一个可充电的电池(12)上且正常运行时作为电池(12)的一个充电整流器而应急运行时作为一个逆变器，把电池电压转换成应急电源系统输出的AC电压，其特征在于所说AC调节器(20)包括两个并联电流路径(60-68，70-78)，其每一电流路径均包括串联连接的二极管(60，70)和并联连接的晶体管(62，72)和反馈二极管(68，78)，其在AC电压正、负半周施加于该系统的输入端期间分别以导通和反向方式工作，电流路径在其输出端提供与从AC电压源(10)接受的电压同相位的AC电流，所说AC/DC转换器(14)维持预定的应急电源系统两输出端的AC电压(VOUT)，为此，所说系统还包括一个比较装置(28)，其带有耦接到AC/DC转换器(14)和基准电压(VREF)的两个输入端，以及一个耦接到正弦波发生器(26)的输入端的输出端，该比较装置检测电池的状态，并将其与预置基准电压(VREF)进行比较而产生一个信号，由AC调节器(20)提供的电流强度响应由该比较装置(28)产生的信号而得到控制。
2.按照权利要求1的应急电源系统，其特征在于，电流路径(60-68，70-78)连接到产生其占空因数为D的方波信号的脉冲发生器(23-26)。
3.按照权利要求2的应急电源系统，其特征在于，所说脉冲发生器(23  26)包括一带有两个输入端的正弦波发生器(26)，它与比较装置(28)的输出端相连，所说脉冲发生器(23-26)是一个同步单元，其输出端与误差放大器(24)的输入端相连。
4.根据权利要求3的应急电源系统，其特征在于，电流互感器(21)的输出端连接到误差放大器(24)的输入端，该电流互感器的第一绕组与AC调节器(20)的输入端相连，该电流互感器的第二绕组带有并联连接的负载(22)。
5.根据权利要求3或4的应急电源系统，其特征在于，检测装置(32，33)包括一个检测电路(32)，其连接到误差放大器，误差放大器的输出与补偿装置相连，补偿装置包括连接到与调制器(34)串联的误差放大器的正弦波发生器(31)。
6.根据权利要求1的应急电源系统，其特征在于，电流路径(60-68)包括一个晶体管(62)，电感(64)和晶体管(65)，晶体管(62)的栅极与调制器(23)相连，集电极与二极管(60)相连，发射极经二极管(63)与电池(12)的负极相连，二极管(63)的导通方向朝向该发射极；电感(64)的一端与晶体管(62)的发射极相连，另一端经二极管(66)与应急电源系统的输出端相连，二极管(66)的导通方向朝向该输出端，晶体管(65)与地相连。
7.按照权利要求1的应急电源系统，其特征在于，另一个电流路径(70-78)，包括晶体管(72)、电感(74)和晶体管(75)，晶体管(72)的栅极与调制器(23)相连，发射极与二极管(70)相连，集电极经二极管(73)与电池(12)的正极相连，二极管(73)的导通方向朝向该电池电极；电感(74)的一端与晶体管(72)的集电极相连，另一端经二极管(76)与应急电源系统的输出端相连，二极管(76)的导通方向朝向电感(74)；晶体管(75)与地相连。
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